JPH05292138A - 最尤系列推定受信機 - Google Patents
最尤系列推定受信機Info
- Publication number
- JPH05292138A JPH05292138A JP4096445A JP9644592A JPH05292138A JP H05292138 A JPH05292138 A JP H05292138A JP 4096445 A JP4096445 A JP 4096445A JP 9644592 A JP9644592 A JP 9644592A JP H05292138 A JPH05292138 A JP H05292138A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- impulse response
- circuit
- estimated
- maximum likelihood
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【目的】 処理量が少なく受信特性の良い最尤系列推定
受信機を提供する。 【構成】 トランスバーサル型の整合フィルタ５と、伝
送路のインパルス応答を推定する伝送路推定回路９と、
この推定したインパルス応答を基に整合フィルタ５の出
力から送信シンボル列を推定する状態推定回路６とを有
する。そして、伝送路推定回路９が、推定したインパル
ス応答を、整合フィルタ５のタップ数に対応しかつ最大
の振幅を有するサンプル点から振幅の大きな順に最も多
くのサンプル点を含むような時間間隔を設定し、この時
間間隔内のサンプル点のみを基に整合フィルタ５のタッ
プ係数の設定と状態推定回路６における送信シンボル列
の推定とを行うようにする。信号振幅の二乗和の計算を
行うことなく信号の振幅比較を行うだけで長さＮＴの最
適な伝送路のインパルス応答を推定できる。
受信機を提供する。 【構成】 トランスバーサル型の整合フィルタ５と、伝
送路のインパルス応答を推定する伝送路推定回路９と、
この推定したインパルス応答を基に整合フィルタ５の出
力から送信シンボル列を推定する状態推定回路６とを有
する。そして、伝送路推定回路９が、推定したインパル
ス応答を、整合フィルタ５のタップ数に対応しかつ最大
の振幅を有するサンプル点から振幅の大きな順に最も多
くのサンプル点を含むような時間間隔を設定し、この時
間間隔内のサンプル点のみを基に整合フィルタ５のタッ
プ係数の設定と状態推定回路６における送信シンボル列
の推定とを行うようにする。信号振幅の二乗和の計算を
行うことなく信号の振幅比較を行うだけで長さＮＴの最
適な伝送路のインパルス応答を推定できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高速ディジタル移動通
信において用いられる最尤系列推定受信機に関するもの
である。
信において用いられる最尤系列推定受信機に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の最尤系列推定受信機につ
いては、『IEEE Journal on SelectedAreas in Communi
cations, Vol.7, No.1, pp.122-129, January 1989 』
に記載されている。高速ディジタル移動通信において
は、マルチパス伝搬による周波数選択性フェージングの
ために、伝送特性が大きく劣化する。そして、この劣化
を補償するために、最尤系列推定受信機を用いることが
多く検討されている。最尤系列推定受信機は、受信信号
の帯域外雑音をフィルタで除去した後、信号をディジタ
ル化し、雑音の影響を最小化する整合フィルタを通し、
その出力からビタビアルゴリズムを用いて送信シンボル
を最尤推定するものである。整合フィルタのタップ係数
は、データの処理の前または平行して伝送路のインパル
ス応答を推定し、これを基に設定する。また、この推定
したインパルス応答は、送信シンボルの最尤推定のため
にも用いられる。最尤系列推定受信機は、一般に、周波
数選択性フェージングの下では、これによる劣化を補償
する他の適応等化受信機と比較して、良好な受信特性を
有する。しかし、整合フィルタのタップ数が大きくなる
につれて急激に処理量が増加するため、従来は実現が難
しいと考えられていた。しかし、最近は、ディジタル信
号処理技術の発展により、実現のための検討が盛んに行
われている。
いては、『IEEE Journal on SelectedAreas in Communi
cations, Vol.7, No.1, pp.122-129, January 1989 』
に記載されている。高速ディジタル移動通信において
は、マルチパス伝搬による周波数選択性フェージングの
ために、伝送特性が大きく劣化する。そして、この劣化
を補償するために、最尤系列推定受信機を用いることが
多く検討されている。最尤系列推定受信機は、受信信号
の帯域外雑音をフィルタで除去した後、信号をディジタ
ル化し、雑音の影響を最小化する整合フィルタを通し、
その出力からビタビアルゴリズムを用いて送信シンボル
を最尤推定するものである。整合フィルタのタップ係数
は、データの処理の前または平行して伝送路のインパル
ス応答を推定し、これを基に設定する。また、この推定
したインパルス応答は、送信シンボルの最尤推定のため
にも用いられる。最尤系列推定受信機は、一般に、周波
数選択性フェージングの下では、これによる劣化を補償
する他の適応等化受信機と比較して、良好な受信特性を
有する。しかし、整合フィルタのタップ数が大きくなる
につれて急激に処理量が増加するため、従来は実現が難
しいと考えられていた。しかし、最近は、ディジタル信
号処理技術の発展により、実現のための検討が盛んに行
われている。
【０００３】最尤系列推定受信機では、処理量を小さく
抑えるため、整合フィルタのタップ数を最小限に抑える
必要がある。このため、時間τまで遅れたマルチパスを
考慮する必要がある場合、信号のサンプリング周期をＴ
として、整合フィルタのタップ数はＮ＝τ／Ｔ＋１とす
ることが多い。但し、この除算は、仮数部を切り上げて
整数化する。これに対して、推定した伝送路のインパル
ス応答は、通常時間τよりも長い期間に渡って拡がって
いるため、これを期間ＮＴで打ち切る必要がある。イン
パルス応答に対するこの期間ＮＴの最適な採り方は、マ
ルチパスの状況によって異なる。もし、期間ＮＴを常に
同じ位置に設定すると、受信特性の劣化を生じる。この
ため、マルチパスがない場合は信号のピークを期間ＮＴ
の中心付近にすればよいが、マルチパスがある場合は一
般に主信号とマルチパスの両方のピークが期間ＮＴ内に
入るようにする必要がある。上記の文献に示されるよう
に、従来は、期間ＮＴ内のエネルギが最大になるように
設定していた。
抑えるため、整合フィルタのタップ数を最小限に抑える
必要がある。このため、時間τまで遅れたマルチパスを
考慮する必要がある場合、信号のサンプリング周期をＴ
として、整合フィルタのタップ数はＮ＝τ／Ｔ＋１とす
ることが多い。但し、この除算は、仮数部を切り上げて
整数化する。これに対して、推定した伝送路のインパル
ス応答は、通常時間τよりも長い期間に渡って拡がって
いるため、これを期間ＮＴで打ち切る必要がある。イン
パルス応答に対するこの期間ＮＴの最適な採り方は、マ
ルチパスの状況によって異なる。もし、期間ＮＴを常に
同じ位置に設定すると、受信特性の劣化を生じる。この
ため、マルチパスがない場合は信号のピークを期間ＮＴ
の中心付近にすればよいが、マルチパスがある場合は一
般に主信号とマルチパスの両方のピークが期間ＮＴ内に
入るようにする必要がある。上記の文献に示されるよう
に、従来は、期間ＮＴ内のエネルギが最大になるように
設定していた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上に
説明した従来の最尤系列推定受信機においては、期間Ｎ
Ｔ内の信号エネルギを期間ＮＴが採り得る全ての位置に
対して計算する必要があり、エネルギの計算は信号振幅
の二乗和の計算であるため、この位置の決定のために大
きな処理量が必要であるという問題点があった。そこ
で、本発明の目的は、処理量が少なく受信特性の良い最
尤系列推定受信機を提供することにある。
説明した従来の最尤系列推定受信機においては、期間Ｎ
Ｔ内の信号エネルギを期間ＮＴが採り得る全ての位置に
対して計算する必要があり、エネルギの計算は信号振幅
の二乗和の計算であるため、この位置の決定のために大
きな処理量が必要であるという問題点があった。そこ
で、本発明の目的は、処理量が少なく受信特性の良い最
尤系列推定受信機を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記の問題点
を解決するために、雑音の影響を最小化するトランスバ
ーサル型の整合フィルタと、伝送路のインパルス応答を
推定する伝送路推定回路と、この伝送路推定回路で推定
したインパルス応答を基に前記の整合フィルタの出力か
ら送信シンボル列を推定する状態推定回路とを有する最
尤系列推定受信機において、前記の伝送路推定回路が、
推定したインパルス応答を、前記の整合フィルタのタッ
プ数に対応し、かつ、最大の振幅を有するサンプル点か
ら振幅の大きな順に最も多くのサンプル点を含むような
時間間隔を設定し、この時間間隔内のサンプル点のみを
基に前記の整合フィルタのタップ係数の設定と前記の状
態推定回路における送信シンボル列の推定とを行うよう
に最尤系列推定受信機を構成したものである。
を解決するために、雑音の影響を最小化するトランスバ
ーサル型の整合フィルタと、伝送路のインパルス応答を
推定する伝送路推定回路と、この伝送路推定回路で推定
したインパルス応答を基に前記の整合フィルタの出力か
ら送信シンボル列を推定する状態推定回路とを有する最
尤系列推定受信機において、前記の伝送路推定回路が、
推定したインパルス応答を、前記の整合フィルタのタッ
プ数に対応し、かつ、最大の振幅を有するサンプル点か
ら振幅の大きな順に最も多くのサンプル点を含むような
時間間隔を設定し、この時間間隔内のサンプル点のみを
基に前記の整合フィルタのタップ係数の設定と前記の状
態推定回路における送信シンボル列の推定とを行うよう
に最尤系列推定受信機を構成したものである。
【０００６】
【作用】本発明によれば、以上のように最尤系列推定受
信機を構成したため、信号振幅の二乗和の計算を行うこ
となく信号の振幅比較を行うだけで長さＮＴの最適な伝
送路のインパルス応答を推定できる。このため、上記の
問題点を解決できるのである。
信機を構成したため、信号振幅の二乗和の計算を行うこ
となく信号の振幅比較を行うだけで長さＮＴの最適な伝
送路のインパルス応答を推定できる。このため、上記の
問題点を解決できるのである。
【０００７】
【実施例】図１は、本発明の最尤系列推定受信機の実施
例を示すブロック図である。図１において、１は受信信
号入力端子、２は周波数変換回路、３は低域通過フィル
タ（以下、ＬＰＦと記述する）、４はアナログ／ディジ
タル変換回路（以下、Ａ／Ｄ変換回路と記述する）、５
は整合フィルタ、６は状態推定回路、７は推定信号出力
端子、８は係数設定回路、９は伝送路推定回路、１０は
推定回路、１１は位置設定回路、１２は信号発生回路で
ある。受信信号入力端子１へは、受信機のアンテナから
受信した無線周波数帯の信号が到達する。この信号は、
周波数変換回路２において、同期検波などによりベース
バンド信号に変換される。このとき、変調方式がＱＰＳ
ＫやＭＳＫといった直交変調型の方式であれば、同相成
分と直交成分の２つが出力される。この場合、図１にお
いて、周波数変換回路２以降は、全て同相と直交の２つ
の信号を取り扱うことになる。周波数変換回路２からの
信号は、ＬＰＦ３において所望周波数帯域外の雑音を除
去され、Ａ／Ｄ変換回路４においてディジタル信号に変
換される。そして、このディジタル信号は、まず整合フ
ィルタ５へ入力される。
例を示すブロック図である。図１において、１は受信信
号入力端子、２は周波数変換回路、３は低域通過フィル
タ（以下、ＬＰＦと記述する）、４はアナログ／ディジ
タル変換回路（以下、Ａ／Ｄ変換回路と記述する）、５
は整合フィルタ、６は状態推定回路、７は推定信号出力
端子、８は係数設定回路、９は伝送路推定回路、１０は
推定回路、１１は位置設定回路、１２は信号発生回路で
ある。受信信号入力端子１へは、受信機のアンテナから
受信した無線周波数帯の信号が到達する。この信号は、
周波数変換回路２において、同期検波などによりベース
バンド信号に変換される。このとき、変調方式がＱＰＳ
ＫやＭＳＫといった直交変調型の方式であれば、同相成
分と直交成分の２つが出力される。この場合、図１にお
いて、周波数変換回路２以降は、全て同相と直交の２つ
の信号を取り扱うことになる。周波数変換回路２からの
信号は、ＬＰＦ３において所望周波数帯域外の雑音を除
去され、Ａ／Ｄ変換回路４においてディジタル信号に変
換される。そして、このディジタル信号は、まず整合フ
ィルタ５へ入力される。
【０００８】図２は整合フィルタ５の構成例を示すブロ
ック図である。図２において、１３は入力端子、１４は
加算回路、１５は出力端子、２１、２２、…、２Ｎは遅
延回路、３０、３１、…、３Ｎは乗算回路、Ｃ０、Ｃ
１、…、ＣＮはタップ係数である。図２は、いわゆるト
ランスバーサル型のフィルタである。図２は、次数Ｎが
５の場合に対応する図となっている。入力端子１３から
入力されたディジタル信号は、Ｎ個のディジタル信号の
周期Ｔの遅延時間を有する遅延回路２１、２２、…、２
Ｎを通過し、入力端子１３と遅延回路２１、２２、…、
２Ｎからのそれぞれの出力信号が、乗算回路３０、３
１、…、３Ｎにおいてそれぞれタップ係数Ｃ０、Ｃ１、
…、ＣＮを乗算され、加算回路１４でこれらの出力信号
を全て加算して、出力回路１５へ出力される。直交変調
型においては、同相成分を実数部、直交成分を虚数部と
して、複素数で信号を表すことが普通であり、この場
合、タップ係数Ｃ０、Ｃ１、…、ＣＮは複素数となる。
タップ係数Ｃ０、Ｃ１、…、ＣＮは、雑音の影響を最小
化する整合フィルタとして動作するためには、伝送路の
インパルス応答の時間反転複素共役となるように設定す
る必要がある。これは、後述する係数設定回路８におい
て行われる。
ック図である。図２において、１３は入力端子、１４は
加算回路、１５は出力端子、２１、２２、…、２Ｎは遅
延回路、３０、３１、…、３Ｎは乗算回路、Ｃ０、Ｃ
１、…、ＣＮはタップ係数である。図２は、いわゆるト
ランスバーサル型のフィルタである。図２は、次数Ｎが
５の場合に対応する図となっている。入力端子１３から
入力されたディジタル信号は、Ｎ個のディジタル信号の
周期Ｔの遅延時間を有する遅延回路２１、２２、…、２
Ｎを通過し、入力端子１３と遅延回路２１、２２、…、
２Ｎからのそれぞれの出力信号が、乗算回路３０、３
１、…、３Ｎにおいてそれぞれタップ係数Ｃ０、Ｃ１、
…、ＣＮを乗算され、加算回路１４でこれらの出力信号
を全て加算して、出力回路１５へ出力される。直交変調
型においては、同相成分を実数部、直交成分を虚数部と
して、複素数で信号を表すことが普通であり、この場
合、タップ係数Ｃ０、Ｃ１、…、ＣＮは複素数となる。
タップ係数Ｃ０、Ｃ１、…、ＣＮは、雑音の影響を最小
化する整合フィルタとして動作するためには、伝送路の
インパルス応答の時間反転複素共役となるように設定す
る必要がある。これは、後述する係数設定回路８におい
て行われる。
【０００９】図１において、整合フィルタ５からの出力
信号は、状態推定回路６において、送信シンボルを最尤
推定し、結果が推定信号出力端子７へ出力される。状態
推定回路６における最尤推定は、通常ビタビアルゴリズ
ムを用いて行われる。ビタビアルゴリズムは、メトリッ
クと呼ばれる評価量を用いて、最も確からしい送信シン
ボルを逐次的に選択決定するものである。そして、この
メトリックを計算するために伝送路のインパルス応答が
必要になる。伝送路のインパルス応答は、通常は未知で
あるから、後述する伝送路推定回路９において推定を行
い、これを用いることになる。Ａ／Ｄ変換器４からのデ
ィジタル信号は、伝送路推定回路９へも供給される。伝
送路推定回路９では、伝送路のインパルス応答の推定を
行う。
信号は、状態推定回路６において、送信シンボルを最尤
推定し、結果が推定信号出力端子７へ出力される。状態
推定回路６における最尤推定は、通常ビタビアルゴリズ
ムを用いて行われる。ビタビアルゴリズムは、メトリッ
クと呼ばれる評価量を用いて、最も確からしい送信シン
ボルを逐次的に選択決定するものである。そして、この
メトリックを計算するために伝送路のインパルス応答が
必要になる。伝送路のインパルス応答は、通常は未知で
あるから、後述する伝送路推定回路９において推定を行
い、これを用いることになる。Ａ／Ｄ変換器４からのデ
ィジタル信号は、伝送路推定回路９へも供給される。伝
送路推定回路９では、伝送路のインパルス応答の推定を
行う。
【００１０】図３は、高速ディジタル移動通信において
用いられるバースト信号の構成例を示す図である。これ
は、欧州のディジタル移動通信システムであるＧＳＭシ
ステムの例を示している。バースト信号の中央付近にト
レーニング系列と呼ばれる受信側で既知の系列が送られ
ている。このトレーニング系列は、通常、インパルス状
の理想的な自己相関特性を有するように定められてい
る。
用いられるバースト信号の構成例を示す図である。これ
は、欧州のディジタル移動通信システムであるＧＳＭシ
ステムの例を示している。バースト信号の中央付近にト
レーニング系列と呼ばれる受信側で既知の系列が送られ
ている。このトレーニング系列は、通常、インパルス状
の理想的な自己相関特性を有するように定められてい
る。
【００１１】図１において、伝送路推定回路９では、そ
の中の信号発生回路１２において、このトレーニング系
列を巡回した信号を変調方式に対応したベースバンド信
号として変調したディジタル信号を発生する。このディ
ジタル信号は、推定回路１０において、Ａ／Ｄ変換回路
４からのディジタル信号とまず相関を採られる。この相
関を採った後の信号は、伝送路のインパルス応答を時間
反転したものとなっている。このため、推定回路１０
は、この信号を更に時間反転する。相関操作と時間反転
を行った推定回路１０の出力信号は、伝送路のインパル
ス応答の推定値を示している。
の中の信号発生回路１２において、このトレーニング系
列を巡回した信号を変調方式に対応したベースバンド信
号として変調したディジタル信号を発生する。このディ
ジタル信号は、推定回路１０において、Ａ／Ｄ変換回路
４からのディジタル信号とまず相関を採られる。この相
関を採った後の信号は、伝送路のインパルス応答を時間
反転したものとなっている。このため、推定回路１０
は、この信号を更に時間反転する。相関操作と時間反転
を行った推定回路１０の出力信号は、伝送路のインパル
ス応答の推定値を示している。
【００１２】図４は、伝送路のインパルス応答の例を示
す図である。（ａ）はマルチパスがない場合、（ｂ）は
マルチパスがある場合の例を示している。時間軸の目盛
は、ディジタル信号のサンプル点を示しており、数字は
サンプル時間を示す。特にマルチパスがあるときには、
伝送路のインパルス応答は、整合フィルタがカバーでき
る期間ＮＴよりも長い期間、零と見なせない大きさの値
を有する。このため、伝送路のインパルス応答のどの部
分を整合フィルタ５と状態推定６で考慮するかが重要と
なる。この位置の設定を、図１における位置設定回路１
１が行う。マルチパスがなく、伝送路のインパルス応答
の長さが比較的短いときには、図４（ａ）の太い両方向
矢印に示すように、信号のピークが期間ＮＴの中央付近
になるようにすれば良い。しかし、図４（ｂ）の太い両
方向矢印に示すように、大きく遅れたマルチパスがある
場合、大きな振幅を有する主波と副波の両方のピークが
期間ＮＴに入るようにする必要がある。図１における位
置設定回路１１は、以上のことを満すように期間ＮＴを
設定する。
す図である。（ａ）はマルチパスがない場合、（ｂ）は
マルチパスがある場合の例を示している。時間軸の目盛
は、ディジタル信号のサンプル点を示しており、数字は
サンプル時間を示す。特にマルチパスがあるときには、
伝送路のインパルス応答は、整合フィルタがカバーでき
る期間ＮＴよりも長い期間、零と見なせない大きさの値
を有する。このため、伝送路のインパルス応答のどの部
分を整合フィルタ５と状態推定６で考慮するかが重要と
なる。この位置の設定を、図１における位置設定回路１
１が行う。マルチパスがなく、伝送路のインパルス応答
の長さが比較的短いときには、図４（ａ）の太い両方向
矢印に示すように、信号のピークが期間ＮＴの中央付近
になるようにすれば良い。しかし、図４（ｂ）の太い両
方向矢印に示すように、大きく遅れたマルチパスがある
場合、大きな振幅を有する主波と副波の両方のピークが
期間ＮＴに入るようにする必要がある。図１における位
置設定回路１１は、以上のことを満すように期間ＮＴを
設定する。
【００１３】図５は、位置設定回路１１における位置設
定アルゴリズムの例を示すフローチャートである。アル
ゴリズムでは、まず、考慮すべき期間の推定回路１０か
らの伝送路のインパルス応答の推定サンプル点につい
て、振幅の大きな順にサンプル時間を並べ替える。これ
には、各種のソートアルゴリズムを用いることができ
る。次に、大きなサンプルから順に採っていき、最も多
くのサンプルが期間ＮＴに入るようにこの期間ＮＴの位
置を設定する。図５では、期間ＮＴを［下限，上限］で
表している。
定アルゴリズムの例を示すフローチャートである。アル
ゴリズムでは、まず、考慮すべき期間の推定回路１０か
らの伝送路のインパルス応答の推定サンプル点につい
て、振幅の大きな順にサンプル時間を並べ替える。これ
には、各種のソートアルゴリズムを用いることができ
る。次に、大きなサンプルから順に採っていき、最も多
くのサンプルが期間ＮＴに入るようにこの期間ＮＴの位
置を設定する。図５では、期間ＮＴを［下限，上限］で
表している。
【００１４】図１において、位置設定回路１１は、この
ようにして設定した期間ＮＴ内のＮ個の伝送路のインパ
ルス応答の推定サンプル点を係数設定回路８と状態推定
回路６へ供給する。係数設定回路８は、このＮ個の伝送
路のインパルス応答の推定サンプル点の複素共役をと
り、上限側がＣ０、下限側がＣＮと時間が反対に対応す
るようにして、整合フィルタ５のタップ係数を設定す
る。また、状態推定回路６は、このＮ個の伝送路のイン
パルス応答の推定サンプル点を、ビタビアルゴリズムの
ためのメトリックの計算に使用する。
ようにして設定した期間ＮＴ内のＮ個の伝送路のインパ
ルス応答の推定サンプル点を係数設定回路８と状態推定
回路６へ供給する。係数設定回路８は、このＮ個の伝送
路のインパルス応答の推定サンプル点の複素共役をと
り、上限側がＣ０、下限側がＣＮと時間が反対に対応す
るようにして、整合フィルタ５のタップ係数を設定す
る。また、状態推定回路６は、このＮ個の伝送路のイン
パルス応答の推定サンプル点を、ビタビアルゴリズムの
ためのメトリックの計算に使用する。
【００１５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、信号振幅の二乗和の計算を行うことなく信号の振
幅比較を行うだけで長さＮＴの最適な伝送路のインパル
ス応答を推定でき、処理量が少なく受信特性の良い最尤
系列推定受信機を提供することができる。
れば、信号振幅の二乗和の計算を行うことなく信号の振
幅比較を行うだけで長さＮＴの最適な伝送路のインパル
ス応答を推定でき、処理量が少なく受信特性の良い最尤
系列推定受信機を提供することができる。
【図１】本発明の最尤系列推定受信機の実施例を示すブ
ロック図
ロック図
【図２】整合フィルタの構成例を示すブロック図
【図３】バースト信号の構成例を示す図
【図４】伝送路のインパルス応答の例を示す図
【図５】本発明の位置設定アルゴリズムの例を示すフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
１ 受信信号入力端子 ２ 周波数変換回路 ３ 低域通過フィルタ ４ アナログ／ディジタル変換回路 ５ 整合フィルタ ６ 状態推定回路 ７ 推定信号出力端子 ８ 係数設定回路 ９ 伝送路推定回路 １０ 推定回路 １１ 位置設定回路 １２ 信号発生回路 １３ 入力端子 １４ 加算回路 １５ 出力端子 ２１、２２、…、２Ｎ 遅延回路 ３０、３１、…、３Ｎ 乗算回路 Ｃ０、Ｃ１、…、ＣＮ タップ係数
Claims (1)
- 【請求項１】 雑音の影響を最小化するトランスバーサ
ル型の整合フィルタと、伝送路のインパルス応答を推定
する伝送路推定回路と、この伝送路推定回路で推定した
インパルス応答を基に前記の整合フィルタの出力から送
信シンボル列を推定する状態推定回路とを有する最尤系
列推定受信機において、 前記の伝送路推定回路が、推定したインパルス応答を、
前記の整合フィルタのタップ数に対応し、かつ、最大の
振幅を有するサンプル点から振幅の大きな順に最も多く
のサンプル点を含むような時間間隔を設定し、この時間
間隔内のサンプル点のみを基に前記の整合フィルタのタ
ップ係数の設定と前記の状態推定回路における送信シン
ボル列の推定とを行うことを特徴とする最尤系列推定受
信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4096445A JPH05292138A (ja) | 1992-04-16 | 1992-04-16 | 最尤系列推定受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4096445A JPH05292138A (ja) | 1992-04-16 | 1992-04-16 | 最尤系列推定受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05292138A true JPH05292138A (ja) | 1993-11-05 |
Family
ID=14165224
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4096445A Pending JPH05292138A (ja) | 1992-04-16 | 1992-04-16 | 最尤系列推定受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05292138A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6134280A (en) * | 1997-06-16 | 2000-10-17 | Nec Corporation | Delayed decision feedback sequence estimator for determining optimal estimation region with small calculation quantity |
| US6349112B1 (en) | 1998-10-13 | 2002-02-19 | Nec Corporation | Adaptive equalizer compensating signal distortion on transmission path |
-
1992
- 1992-04-16 JP JP4096445A patent/JPH05292138A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6134280A (en) * | 1997-06-16 | 2000-10-17 | Nec Corporation | Delayed decision feedback sequence estimator for determining optimal estimation region with small calculation quantity |
| US6349112B1 (en) | 1998-10-13 | 2002-02-19 | Nec Corporation | Adaptive equalizer compensating signal distortion on transmission path |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2556179B2 (ja) | ダイバーシティ受信方式 | |
| JP2601027B2 (ja) | 最大の比率でダイバーシチを結合する技術 | |
| US5822380A (en) | Apparatus and method for joint channel estimation | |
| KR950012827B1 (ko) | 시간-분산된 신호의 디버시티 수신용 방법 및 장치 | |
| JP3602450B2 (ja) | チャンネル推定を形成する方法及び受信器 | |
| JP3375139B2 (ja) | アダプティブアレイ送受信機 | |
| US6625236B1 (en) | Methods and systems for decoding symbols by combining matched-filtered samples with hard symbol decisions | |
| US20040161063A1 (en) | Channel parameter estimation in a receiver | |
| US20040052306A1 (en) | Channel estimation in a spread spectrum receiver | |
| KR20010062214A (ko) | 개선된 신호 포착과 프로세싱을 지닌 코드분할 다중접속시스템 및 오퍼레이션 방법 | |
| JPH04229734A (ja) | 周波数偏移を評価する装置からなる受信器 | |
| JPH11168408A (ja) | 干渉キャンセラ装置 | |
| US20020159505A1 (en) | Receiver and receiving method fro spread spectrum communication | |
| US20040141469A1 (en) | Rake receiver for operating in FDD and TDD modes | |
| JPH05292139A (ja) | 最尤系列推定受信機 | |
| JP3424723B2 (ja) | 適応等化器 | |
| JPH07231285A (ja) | 伝搬路推定装置及び移動通信受信装置 | |
| JPH05292138A (ja) | 最尤系列推定受信機 | |
| US20040097204A1 (en) | Multi-subscriber detection using a rake receiver structure | |
| JPH11127208A (ja) | パイロットシンボル及び仮判定データシンボルを用いた同期検波方法及び移動体通信用受信装置及び干渉除去装置 | |
| JP3718403B2 (ja) | レイク受信機 | |
| JPH0766842A (ja) | 周波数オフセット補償回路 | |
| KR100489409B1 (ko) | 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 방법 | |
| JPH10336083A (ja) | アダプティブアレイ受信機 | |
| JP2600970B2 (ja) | ダイバーシティ受信装置 |