JPH0766842A - 周波数オフセット補償回路 - Google Patents
周波数オフセット補償回路Info
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- JPH0766842A JPH0766842A JP20798593A JP20798593A JPH0766842A JP H0766842 A JPH0766842 A JP H0766842A JP 20798593 A JP20798593 A JP 20798593A JP 20798593 A JP20798593 A JP 20798593A JP H0766842 A JPH0766842 A JP H0766842A
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- Japan
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- circuit
- frequency offset
- signal
- differential
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル通信方式の受信端に設けられた周
波数オフセット補償回路において、マルチパス伝搬によ
るフェージングが発生する状況下においても周波数オフ
セットを精度よく推定する。 【構成】 相関回路でマルチパス伝搬による遅延波の差
動符号系列を考慮して相関出力を算出する。 【効果】 これにより、マルチパスフェージング条件に
おいて、遅延波の影響が無視できない場合においても精
度よく周波数オフセットを推定することができる。特
に、遅延波の信号レベルが直接波の信号レベルより大き
い非最小位相モードにおいても精度よく周波数オフセッ
トを推定することができる。
波数オフセット補償回路において、マルチパス伝搬によ
るフェージングが発生する状況下においても周波数オフ
セットを精度よく推定する。 【構成】 相関回路でマルチパス伝搬による遅延波の差
動符号系列を考慮して相関出力を算出する。 【効果】 これにより、マルチパスフェージング条件に
おいて、遅延波の影響が無視できない場合においても精
度よく周波数オフセットを推定することができる。特
に、遅延波の信号レベルが直接波の信号レベルより大き
い非最小位相モードにおいても精度よく周波数オフセッ
トを推定することができる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル通信に利用す
る。本発明はディジタル無線通信に利用するに適する。
特に、ディジタル無線通信の受信端におけるキャリア周
波数オフセット補償技術に関する。
る。本発明はディジタル無線通信に利用するに適する。
特に、ディジタル無線通信の受信端におけるキャリア周
波数オフセット補償技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル移動通信においては、マルチ
パス伝搬により周波数選択性フェージングが発生する。
周波数選択性フェージングによる伝送特性の劣化を克服
するため適応等化器が用いられている。適応等化器を実
際の無線通信に適用する場合には、送受信機間のローカ
ル発振周波数の設定誤差や温度変動などにより適応等化
器に入力される信号にキャリア周波数オフセットが残留
する。この周波数オフセットが最大ドップラ周波数を越
えると適応等化器の受信特性が著しく劣化する。この周
波数オフセットによる受信特性の劣化を補償するため周
波数オフセット補償回路が用いられる。
パス伝搬により周波数選択性フェージングが発生する。
周波数選択性フェージングによる伝送特性の劣化を克服
するため適応等化器が用いられている。適応等化器を実
際の無線通信に適用する場合には、送受信機間のローカ
ル発振周波数の設定誤差や温度変動などにより適応等化
器に入力される信号にキャリア周波数オフセットが残留
する。この周波数オフセットが最大ドップラ周波数を越
えると適応等化器の受信特性が著しく劣化する。この周
波数オフセットによる受信特性の劣化を補償するため周
波数オフセット補償回路が用いられる。
【０００３】従来例装置を図３を参照して説明する。図
３は従来例装置のブロック構成図である（参考文献：松
岡、美細津、大西、「マルチパス・フェージング下にお
けるＡＦＣと合成ダイバーシチ等化器の特性」１９９３
年電子情報通信学会春季全国大会B-336 ）。図３におい
て入力端子１には検波された受信ベースバンド信号ｙ
（ｉ）が入力される。ただし、時刻ｉは１シンボル長Ｔ
で正規化されているとする。この受信ベースバンド信号
ｙ（ｉ）は、遅延検波回路２により遅延検波され、 ｚ（ｉ）＝ｙ（ｉ）・ｙ* （ｉ−１） …（１） で表される信号ｚ（ｉ）となる。ここで* は複素共役を
表す。ｚ（ｉ）は通常差動符号系列に比例したものが主
成分となるが、周波数オフセットΔωがあると比例係数
は後述するようにｅｘｐ（ｊΔωＴ）を因子とする形式
で表される。そこで、相関回路３で遅延検波信号ｚ
（ｉ）と送信信号系列の差動符号の複素共役ｍ* （ｉ）
との積をとって変調成分を取り除き、さらに時間平均し
て、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ） …（２） で表される周波数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）
を含む係数の平均値ｃを推定する。ただし、Ｎは平均時
間を表す。周波数オフセット推定回路４はｃを用いて、 Δω＝（１／Ｔ）・ｔａｎ-1（ｃｉ／ｃｒ） …（３） により、周波数オフセット推定値Δωを算出する。ここ
で、ｃｒおよびｃｉはそれぞれ実数部と虚数部とを表
す。つぎに、周波数オフセット推定値Δωを用いて複素
乗算器７により、ベースバンド信号の複素回転を行い周
波数オフセットを補償する。
３は従来例装置のブロック構成図である（参考文献：松
岡、美細津、大西、「マルチパス・フェージング下にお
けるＡＦＣと合成ダイバーシチ等化器の特性」１９９３
年電子情報通信学会春季全国大会B-336 ）。図３におい
て入力端子１には検波された受信ベースバンド信号ｙ
（ｉ）が入力される。ただし、時刻ｉは１シンボル長Ｔ
で正規化されているとする。この受信ベースバンド信号
ｙ（ｉ）は、遅延検波回路２により遅延検波され、 ｚ（ｉ）＝ｙ（ｉ）・ｙ* （ｉ−１） …（１） で表される信号ｚ（ｉ）となる。ここで* は複素共役を
表す。ｚ（ｉ）は通常差動符号系列に比例したものが主
成分となるが、周波数オフセットΔωがあると比例係数
は後述するようにｅｘｐ（ｊΔωＴ）を因子とする形式
で表される。そこで、相関回路３で遅延検波信号ｚ
（ｉ）と送信信号系列の差動符号の複素共役ｍ* （ｉ）
との積をとって変調成分を取り除き、さらに時間平均し
て、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ） …（２） で表される周波数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）
を含む係数の平均値ｃを推定する。ただし、Ｎは平均時
間を表す。周波数オフセット推定回路４はｃを用いて、 Δω＝（１／Ｔ）・ｔａｎ-1（ｃｉ／ｃｒ） …（３） により、周波数オフセット推定値Δωを算出する。ここ
で、ｃｒおよびｃｉはそれぞれ実数部と虚数部とを表
す。つぎに、周波数オフセット推定値Δωを用いて複素
乗算器７により、ベースバンド信号の複素回転を行い周
波数オフセットを補償する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の方式で
は直接波のみから周波数オフセットを推定しており、マ
ルチパス伝搬によるフェージングにより遅延波が主成分
になった場合には、ｚ（ｉ）には差動符号系列ｍ（ｉ）
ではなくｍ（ｉ−１）に比例した成分が含まれるように
なるので、周波数オフセットを精度よく推定することが
困難となる。特に、直接波よりも遅延波の信号レベルが
高い非最小位相の場合には、周波数オフセット推定精度
が大きく劣化する。
は直接波のみから周波数オフセットを推定しており、マ
ルチパス伝搬によるフェージングにより遅延波が主成分
になった場合には、ｚ（ｉ）には差動符号系列ｍ（ｉ）
ではなくｍ（ｉ−１）に比例した成分が含まれるように
なるので、周波数オフセットを精度よく推定することが
困難となる。特に、直接波よりも遅延波の信号レベルが
高い非最小位相の場合には、周波数オフセット推定精度
が大きく劣化する。
【０００５】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、上述したマルチパス伝搬によるフェージングが
発生する状況下においても周波数オフセットを精度よく
推定することができる周波数オフセット補償回路を提供
することを目的とする。
であり、上述したマルチパス伝搬によるフェージングが
発生する状況下においても周波数オフセットを精度よく
推定することができる周波数オフセット補償回路を提供
することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、複素包絡線信
号が入力される入力端子と、この入力端子から入力され
た前記複素包絡線信号を遅延検波する遅延検波回路と、
差動符号系列を発生させる差動符号化回路と、前記遅延
検波された信号とこの差動符号系列とを用いて相関検出
を行う相関回路と、この相関回路の出力から周波数オフ
セット推定値を出力する周波数オフセット推定回路と、
前記複素包絡線信号とこの周波数オフセット推定値とを
入力し複素乗算を行い周波数オフセットを補償する複素
乗算器とを備えた周波数オフセット補償回路である。
号が入力される入力端子と、この入力端子から入力され
た前記複素包絡線信号を遅延検波する遅延検波回路と、
差動符号系列を発生させる差動符号化回路と、前記遅延
検波された信号とこの差動符号系列とを用いて相関検出
を行う相関回路と、この相関回路の出力から周波数オフ
セット推定値を出力する周波数オフセット推定回路と、
前記複素包絡線信号とこの周波数オフセット推定値とを
入力し複素乗算を行い周波数オフセットを補償する複素
乗算器とを備えた周波数オフセット補償回路である。
【０００７】ここで、本発明の特徴とするところは、前
記差動符号化回路の出力と前記相関回路の入力との間
に、トランスバーサルフィルタが介挿されたところにあ
る。
記差動符号化回路の出力と前記相関回路の入力との間
に、トランスバーサルフィルタが介挿されたところにあ
る。
【０００８】あらかじめ定められたトレーニング信号を
発生する手段が設けられ、前記差動符号化回路はこのト
レーニング信号に基づき差動符号系列を発生させること
が望ましい。
発生する手段が設けられ、前記差動符号化回路はこのト
レーニング信号に基づき差動符号系列を発生させること
が望ましい。
【０００９】前記複素乗算器の乗算出力を入力とする符
号判定回路を備え、前記差動符号化回路はこの符号判定
回路の判定出力に基づき差動符号系列を発生させる構成
とすることもできる。
号判定回路を備え、前記差動符号化回路はこの符号判定
回路の判定出力に基づき差動符号系列を発生させる構成
とすることもできる。
【００１０】
【作用】考慮すべき遅延波の最大遅延時間をｎＴとする
と、トランスバーサルフィルタで必要となる遅延素子の
個数はｎ個となる。このトランスバーサルフィルタを用
いて遅延波成分を含む差動符号系列を生成する。
と、トランスバーサルフィルタで必要となる遅延素子の
個数はｎ個となる。このトランスバーサルフィルタを用
いて遅延波成分を含む差動符号系列を生成する。
【００１１】相関回路では、トランスバーサルフィルタ
で生成されたマルチパス伝搬による遅延波の差動符号系
列を考慮して相関出力を算出する。
で生成されたマルチパス伝搬による遅延波の差動符号系
列を考慮して相関出力を算出する。
【００１２】これにより、マルチパスフェージング条件
において、遅延波の影響が無視できない場合においても
精度よく周波数オフセットを推定することができる。特
に、遅延波の信号レベルが直接波の信号レベルより大き
い非最小位相モードにおいても精度よく周波数オフセッ
トを推定することができる。
において、遅延波の影響が無視できない場合においても
精度よく周波数オフセットを推定することができる。特
に、遅延波の信号レベルが直接波の信号レベルより大き
い非最小位相モードにおいても精度よく周波数オフセッ
トを推定することができる。
【００１３】
【実施例】本発明第一実施例の構成を図１を参照して説
明する。図１は本発明第一実施例装置のブロック構成図
である。
明する。図１は本発明第一実施例装置のブロック構成図
である。
【００１４】本発明は、複素包絡線信号である受信ベー
スバンド信号が入力される入力端子１と、この入力端子
１から入力された前記受信ベースバンド信号を遅延検波
する遅延検波回路２と、差動符号系列ｍ（ｉ）を発生さ
せる差動符号化回路５と、前記遅延検波された信号とこ
の差動符号系列とを用いて相関検出を行う相関回路３
と、この相関回路３の出力から周波数オフセット推定値
を出力する周波数オフセット推定回路４と、前記受信ベ
ースバンド信号とこの周波数オフセット推定値とを入力
し複素乗算を行い周波数オフセットを補償する複素乗算
器７とを備えた周波数オフセット補償回路である。
スバンド信号が入力される入力端子１と、この入力端子
１から入力された前記受信ベースバンド信号を遅延検波
する遅延検波回路２と、差動符号系列ｍ（ｉ）を発生さ
せる差動符号化回路５と、前記遅延検波された信号とこ
の差動符号系列とを用いて相関検出を行う相関回路３
と、この相関回路３の出力から周波数オフセット推定値
を出力する周波数オフセット推定回路４と、前記受信ベ
ースバンド信号とこの周波数オフセット推定値とを入力
し複素乗算を行い周波数オフセットを補償する複素乗算
器７とを備えた周波数オフセット補償回路である。
【００１５】ここで、本発明の特徴とするところは、差
動符号化回路５の出力と相関回路３の入力との間に、ト
ランスバーサルフィルタ８が介挿されたところにある。
動符号化回路５の出力と相関回路３の入力との間に、ト
ランスバーサルフィルタ８が介挿されたところにある。
【００１６】本発明第一実施例では、トレーニング信号
発生器６を設け、送信信号系列としてあらかじめ受信側
で既知のトレーニング信号を用いる。これにより検波誤
りの影響がないので精度のよい推定を行うことができ
る。また、トランスバーサルフィルタ８には、重み付け
回路８３１〜８３ｎが設けられ、各遅延素子８１１〜８
１ｎの出力信号の大きさをそれぞれ調整することができ
る。この重み付け回路８３１〜８３ｎの複素重み付け係
数Ｗｎ（ｎ＝０、１、２、…、ｎ）は、ＬＭＳアルゴリ
ズムやＲＬＳアルゴリズムなどの適応アルゴリズムを用
いて、伝送路の状態に応じて適応的に調節する。適応ア
ルゴリズムの動作に必要な誤差信号としては、周波数オ
フセット補償後の受信信号と差動符号化回路５の出力と
の差信号や、周波数オフセット補償回路に続けて等化器
を用いる場合には等化誤差信号を用いることができる。
発生器６を設け、送信信号系列としてあらかじめ受信側
で既知のトレーニング信号を用いる。これにより検波誤
りの影響がないので精度のよい推定を行うことができ
る。また、トランスバーサルフィルタ８には、重み付け
回路８３１〜８３ｎが設けられ、各遅延素子８１１〜８
１ｎの出力信号の大きさをそれぞれ調整することができ
る。この重み付け回路８３１〜８３ｎの複素重み付け係
数Ｗｎ（ｎ＝０、１、２、…、ｎ）は、ＬＭＳアルゴリ
ズムやＲＬＳアルゴリズムなどの適応アルゴリズムを用
いて、伝送路の状態に応じて適応的に調節する。適応ア
ルゴリズムの動作に必要な誤差信号としては、周波数オ
フセット補償後の受信信号と差動符号化回路５の出力と
の差信号や、周波数オフセット補償回路に続けて等化器
を用いる場合には等化誤差信号を用いることができる。
【００１７】次に、本発明第一実施例装置の動作を説明
する。一般に考慮すべき遅延波の最大遅延時間をｎＴと
すると、トランスバーサルフィルタ８で必要となる遅延
素子８１１〜８１ｎの個数はｎとなる。ここでは、説明
をわかりやすくするために、マルチパス伝搬で考慮すべ
き遅延波の最大遅延時間を１Ｔとし、また、重み付け係
数ｗｎをすべてｗｎ＝１．０とした場合について説明す
る。重み付け係数ｗｎをすべてｗｎ＝１．０とした場合
でも、有効に動作させることができる。図１において、
入力端子１には複素包絡線信号である受信ベースバンド
信号ｙ（ｉ）が入力される。この受信ベースバンド信号
ｙ（ｉ）は、遅延検波回路２により遅延検波され、 ｚ（ｉ）＝ｙ（ｉ）・ｙ* （ｉ−１） …（４） で表される遅延検波信号ｚ（ｉ）となる。ここで、* は
複素共役を表す。つぎに、相関回路３で遅延検波信号ｚ
（ｉ）とトランスバーサルフィルタ８の出力、すなわち
差動符号の加算信号として、 ｛ｍ（ｉ）＋ｍ（ｉ−１）｝ との相関をとって加算信号に比例する成分を抽出する。
一般に、考慮する遅延波の最大遅延時間がｎＴの場合に
は、差動符号系列の加算信号として、 ｛ｍ（ｉ）＋ｍ（ｉ−１）＋ｍ（ｉ−２）＋…＋ｍ（ｉ−ｎ）｝ を用いればよい。こうして得られた相関信号をさらに時
間平均して、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・〔ｍ* （ｉ）＋ｍ* （ｉ−１）〕 …（５） で表される周波数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）
を因子とする係数の平均値ｃを推定する。ただし、Ｎは
平均時間を表す。このように、トレーニング信号系列の
差動符号の加算信号と遅延検波出力との相関をとると、
受信ベースバンド信号ｙ（ｉ）にマルチパス伝搬による
符号間干渉成分が含まれている場合にも精度よくｃが推
定できる。つぎに、周波数オフセット推定回路４は周波
数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）を含む係数の平
均値ｃを用いて、 Δω＝（１／Ｔ）・ｔａｎ-1（ｃｉ／ｃｒ） …（６） により周波数オフセット推定値Δωを算出する。ここ
で、ｃｒおよびｃｉは、ｃのそれぞれ実数部と虚数部と
を表す。そして、周波数オフセット推定値Δωを用いて
複素乗算器７により、受信ベースバンド信号の複素回転
を行い周波数オフセットを補償する。
する。一般に考慮すべき遅延波の最大遅延時間をｎＴと
すると、トランスバーサルフィルタ８で必要となる遅延
素子８１１〜８１ｎの個数はｎとなる。ここでは、説明
をわかりやすくするために、マルチパス伝搬で考慮すべ
き遅延波の最大遅延時間を１Ｔとし、また、重み付け係
数ｗｎをすべてｗｎ＝１．０とした場合について説明す
る。重み付け係数ｗｎをすべてｗｎ＝１．０とした場合
でも、有効に動作させることができる。図１において、
入力端子１には複素包絡線信号である受信ベースバンド
信号ｙ（ｉ）が入力される。この受信ベースバンド信号
ｙ（ｉ）は、遅延検波回路２により遅延検波され、 ｚ（ｉ）＝ｙ（ｉ）・ｙ* （ｉ−１） …（４） で表される遅延検波信号ｚ（ｉ）となる。ここで、* は
複素共役を表す。つぎに、相関回路３で遅延検波信号ｚ
（ｉ）とトランスバーサルフィルタ８の出力、すなわち
差動符号の加算信号として、 ｛ｍ（ｉ）＋ｍ（ｉ−１）｝ との相関をとって加算信号に比例する成分を抽出する。
一般に、考慮する遅延波の最大遅延時間がｎＴの場合に
は、差動符号系列の加算信号として、 ｛ｍ（ｉ）＋ｍ（ｉ−１）＋ｍ（ｉ−２）＋…＋ｍ（ｉ−ｎ）｝ を用いればよい。こうして得られた相関信号をさらに時
間平均して、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・〔ｍ* （ｉ）＋ｍ* （ｉ−１）〕 …（５） で表される周波数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）
を因子とする係数の平均値ｃを推定する。ただし、Ｎは
平均時間を表す。このように、トレーニング信号系列の
差動符号の加算信号と遅延検波出力との相関をとると、
受信ベースバンド信号ｙ（ｉ）にマルチパス伝搬による
符号間干渉成分が含まれている場合にも精度よくｃが推
定できる。つぎに、周波数オフセット推定回路４は周波
数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）を含む係数の平
均値ｃを用いて、 Δω＝（１／Ｔ）・ｔａｎ-1（ｃｉ／ｃｒ） …（６） により周波数オフセット推定値Δωを算出する。ここ
で、ｃｒおよびｃｉは、ｃのそれぞれ実数部と虚数部と
を表す。そして、周波数オフセット推定値Δωを用いて
複素乗算器７により、受信ベースバンド信号の複素回転
を行い周波数オフセットを補償する。
【００１８】次に、トランスバーサルフィルタ８を設
け、従来例で示した ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ） …（２） に代えて、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・〔ｍ* （ｉ）＋ｍ* （ｉ−１）〕 …（５） を用いて遅延検波出力ｚ（ｉ）と差動符号の加算信号と
の相関をとることにより、マルチパス伝搬による符号間
干渉がある場合でも、周波数オフセットを精度よく推定
できる理由について説明する。
け、従来例で示した ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ） …（２） に代えて、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・〔ｍ* （ｉ）＋ｍ* （ｉ−１）〕 …（５） を用いて遅延検波出力ｚ（ｉ）と差動符号の加算信号と
の相関をとることにより、マルチパス伝搬による符号間
干渉がある場合でも、周波数オフセットを精度よく推定
できる理由について説明する。
【００１９】マルチパス伝搬等により遅延波がある場合
は、受信ベースバンド信号ｙ（ｉ）は、 ｙ（ｉ）＝ 〔ｈ0 ・ｂ（ｉ）＋ｈ1 ・ｂ（ｉ−１）＋ｎ（ｉ）〕・ｅｘｐ（ｊωｔ＋φ） …（７） で表される。ここで、ｈ0 およびｈ1 は伝送路のインパ
ルスレスポンス、ｂ（ｉ）は時刻ｉＴにおける送信信
号、ｎ（ｉ）は雑音を表す。また、ωはキャリア角周波
数、φは初期位相を表す。したがって、（４）式により
遅延検波信号ｚ（ｉ）は、 ｚ（ｉ）＝ｙ（ｉ）・ｙ* （ｉ−１） ＝〔ｈ0 ・ｂ（ｉ）＋ｈ1 ・ｂ（ｉ−１）＋ｎ（ｉ）〕 ・〔ｈ0 * ・ｂ* （ｉ−１）＋ｈ1 * ・ｂ* （ｉ−２）＋ｎ* （ｉ−１）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） ＝〔｜ｈ0 ｜2 ・ｂ（ｉ）・ｂ* （ｉ−１） ＋｜ｈ1 ｜2 ・ｂ（ｉ−１）・ｂ* （ｉ−２）＋ζ（ｉ）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） ＝〔｜ｈ0 ｜2 ・ｍ（ｉ）＋｜ｈ1 ｜2 ・ｍ（ｉ−１）＋ζ（ｉ）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） …（８） となる。ここで、（８）式の残差信号ζ（ｉ）の平均＜
ζ（ｉ）＞は、 ＜ζ（ｉ）＞＝０ …（９） となる。一方、受信ベースバンド信号に周波数オフセッ
トΔωがあるときには、（８）式において、 ω＝ω0 ＋Δω であり、遅延検波の遅延量には、 ω0 ・Ｔ＝２・ｎ・π（ｎ＝０，１，２…） …（１０） の関係があるので、遅延検波信号ｚ（ｉ）は、 ｚ（ｉ）＝〔｜ｈ0 ｜2 ・ｍ（ｉ）＋｜ｈ1 ｜2 ・ｍ（ｉ−１）＋ζ（ｉ）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） …（１１） となる。本発明第一実施例装置の相関回路３により、遅
延検波信号ｚ（ｉ）と送信信号系列の差動符号の加算信
号〔ｍ（ｉ）＋ｍ（ｉ−１）〕との相関をとって加算信
号に比例する成分を抽出し、さらに時間平均を行うと、
周波数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）を因子とす
る係数の平均値ｃは、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・〔ｍ* （ｉ）＋ｍ* （ｉ−１）〕 ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ）＋i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ−１） ＝Ａ（｜ｈ0 ｜2 ＋｜ｈ1 ｜2 ）・ｅｘｐ（ｊΔωＴ） …（１２） となる。ただし、Ａは実数の比例定数である。したがっ
て、周波数オフセットΔωは、ｃの実数部および虚数部
をそれぞれｃｒおよびｃｉで表すと、 Δω＝（１／Ｔ）・ｔａｎ-1（ｃｉ／ｃｒ） …（１３） となる。
は、受信ベースバンド信号ｙ（ｉ）は、 ｙ（ｉ）＝ 〔ｈ0 ・ｂ（ｉ）＋ｈ1 ・ｂ（ｉ−１）＋ｎ（ｉ）〕・ｅｘｐ（ｊωｔ＋φ） …（７） で表される。ここで、ｈ0 およびｈ1 は伝送路のインパ
ルスレスポンス、ｂ（ｉ）は時刻ｉＴにおける送信信
号、ｎ（ｉ）は雑音を表す。また、ωはキャリア角周波
数、φは初期位相を表す。したがって、（４）式により
遅延検波信号ｚ（ｉ）は、 ｚ（ｉ）＝ｙ（ｉ）・ｙ* （ｉ−１） ＝〔ｈ0 ・ｂ（ｉ）＋ｈ1 ・ｂ（ｉ−１）＋ｎ（ｉ）〕 ・〔ｈ0 * ・ｂ* （ｉ−１）＋ｈ1 * ・ｂ* （ｉ−２）＋ｎ* （ｉ−１）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） ＝〔｜ｈ0 ｜2 ・ｂ（ｉ）・ｂ* （ｉ−１） ＋｜ｈ1 ｜2 ・ｂ（ｉ−１）・ｂ* （ｉ−２）＋ζ（ｉ）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） ＝〔｜ｈ0 ｜2 ・ｍ（ｉ）＋｜ｈ1 ｜2 ・ｍ（ｉ−１）＋ζ（ｉ）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） …（８） となる。ここで、（８）式の残差信号ζ（ｉ）の平均＜
ζ（ｉ）＞は、 ＜ζ（ｉ）＞＝０ …（９） となる。一方、受信ベースバンド信号に周波数オフセッ
トΔωがあるときには、（８）式において、 ω＝ω0 ＋Δω であり、遅延検波の遅延量には、 ω0 ・Ｔ＝２・ｎ・π（ｎ＝０，１，２…） …（１０） の関係があるので、遅延検波信号ｚ（ｉ）は、 ｚ（ｉ）＝〔｜ｈ0 ｜2 ・ｍ（ｉ）＋｜ｈ1 ｜2 ・ｍ（ｉ−１）＋ζ（ｉ）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） …（１１） となる。本発明第一実施例装置の相関回路３により、遅
延検波信号ｚ（ｉ）と送信信号系列の差動符号の加算信
号〔ｍ（ｉ）＋ｍ（ｉ−１）〕との相関をとって加算信
号に比例する成分を抽出し、さらに時間平均を行うと、
周波数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）を因子とす
る係数の平均値ｃは、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・〔ｍ* （ｉ）＋ｍ* （ｉ−１）〕 ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ）＋i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ−１） ＝Ａ（｜ｈ0 ｜2 ＋｜ｈ1 ｜2 ）・ｅｘｐ（ｊΔωＴ） …（１２） となる。ただし、Ａは実数の比例定数である。したがっ
て、周波数オフセットΔωは、ｃの実数部および虚数部
をそれぞれｃｒおよびｃｉで表すと、 Δω＝（１／Ｔ）・ｔａｎ-1（ｃｉ／ｃｒ） …（１３） となる。
【００２０】従来例では、（１２）式の直接波に対応す
る｜ｈ0 ｜2 の項のみを取り扱うことになり、遅延波が
ない場合には周波数オフセットを精度よく推定できる。
しかし、遅延波に対応する｜ｈ1 ｜2 の項がないので、
マルチパスフェージングの発生する場合においては周波
数オフセットの推定精度が劣化する。本発明第一実施例
では、遅延波成分も利用して周波数オフセットの推定を
行うので、遅延波がある場合でも周波数オフセットを精
度よく推定することができる。特に、直接波の信号レベ
ル｜ｈ0 ｜2 が遅延波の信号レベル｜ｈ1 ｜2 より小さ
い非最小位相モードでは、従来例では周波数オフセット
の推定精度が大幅に劣化するが、本発明第一実施例の場
合には、周波数オフセットの推定を精度よく行うことが
できる。
る｜ｈ0 ｜2 の項のみを取り扱うことになり、遅延波が
ない場合には周波数オフセットを精度よく推定できる。
しかし、遅延波に対応する｜ｈ1 ｜2 の項がないので、
マルチパスフェージングの発生する場合においては周波
数オフセットの推定精度が劣化する。本発明第一実施例
では、遅延波成分も利用して周波数オフセットの推定を
行うので、遅延波がある場合でも周波数オフセットを精
度よく推定することができる。特に、直接波の信号レベ
ル｜ｈ0 ｜2 が遅延波の信号レベル｜ｈ1 ｜2 より小さ
い非最小位相モードでは、従来例では周波数オフセット
の推定精度が大幅に劣化するが、本発明第一実施例の場
合には、周波数オフセットの推定を精度よく行うことが
できる。
【００２１】次に、本発明第二実施例を図２を参照して
説明する。図２は本発明第二実施例装置のブロック構成
図である。本発明第二実施例では、誤り率が低くなる伝
送路条件において、トレーニング信号より生成した差動
符号系列を用いる代わりに、入力端子１から入力される
受信ベースバンド信号を符号判定回路１０により符号判
定した信号を用いて差動符号系列を生成する。これによ
り、トレーニング信号発生器６が不要となり、回路構成
が簡単化される。また、このときは遅延回路Ｄ１を遅延
検波回路２および相関回路３の間に介挿し、遅延回路Ｄ
２を入力端子１および符号判定回路１０の間に介挿し、
遅延検波回路２の出力とトランスバーサルフィルタ８の
出力とのタイミング調整を行うことが望ましい。
説明する。図２は本発明第二実施例装置のブロック構成
図である。本発明第二実施例では、誤り率が低くなる伝
送路条件において、トレーニング信号より生成した差動
符号系列を用いる代わりに、入力端子１から入力される
受信ベースバンド信号を符号判定回路１０により符号判
定した信号を用いて差動符号系列を生成する。これによ
り、トレーニング信号発生器６が不要となり、回路構成
が簡単化される。また、このときは遅延回路Ｄ１を遅延
検波回路２および相関回路３の間に介挿し、遅延回路Ｄ
２を入力端子１および符号判定回路１０の間に介挿し、
遅延検波回路２の出力とトランスバーサルフィルタ８の
出力とのタイミング調整を行うことが望ましい。
【００２２】本発明第一および第二実施例では、説明を
わかりやすくするために最大遅延時間１Ｔとして説明し
たが、遅延波の最大遅延時間がｎＴの場合でも同様に説
明できる。
わかりやすくするために最大遅延時間１Ｔとして説明し
たが、遅延波の最大遅延時間がｎＴの場合でも同様に説
明できる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
マルチパス伝搬によるフェージングが発生する状況下に
おいても周波数オフセットを精度よく推定することがで
きる。
マルチパス伝搬によるフェージングが発生する状況下に
おいても周波数オフセットを精度よく推定することがで
きる。
【００２４】これにより、マルチパスフェージング条件
において、遅延波の影響が無視できない場合においても
精度よく周波数オフセットを推定することができる。特
に、遅延波の信号レベルが直接波の信号レベルより大き
い非最小位相モードにおいても精度よく周波数オフセッ
トを推定することができる。
において、遅延波の影響が無視できない場合においても
精度よく周波数オフセットを推定することができる。特
に、遅延波の信号レベルが直接波の信号レベルより大き
い非最小位相モードにおいても精度よく周波数オフセッ
トを推定することができる。
【図１】本発明第一実施例装置のブロック構成図。
【図２】本発明第二実施例装置のブロック構成図。
【図３】従来例装置のブロック構成図。
１ 入力端子 ２ 遅延検波回路 ３ 相関回路 ４ 周波数オフセット推定回路 ５ 差動符号化回路 ６ トレーニング信号発生器 ７ 複素乗算器 ８ トランスバーサルフィルタ ９ 出力端子 １０ 符号判定回路 ８２ 加算器 ８１１〜８１ｎ 遅延素子 Ｄ１、Ｄ２ 遅延回路
Claims (3)
- 【請求項１】 複素包絡線信号が入力される入力端子
（１）と、この入力端子から入力された前記複素包絡線
信号を遅延検波する遅延検波回路（２）と、差動符号系
列（ｍ（ｉ））を発生させる差動符号化回路（５）と、
前記遅延検波された信号とこの差動符号系列とを用いて
相関検出を行う相関回路（３）と、この相関回路の出力
から周波数オフセット推定値を出力する周波数オフセッ
ト推定回路（４）と、前記複素包絡線信号とこの周波数
オフセット推定値とを入力し複素乗算を行い周波数オフ
セットを補償する複素乗算器（７）とを備えた周波数オ
フセット補償回路において、 前記差動符号化回路（５）の出力と前記相関回路（３）
の入力との間に、トランスバーサルフィルタ（８）が介
挿されたことを特徴とする周波数オフセット補償回路。 - 【請求項２】 あらかじめ定められたトレーニング信号
を発生する手段（６）が設けられ、前記差動符号化回路
（５）はこのトレーニング信号に基づき差動符号系列
（ｍ（ｉ））を発生させる請求項１記載の周波数オフセ
ット補償回路。 - 【請求項３】 前記複素乗算器（７）の乗算出力を入力
とする符号判定回路（１０）を備え、前記差動符号化回
路（５）はこの符号判定回路の判定出力に基づき差動符
号系列（ｍ（ｉ））を発生させる請求項１記載の周波数
オフセット補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5207985A JP2989732B2 (ja) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | 周波数オフセット補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5207985A JP2989732B2 (ja) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | 周波数オフセット補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0766842A true JPH0766842A (ja) | 1995-03-10 |
| JP2989732B2 JP2989732B2 (ja) | 1999-12-13 |
Family
ID=16548776
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5207985A Expired - Fee Related JP2989732B2 (ja) | 1993-08-23 | 1993-08-23 | 周波数オフセット補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2989732B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09224062A (ja) * | 1996-02-15 | 1997-08-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | データ受信装置 |
| JP2002290488A (ja) * | 2001-03-23 | 2002-10-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数オフセット量推定装置 |
| US6493397B1 (en) | 1997-10-20 | 2002-12-10 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Radio communication device and radio communication method |
| US6674814B2 (en) | 1999-07-07 | 2004-01-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency error estimating apparatus and a frequency error estimating method |
| JP2008131234A (ja) * | 2006-11-20 | 2008-06-05 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | バースト無線信号伝送システム、無線送信装置、無線受信装置及びバースト無線信号伝送方法 |
| US7386073B2 (en) | 2003-08-14 | 2008-06-10 | Lg Electronics Inc. | Automatic frequency control device and method of QPSK modulation system |
| JP4781482B1 (ja) * | 2010-12-17 | 2011-09-28 | パナソニック株式会社 | 周波数オフセット補償装置及び周波数オフセット補償方法 |
-
1993
- 1993-08-23 JP JP5207985A patent/JP2989732B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09224062A (ja) * | 1996-02-15 | 1997-08-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | データ受信装置 |
| US6493397B1 (en) | 1997-10-20 | 2002-12-10 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Radio communication device and radio communication method |
| US6674814B2 (en) | 1999-07-07 | 2004-01-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency error estimating apparatus and a frequency error estimating method |
| JP2002290488A (ja) * | 2001-03-23 | 2002-10-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数オフセット量推定装置 |
| US7386073B2 (en) | 2003-08-14 | 2008-06-10 | Lg Electronics Inc. | Automatic frequency control device and method of QPSK modulation system |
| JP2008131234A (ja) * | 2006-11-20 | 2008-06-05 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | バースト無線信号伝送システム、無線送信装置、無線受信装置及びバースト無線信号伝送方法 |
| JP4781482B1 (ja) * | 2010-12-17 | 2011-09-28 | パナソニック株式会社 | 周波数オフセット補償装置及び周波数オフセット補償方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2989732B2 (ja) | 1999-12-13 |
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