JP4009143B2 - 遅延プロファイル測定装置および遅延プロファイル測定方法 - Google Patents
遅延プロファイル測定装置および遅延プロファイル測定方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4009143B2 JP4009143B2 JP2002174917A JP2002174917A JP4009143B2 JP 4009143 B2 JP4009143 B2 JP 4009143B2 JP 2002174917 A JP2002174917 A JP 2002174917A JP 2002174917 A JP2002174917 A JP 2002174917A JP 4009143 B2 JP4009143 B2 JP 4009143B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- discrete
- delay profile
- complex
- points
- impulse response
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号の受信、並びに中継において、遅延波や単一周波数ネットワーク（Single Frequency Network：ＳＦＮ）中継局において生じる回り込み波が存在する伝送路の遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法、および測定装置、並びにその遅延プロファイル推定方法を利用した回りこみキャンセラ、および伝送路等化器に関し、特に、得られた遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能をさらに細かい時間分解能とし、なおかつ従来法に比べて正確な振幅値を得ることで、遅延プロファイル（複素インパルス応答）を推定し、並びにその遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を利用した、より精度の高い回り込みの除去を行う回り込みキャンセラ、および伝送路等化を行う伝送路等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
従来の遅延プロファイル（複素インパルス応答）推定方法、および測定装置では、得られる遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能は制限されてしまう。従来の遅延プロファイル（複素インパルス応答）推定方法としては、相関法と、何等かの方法により伝達関数を得て（例えば、パイロット信号を用いて得る）からこの伝達関数を逆フーリエ変換して遅延プロファイル（複素インパルス応答）を求める方法の二つがあるが、このうち前者（相関法）では、時間信号をサンプリングした際のサンプリング周波数によって、遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能が制限される。また、後者（何等かの方法により伝達関数を得てからこの伝達関数を逆フーリエ変換して遅延プロファイル求める方法）では、伝達関数の帯域幅によって、遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能が制限される。
【０００３】
遅延プロファイル（複素インパルス）の時間分解能が粗いと、時間分解能の逓倍（整数倍）ではない遅延時間の遅延波、もしくは回り込み波が存在する場合、インパルス応答値が低下し、なおかつ広い時間範囲に渡りインパルス応答が広がる。また、時間分解能の１サンプル間隔に数波の遅延波、および回り込み波が存在する場合に、遅延波、および回り込み波が分離、識別できない。
【０００４】
しかしながら、伝送路状況をより詳細に調査したい場合、サンプリング周波数を高くするか、あるいは伝達関数の帯域幅を広げて測定するしか方法がなかった。
【０００５】
ところで、得られた遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能を任意に向上させる方法としては、自己回帰モデル（Autoregressinve Model：ＡＲモデル）、最大エントロピー法（Maximum Entropy Method：ＭＥＭ）等を利用する方法がある。しかしながら、これらの方法においては次の問題点を抱えている。
［１］モデルの次数推定決定が困難である。
［２］モデルの次数を的確に求めたとしても振幅値が正確に求まらない。
モデルの次数推定を誤ると得られる遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果は間違ったものとなる。そればかりか、モデルの次数推定が正確に行われたとしても得られる遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果における振幅値が正確でないため、厳密な意味で時間分解能を向上する方法とは言えない。このようなことから、遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能を向上させ、なおかつ振幅値もより高精度に求めることが可能な方法が希求されている。
【０００６】
一方、遅延プロファイル（複素インパルス応答）推定方法により得られた遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果を利用する回り込みキャンセラ、および伝送路等化器においては、遅延プロファイル（複素インパルス応答）の遅延時間の時間分解能により等化精度を含めた等化能力（もしくはキャンセル能力）が不十分な場合があった。このため、特に、遅延波、および回り込み波等の削除しようとする非希望波の遅延時間が時間分解能の逓倍（整数倍）とならないとき、削除すべき遅延波および回り込み波が１波であっても、多数の遅延波による近似により等化を行うこととなるため希望波電力対非希望波電力比レベルが悪くなる（小さくなる）と等化精度が低下し、等化可能な希望波電力対非希望波電力比レベルが劣化し（大きくなり）、等化能力が低下するという課題があった。また、上述の自己回帰モデル、最大エントロピー法を利用して得られた時間分解能を向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果はモデルの次数推定、および振幅値の不確定さから、回り込みキャンセラおよび伝送路等化器において用いるのは適切とは言えなかった。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、ＯＦＤＭ方式によるデジタル伝送において、何等かの理由により時間分解能がＴまでの遅延プロファイルしか得られていない場合に、その遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能をさらに向上させ、細かい時間分解能にて遅延プロファイル（複素インパルス応答）を推定する方法、および測定装置を提供せんとするものである。また、本発明を用いて得られるより細かい時間分解能の遅延プロファイルを利用し、従来の回り込みキャンセラ、および伝送路等化器に比べ、伝送路等化精度（非希望波キャンセル精度）が高く、等化可能な希望波電力対非希望波電力比レベルを改善（小さく）した安定な単一周波数ネットワーク中継装置向け回り込みキャンセラ、および伝送路等化器を提供せんとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるＯＦＤＭ信号をNポイント（N：整数）離散フーリエ変換して取得された離散伝達関数S(k)（k：離散ポイント（整数）、0≦k≦N−1）から、次の式（１）
【数５】
（ここに、E：１より大きい有理数）により離散ポイント数をE・Nに増加した離散伝達関数S0(k)を取得する離散ポイント数増加部と、上記離散伝達関数S0(k)にE・Nポイントで逆離散フーリエ変換を施し、E・Nポイントの複素数列s0(n)を取得する逆離散フーリエ変換部と、各補正ステップi（0≦i≦J−1，i,Jともに整数）について、複素数列si(n)（n：離散ポイント（整数），0≦n≦E・N−1）の振幅値の最大値|Pi|、および該最大値|Pi|をとる離散ポイントnとしての最大値ポイントniを検出する検出部と（ただし、n≠niprev，niprev：現補正ステップiより前の補正ステップiprev（0≦iprev＜i）での最大値ポイント）、各補正ステップiについて、上記最大値|Pi|および最大値ポイントniに基づいて次の式（２）
【数６】
（ここに、b(n)：補正関数）により複素数列si+1(n)を取得する補正処理部と、を備え、補正ステップi（整数、0≦i≦J−1）をJ回デクリメントして取得された複素数列sJ(n)を、ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイル（複素インパルス応答）として取得する。
【０００９】
従来の遅延プロファイル（複素インパルス応答）推定方法、および測定装置では、前述のようにサンプリング周波数、または得られる伝達関数の帯域幅により得られる遅延プロファイルの時間分解能に制約があった。また、仮に自己回帰モデルや最大エントロピー法を用いて遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能を向上させたとしても、モデルの次数推定、および振幅値の不確定さから、厳密な意味での遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法とは言えなかった。遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法は、時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）を扱う離散フーリエ変換のポイント数Ｎ（Ｎ：２以上の整数、ただし２のべき乗とは限らない）で離散フーリエ変換し、得られたポイント数Ｎの伝達関数をポイント数E・N（E：有理数）の離散フーリエ変換の周波数領域の低域部に配置し、それ以外の周波数成分は零とし、再び逆離散フーリエ変換し、最大値検出、および補正関数を用いた補正処理を繰り返し行うことで時間分解能T/Eの遅延プロファイルを生成することで実現される。また得られた時間分解能T/Eの遅延プロファイル（複素インパルス応答）を用いることで、従来の回り込みキャンセラ、および伝送路等化器では削除不能、もしくは削除可能であっても削除しきれなかった遅延波、および回り込み波を削除することが可能となる。
【００１０】
また、本発明にかかる遅延プロファイル測定装置では、上記最大値|Pi|に基づいてデクリメント数Jを決定するのが好適である。
【００１１】
また、本発明にかかる遅延プロファイル測定装置では、上記補正関数b(n)の振幅が最大となる離散ポイントより時間的に前および後のいくつかの離散ポイント領域を含む離散ポイントについてのみ補正関数b(n)を保持する補正関数記憶部を備えるのが好適である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明第一の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１０のブロック図である。
【００１３】
まず、Nポイント離散フーリエ変換部（NポイントＤＦＴ部）１２において、公知の一般的な遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置（推定方法）によって得られたNポイントの遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果s(n)（ただし、0≦n≦N−1）が、次の式（３）によりNポイントの離散伝達関数S(k)に変換される。
【数７】
次いで、N→E・Nポイント数増加部（離散ポイント数増加部に相当する）１４において、S(k)（ただし、0≦k≦N−1）のE倍の値をE・Nポイントの低域部のNポイントに配置し、E・Nポイントの残りの(E−1)・Nポイントには全て零を設定して、次の式（１）により離散伝達関数S0(k)（ただし、0≦k≦E・N−1）が得られる。
【数８】
次いで、E・Nポイント逆離散フーリエ変換部（E・NポイントＩＤＦＴ部）１６において、S0(k)は次の式（４）により複素数列s0(n)（ただし、0≦n≦E・N−1）に変換される。
【数９】
次いで、si(n)保持部１８において、i=0ではs0(n)を、i＞0では減算部２０で得られたsi+1(n)を、si(n)として保持する。そして減算部（補正処理部に相当する）２０は、次の式（２）により、si(n)から複素乗算・可変遅延部２２において得たPi・b(n-ni)を減算し、
【数１０】
を得る。ただし、n−ni<0のとき、b(n−ni)=b(E・N+n−ni)である。si+1(n)はsi(n)保持部１８に出力される。このとき、i+1をiとする。なお、補正関数b(n)は、補正関数記憶部２４に記憶されており、これが複素乗算・可変遅延部２２に出力される。この補正関数b(n)は、E・Nポイント離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Nポイントの値をEとし、残りの(E−1)・Nポイントの値を零としたスペクトルをE・Nポイント逆離散フーリエ変換することで得られた結果である。すなわち、補正関数b(n)は、下記の式（５）で表せる。
【数１１】
最大振幅値・遅延時間検出部２６は、集合Ａ（初期状態時A=φ（空集合））に属さない遅延時間（遅延ポイント数）の中からsi(n)の振幅値|si(n)|の最大値|Pi|、およびその|Pi|を持つPiに対応する遅延時間（遅延ポイント数）niを検出し、複素乗算・可変遅延部２２にそれらPiおよびniを出力するとともに、集合Ａ保持部２８には遅延時間（遅延ポイント数）niを出力する。集合Ａ保持部２８では最大振幅値・遅延時間検出部２６において一度検出された最大振幅値に対応する遅延時間（遅延ポイント数）niを保持し、常に最大振幅値・遅延時間検出部２６に集合Ａを出力する。sl(n)出力部３０においては、si(n)が入力され、i=E・Nとなった時点で、si(n)すなわちsE・N(n)を出力する。こうして得られたsE・N(n)が、時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）sl(n)となる。
【００１４】
ここで、本実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置１０による遅延プロファイルの時間分解能向上の一例について図５〜図１０を参照して説明する。なお、各図において、横軸は遅延時間ｎ（正規化値：時間軸における離散ポイント）であり、縦軸は振幅レベル（デシベル[dB]）である。
【００１５】
前準備：前準備として、E・Nポイントの離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Nポイントの実数部をE、虚数部を零とし、残りの(E−1)・Nポイントの実数部、虚数部ともに零とした伝達関数を作成し、E・Nポイントの逆離散フーリエ変換を施し、得られた時間領域のE・Nポイントの時間領域の複素数列をb(n)として予め補正関数記憶部２４に保持しておく。図５にE=4、N=64の場合の|b(n)|を示す。
【００１６】
ステップ１：E・Nポイントの離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Nポイントに、元の時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）s(n)の離散フーリエ変換である（離散）伝達関数S(k)のE倍の複素数値を与え、残りの(E−1)・Nポイントの実数部、虚数部ともに零とし、(E・N)ポイントの逆離散フーリエ変換を施し、得られた(E・N)ポイントの時間領域の複素数列をs0(n)とし、i=0とする。図６にN=64、遅延波が１波存在（振幅レベル＝（遅延波レベル／希望波レベル）＝−10[dB]、遅延時間＝20.25Ｔ、位相＝０度）する場合の|s(n)|、図６に対応するE=4、N=64の場合の|s0(n)|を図７に示す。
【００１７】
ステップ２：集合Ａに属する時間ポイントの値を除いた
【数１２】
の振幅値
【数１３】
の最大値|Pi|およびそのときの離散ポイント（最大値ポイント）niを検出し、|Pi|における複素数値
【数１４】
およびPiに対応するポイント数niを保持し、niを集合Ａの要素に加える。
【００１８】
ステップ３：n=ni以外で、si(n)からPi・b(n−ni)を減じ、得られた結果をsi+1(n)とし、i=i+1とする。ここで、i＝E・Nならばステップ４へ、そうでなければステップ２へ進む。
【数１５】
図８にE=4、N=64の場合の図６に対応する|s1(n)|を、図９にE=4、N=64の場合の図６に対応する|s2(n)|を示す。
【００１９】
ステップ４：si(n)を時間分解能T/Eの遅延プロファイル（複素インパルス応答）sl(n)とする。図１０にE=4、N=64の場合の図６に対応する|sl(n)|を示す。
【００２０】
図２は、本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図を示している。本実施形態の最大振幅値・遅延時間検出部４２は、最大振幅値|Pi|を出力する点で、第一の実施形態の最大振幅値・遅延時間検出部２６と異なる。この第二の実施形態では、検出された最大振幅値Piに基づいてデクリメント数jを決定している。具体的には、図２の例では、第一の実施形態のステップ２に、新たな終了条件：「最大振幅値|Pi|＜Lth（Lth：閾値，例えばノイズレベル）ならばステップ４へ。」を追加している。これにより、上記第一の実施形態において行われていた無駄な演算（例えばノイズレベルLth以下のインパルスに対する演算）を回避でき、計算量が大幅に削減されるとともに、遅延プロファイル（複素インパルス応答）算出結果の精度が高くなる。
【００２１】
＜補正関数b(n)の簡略化＞ さらに、第一の実施形態、第二の実施形態において、補正関数b(n)の保持する値の数をE・Nポイントとせず、b(n)の最大値の前後の数ポイントの値（例えば遅延プロファイル上のノイズレベルLthより上回る値）のみを保持し、差し引く（図１２はノイズレベルLth=−30[dB]とした場合のb(n)の一例である。）ことで、b(n)を保持しておく記憶容量が削減され、si(n)からPi・b(n−ni)を減算する計算量が削減されることに加え、ノイズレベルにおける無駄な演算を回避できる。なお、同じく図１２に示すように、保持する補正関数b(n)を、時間軸（の離散ポイント）により、例えばb(n)の最大値（0[dB]）の前にIfポイント分、最大値の後にIbポイント分として決定しても、同様の効果が得られる（If、Ibともに正の整数）。
【００２２】
さらに、上記第一の実施形態において、最大値検出、および補正処理演算の繰り返し回数を伝搬路状況に応じてポイント数E・Nよりも少ない一定回数とする（図１においてE・NをJ＜E・Nを満たすJとする（ステップ３においてi=Jならばステップ４へ））ことで処理の簡略化を図ることも可能である。ただし、伝搬路状況によらず演算の繰り返し回数が一定となるため、厳密な意味での正確な遅延プロファイル（複素インパルス応答）ではなくなるが、繰り返し回数を伝搬路状況に合わせて誤差が小さくなるように決定すれば遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果の精度を高くすることができる。
【００２３】
なお、元の遅延プロファイル（複素インパルス応答）s(n)に対応する伝達関数S(k)が既知であれば、図１、２のS(k)を求める手順（ＮポイントＤＦＴ部１２の処理）を省略し、図３、４に示すように、S(k)から時間分解能が向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）sl(n)の離散フーリエ変換S l(k)を得ることも可能である。
【００２４】
また、本実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置による処理の別の例として、遅延波の遅延時間（時間方向の離散ポイント数）を逓倍（整数倍）ではなく20.25Tとした場合に得られる遅延プロファイル（複素インパルス応答）の結果を図６（時間分解能Ｔの遅延プロファイル結果）に、実際の遅延プロファイル（複素インパルス応答）を図１１（時間分解能0.25Tの遅延プロファイル結果）に、本発明により時間分解能Tの遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果から遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上法によって時間分解能が0.25Tに向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果を図１０に示す。結果より、図６ではインパルス応答が広い遅延時間範囲に広がり、実際の遅延プロファイルである図１１と異なった形状となっているのに対し、図１０では図１１と同じ結果が得られている。このように、本発明により、時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）から時間分解能T/4=0.25Tの遅延プロファイル（複素インパルス応答）が求まることがわかる。なお、図６および図１１では、遅延波が１波のみ存在する場合を示したが、遅延波および／または回り込み波が複数波存在したとしても同様の結果が得られる。
【００２５】
上述の方法は既に得られた遅延プロファイルの時間分解能を向上させ、かつ振幅値を正確に求める方法であるが、得られている伝達関数のポイント数が離散フーリエ変換のポイント数に達していないことから遅延プロファイル（複素インパルス応答）が正確に求まらない場合にも適用が可能である。例えば、処理時間の問題から高速離散フーリエ変換を用いなければならないにもかかわらず、得られる（離散）伝達関数のポイント数Mが高速離散フーリエ変換を適用する一般的なポイント数である２のべき乗でないとき、伝達関数のポイント数Mよりも大きい最小の２のべき乗ポイント数Nの高速フーリエ変換を使用し、伝達関数を周波数領域の低域部に配置し、残り(N−M)ポイントの値は零としてNポイント逆高速離散フーリエ変換することで遅延プロファイル（複素インパルス応答）を得るが、このままだと遅延プロファイル（複素インパルス応答）として、精度の悪いものとなってしまう。従って、このような状況下においても、本発明による遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を用いると精度の高い遅延プロファイル（複素インパルス応答）が得られる。ただし、前準備において得る補正関数b(n)は、Nポイントの離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Mポイントの実数部をN/M、虚数部を零とし、残りの(N−M)ポイントの実数部、虚数部ともに零とした伝達関数を作成し、Nポイントの逆離散フーリエ変換を施し、得られた時間領域のNポイントの時間領域の複素数列をb(n)として補正関数記憶部２４に保持しておく。
【００２６】
次に、上記実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図１３に示す中継装置５０のフィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ、および図１４に示す受信装置７０のフィードバック型伝送路適応等化器６０ｂのフィルタタップ係数値算出部５２（図１５）に導入した実施形態について説明する。
【００２７】
図１３に示す中継装置５０では、フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅部（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図１４に示す受信装置７０では、フィードバック型伝送路適応等化器６０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００２８】
フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ（図１３）およびフィードバック型伝送路適応等化器６０ｂ（図１４）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部６４、直交復調部６６、複素トランスバーサルフィルタ６２、直交変調部６８、Ｄ／Ａ変換部６９、加算器５７、およびフィルタタップ係数値算出部５２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ６２によってキャンセル信号を生成し、加算器５７において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ６２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来とは異なる。
【００２９】
図１５に示すように、逆数化された伝達関数推定部５４において、ＯＦＤＭ時間信号（再送信信号）から逆数化された伝送路伝達関数T(k)（ただし、0≦k≦N−1）が得られ、さらに時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部５６で、時間分解能がT/Eに向上したtl(n)（0≦n≦E・N−1）が得られる（単純にT(k)を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答t(n)（0≦n≦N−1）の時間分解能はTである。）。ここで、逆数化された伝送路伝達関数T(k)は、元の伝送路伝達関数S(k)と
【数１６】
なる関係にあり、Aは補正係数である（この補正係数Aは、例えばS(k)の平均値としてもよいし、予め定めた所定値としてもよい）。以上の処理により得られたtl(n)を利用して、更新タップ係数値算出部５８において、更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値（複素タップ係数値）h(n)（0＜n≦L、L≦E・N−1）を算出する。例えば、更新前のフィルタタップ係数をhold(n)、更新係数をλ（0＜λ≦1）としたとき、
【数１７】
によって算出する。以上のような方法により、本発明にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を図１５に示すフィルタタップ係数値算出部５２に用いると、より精度の高い複素インパルス応答を、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）６２のフィルタタップ係数値として与えることになるため、キャンセル可能な回り込み波、および遅延波等の希望波対非希望波電力比レベルが改善される（小さくなる）。ただし、時間分解能をT/Eに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）をフィルタタップ係数として用いるために、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）６２の遅延器一つの遅延時間もT/Eに変更する必要がある。
【００３０】
次に、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図１６に示す中継装置８０のフィードバック型回り込みキャンセラ９０ａ、および図１７に示す受信装置１００のフィードバック型伝送路適応等化器９０ｂのフィルタタップ係数値算出部８２（図１８）に導入した実施形態について説明する。
【００３１】
図１６に示す中継装置８０では、フィードバック型回り込みキャンセラ９０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図１７に示す受信装置１００では、フィードバック型伝送路適応等化器９０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００３２】
フィードバック型回り込みキャンセラ９０ａ（図１６）およびフィードバック型伝送路適応等化器９０ｂ（図１７）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部８１、加算器８３、Ｄ／Ａ変換部８５、直交復調部９４、複素トランスバーサルフィルタ９２、直交変調部９６、およびフィルタタップ係数値算出部８２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ９２によってキャンセル信号を生成し、加算器８３においてＡ／Ｄ変換された受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ９２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来とは異なる。
【００３３】
図１８に示すように、逆数化された伝達関数推定部８４において、Ａ／Ｄ変換後のＯＦＤＭ時間信号（再送信信号または等化処理後の受信信号）から逆数化された伝送路伝達関数T(k)（ただし、0≦k≦N−1）が得られ、さらに時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部８６で、時間分解能がT/Eに向上したtl(n)（0≦n≦E・N−1）が得られる（単純にT(k)を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答t(n)（0≦n≦N−1）の時間分解能はTである。）。ここで、逆数化された伝送路伝達関数T(k)は、元の伝送路伝達関数S(k)と
【数１８】
なる関係にあり、Aは補正係数である（この補正係数Aは、例えばS(k)の平均値としてもよいし、予め定めた所定値としてもよい）。以上の処理により得られたtl(n)を利用して、更新タップ係数値算出部８８において更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値h(n)（0＜n≦L、L≦E・N−1）を算出する。ここでは、例えば、更新前のフィルタタップ係数をhold(n)、更新係数をλ（0＜λ≦1）としたとき、
【数１９】
によって算出する。以上のような方法により、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を図１８に示すフィルタタップ係数値算出部８２に用いると、より精度の高い複素インパルス応答を、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）９２のフィルタタップ係数値として与えることになるため、キャンセル可能な回り込み波、および遅延波等の希望波対非希望波電力比レベルが改善される（小さくなる）。ただし、時間分解能をT/Eに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）をフィルタタップ係数として用いるために、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）９２の遅延器一つの遅延時間もT/Eに変更する必要がある。
【００３４】
次に、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図１９に示す中継装置１１０のフィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ、および図２０に示す受信装置１３０のフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂのフィルタタップ係数値算出部１１２（図２１）に導入した実施形態について説明する。
【００３５】
図１９に示す中継装置１１０では、フィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図２０に示す受信装置１３０では、フィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００３６】
フィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ（図１９）およびフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂ（図２０）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部１２９、直交復調部１２８、直交変調部１２６、Ｄ／Ａ変換部１２４、加算器１２１、複素トランスバーサルフィルタ１２２、およびフィルタタップ係数値算出部１１２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ１２２によってキャンセル信号を生成し、加算器１２１において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ１２２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来と異なる。
【００３７】
図２１に示すように、伝達関数推定部１１４において、ＯＦＤＭ時間信号（再送信信号または等化処理後の受信信号）から逆数化された伝送路伝達関数S(k)（ただし、0≦k≦N−1）が得られ、さらに時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１１６で、時間分解能がT/Eに向上したsl(n)（0≦n≦E・N−1）が得られる（単純にS(k)を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答s(n)（0≦n≦N−1）の時間分解能はTである。）。このsl(n)を利用して、更新タップ係数値算出部１１８において、更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値h(n)（0＜n≦L、L≦E・N−1）を算出する。ここでは、例えば、更新前のフィルタタップ係数をhold(n)、更新係数をλ（0＜λ≦1）としたとき、
【数２０】
によって算出する。以上のような方法により、本発明にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を図２１に示すフィルタタップ係数値算出部１１２に用いると、より精度の高い複素インパルス応答を、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）１２２のフィルタタップ係数値として与えることになるため、キャンセル可能な回り込み波、および遅延波等の希望波対非希望波電力比レベルが改善される（小さくなる）。ただし、時間分解能をT/Eに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）をフィルタタップ係数として用いるために、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）１２２の遅延器一つの遅延時間もT/Eに変更する必要がある。
【００３８】
次に、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図２２に示す中継装置１４０のフィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａ、および図２３に示す受信装置１６０のフィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂのフィルタタップ係数値算出部１４２（図２４）に導入した実施形態について説明する。
【００３９】
図２２に示す中継装置１４０では、フィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図２３に示す受信装置１６０では、フィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００４０】
フィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａ（図２２）およびフィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂ（図２３）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部８１、Ｄ／Ａ変換部８５、直交復調部１５６、直交変調部１５４、加算器１５１、複素トランスバーサルフィルタ１５２、およびフィルタタップ係数値算出部１４２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ１５２によってキャンセル信号を生成し、加算器１５１において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ１５２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来とは異なる。
【００４１】
図２４に示すように、伝達関数推定部１４４において、Ａ／Ｄ変換された後のＯＦＤＭ時間信号（再送信信号、等化処理後の受信信号）から伝送路伝達関数S(k)（ただし、0≦k≦N−1）が得られ、次いで時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１４６で、時間分解能がT/Eに向上したsl(n)（0≦n≦E・N−1）が得られる（単純にS(k)を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答s(n)（0≦n≦N−1）の時間分解能はTである。）。このsl(n)を利用して、更新タップ係数値算出部１４８において、更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値h(n)（0＜n≦L、L≦E・N−1）を算出する。ここでは、例えば、更新前のフィルタタップ係数をhold(n)、更新係数をλ（0＜λ≦1）としたとき、次の式
【数２１】
によって算出する。以上のような方法により、本発明にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）時間分解能向上方法を図２４に示すフィルタタップ係数値算出部１４２に用いると、より精度の高い複素インパルス応答を、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）１５２のフィルタタップ係数値として与えることになるため、キャンセル可能な回り込み波、および遅延波等の希望波対非希望波電力比レベルが改善されて小さくなる。ただし、時間分解能をT/Eに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）をフィルタタップ係数として用いるために、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）１５２の遅延器一つの遅延時間もT/Eに変更する必要がある。
【００４２】
図１〜図４、および図１３〜図２４までを対象とする信号をＯＦＤＭ信号として示したが、遅延プロファイル（複素インパルス応答）または対応する伝達関数を利用した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置、回り込みキャンセラ、および伝送路適応等化器であれば全て適用可能な構成であり、信号の形式はＯＦＤＭ信号には限定されない。
【００４３】
図１３から図２４まで、回り込みキャンセラ、伝送路適応等化器について対象とする信号をＯＦＤＭ信号として示したが、遅延プロファイル（複素インパルス応答）または対応する伝達関数を利用した回り込みキャンセラ、および伝送路適応等化器であれば全て適用可能な構成であり、信号の形式はＯＦＤＭ信号に限らない。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によれば、時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）から時間分解能T/Eに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）が得られる。また、もともとの遅延プロファイル（複素インパルス応答）上におけるノイズレベル以下の振幅値を持つインパルスに対して補正処理を行わないことにより、処理量、および計算量を削減しつつ、同等の効果を得られる。また、補正処理に使用する補正関数値のポイント数を少なくすることで、記憶容量、および計算量を削減しつつ、同等の効果を得られる。
【００４５】
また、ノイズレベル以下の振幅値を持つインパルスに対して補正処理を行わず、かつ補正処理に使用する補正関数のポイント数を少なくすることを併用することで、記憶容量、および計算量を削減しつつ、同等の効果が得られる。さらに、本発明による時間分解能を向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）を伝送路等化器に用いると、伝送路等化精度（不要波キャンセル精度）が高く、等化可能な希望波電力対非希望波電力比レベルの改善された（小さくなった）回り込みキャンセラ、および伝送路等化器を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図２】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図３】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図４】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図５】 E=4、N=64の場合の補正関数b(n)の振幅値|b(n)|を示す図である。
【図６】 N=64、遅延波が１波存在（（希望波電力／非希望波電力）=10[dB]、遅延時間=20.25T、位相=0[deg]）する場合に時間分解能Ｔで得られるs(n)の振幅値|s(n)|を示す図である。
【図７】 図６のs(n)に対応するE=4、N=64の場合のs0(n)の振幅値|s0(n)|を示す図である。
【図８】 図６のs(n)に対応するE=4、N=64の場合のs1(n)の振幅値|s1(n)|を示す図である。
【図９】 図６のs(n)に対応するE=4、N=64の場合のs2(n)の振幅値|s2(n)|を示す図である。
【図１０】 図６のs(n)に対応するE=4、N=64の場合のsl(n)の振幅値|sl(n)|を示す図である。
【図１１】 N=64、遅延波が１波存在（（希望波電力／非希望波電力）=10[dB]、遅延時間=20.25T、位相=0[deg]）する場合に時間分解能T/4=0.25で得られる遅延プロファイルの振幅値を示す図である。
【図１２】 Lth=−30[dB]としたときの補正関数b(n)を示す図である。
【図１３】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図１４】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図１５】 図１３のフィードバック型回り込みキャンセラ、および図１４のフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を示すブロック線図である。
【図１６】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図１７】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図１８】 図１６のフィードバック型回り込みキャンセラ、および図１７のフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を示すブロック線図である。
【図１９】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図２０】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図２１】 図１９のフィードフォワード型回り込みキャンセラ、および図２０のフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図２２】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図２３】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図２４】 図２２のフィードフォワード型回り込みキャンセラ、および図２３のフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を示すブロック線図である。
【符号の説明】
１０，１１，４０，４１ 遅延プロファイル測定装置
１２ NポイントDFT部
１４ N→E・Nポイント数増加部（離散ポイント数増加部）
１６ E・NポイントＩＤＦＴ部（逆離散フーリエ変換部）
１８ si(n)保持部
２０ 減算部（補正処理部）
２２ 複素乗算・可変遅延部
２４ 補正関数記憶部
２６，４２ 最大振幅値・遅延時間検出部
２８ 集合Ａ保持部
３０，４４ sl(n)出力部
５０，８０，１１０，１４０ 中継装置
５２，８２，１１２，１４２ フィルタタップ係数値算出部
５４，８４ 逆数化された伝達関数推定部
５６，８６，１１６，１４６ 時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部
５８，８８，１１８，１４８ 更新タップ係数値算出部
６０ａ，９０ａ フィードバック型回り込みキャンセラ
６０ｂ，９０ｂ フィードバック型伝送路適応等化器
６２，９２，１２２，１５２ 複素トランスバーサルフィルタ
７０，１００，１３０，１６０ 受信装置
１１４，１４４ 伝達関数推定部
１２０ａ，１５０ａ フィードフォワード型回り込みキャンセラ
１２０ｂ，１５０ｂ フィードフォワード型伝送路適応等化器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号の受信、並びに中継において、遅延波や単一周波数ネットワーク（Single Frequency Network：ＳＦＮ）中継局において生じる回り込み波が存在する伝送路の遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法、および測定装置、並びにその遅延プロファイル推定方法を利用した回りこみキャンセラ、および伝送路等化器に関し、特に、得られた遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能をさらに細かい時間分解能とし、なおかつ従来法に比べて正確な振幅値を得ることで、遅延プロファイル（複素インパルス応答）を推定し、並びにその遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を利用した、より精度の高い回り込みの除去を行う回り込みキャンセラ、および伝送路等化を行う伝送路等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
従来の遅延プロファイル（複素インパルス応答）推定方法、および測定装置では、得られる遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能は制限されてしまう。従来の遅延プロファイル（複素インパルス応答）推定方法としては、相関法と、何等かの方法により伝達関数を得て（例えば、パイロット信号を用いて得る）からこの伝達関数を逆フーリエ変換して遅延プロファイル（複素インパルス応答）を求める方法の二つがあるが、このうち前者（相関法）では、時間信号をサンプリングした際のサンプリング周波数によって、遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能が制限される。また、後者（何等かの方法により伝達関数を得てからこの伝達関数を逆フーリエ変換して遅延プロファイル求める方法）では、伝達関数の帯域幅によって、遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能が制限される。
【０００３】
遅延プロファイル（複素インパルス）の時間分解能が粗いと、時間分解能の逓倍（整数倍）ではない遅延時間の遅延波、もしくは回り込み波が存在する場合、インパルス応答値が低下し、なおかつ広い時間範囲に渡りインパルス応答が広がる。また、時間分解能の１サンプル間隔に数波の遅延波、および回り込み波が存在する場合に、遅延波、および回り込み波が分離、識別できない。
【０００４】
しかしながら、伝送路状況をより詳細に調査したい場合、サンプリング周波数を高くするか、あるいは伝達関数の帯域幅を広げて測定するしか方法がなかった。
【０００５】
ところで、得られた遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能を任意に向上させる方法としては、自己回帰モデル（Autoregressinve Model：ＡＲモデル）、最大エントロピー法（Maximum Entropy Method：ＭＥＭ）等を利用する方法がある。しかしながら、これらの方法においては次の問題点を抱えている。
［１］モデルの次数推定決定が困難である。
［２］モデルの次数を的確に求めたとしても振幅値が正確に求まらない。
モデルの次数推定を誤ると得られる遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果は間違ったものとなる。そればかりか、モデルの次数推定が正確に行われたとしても得られる遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果における振幅値が正確でないため、厳密な意味で時間分解能を向上する方法とは言えない。このようなことから、遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能を向上させ、なおかつ振幅値もより高精度に求めることが可能な方法が希求されている。
【０００６】
一方、遅延プロファイル（複素インパルス応答）推定方法により得られた遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果を利用する回り込みキャンセラ、および伝送路等化器においては、遅延プロファイル（複素インパルス応答）の遅延時間の時間分解能により等化精度を含めた等化能力（もしくはキャンセル能力）が不十分な場合があった。このため、特に、遅延波、および回り込み波等の削除しようとする非希望波の遅延時間が時間分解能の逓倍（整数倍）とならないとき、削除すべき遅延波および回り込み波が１波であっても、多数の遅延波による近似により等化を行うこととなるため希望波電力対非希望波電力比レベルが悪くなる（小さくなる）と等化精度が低下し、等化可能な希望波電力対非希望波電力比レベルが劣化し（大きくなり）、等化能力が低下するという課題があった。また、上述の自己回帰モデル、最大エントロピー法を利用して得られた時間分解能を向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果はモデルの次数推定、および振幅値の不確定さから、回り込みキャンセラおよび伝送路等化器において用いるのは適切とは言えなかった。
【０００７】
そこで、本発明の目的は、ＯＦＤＭ方式によるデジタル伝送において、何等かの理由により時間分解能がＴまでの遅延プロファイルしか得られていない場合に、その遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能をさらに向上させ、細かい時間分解能にて遅延プロファイル（複素インパルス応答）を推定する方法、および測定装置を提供せんとするものである。また、本発明を用いて得られるより細かい時間分解能の遅延プロファイルを利用し、従来の回り込みキャンセラ、および伝送路等化器に比べ、伝送路等化精度（非希望波キャンセル精度）が高く、等化可能な希望波電力対非希望波電力比レベルを改善（小さく）した安定な単一周波数ネットワーク中継装置向け回り込みキャンセラ、および伝送路等化器を提供せんとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるＯＦＤＭ信号をNポイント（N：整数）離散フーリエ変換して取得された離散伝達関数S(k)（k：離散ポイント（整数）、0≦k≦N−1）から、次の式（１）
【数５】
【数６】
【０００９】
従来の遅延プロファイル（複素インパルス応答）推定方法、および測定装置では、前述のようにサンプリング周波数、または得られる伝達関数の帯域幅により得られる遅延プロファイルの時間分解能に制約があった。また、仮に自己回帰モデルや最大エントロピー法を用いて遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能を向上させたとしても、モデルの次数推定、および振幅値の不確定さから、厳密な意味での遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法とは言えなかった。遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法は、時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）を扱う離散フーリエ変換のポイント数Ｎ（Ｎ：２以上の整数、ただし２のべき乗とは限らない）で離散フーリエ変換し、得られたポイント数Ｎの伝達関数をポイント数E・N（E：有理数）の離散フーリエ変換の周波数領域の低域部に配置し、それ以外の周波数成分は零とし、再び逆離散フーリエ変換し、最大値検出、および補正関数を用いた補正処理を繰り返し行うことで時間分解能T/Eの遅延プロファイルを生成することで実現される。また得られた時間分解能T/Eの遅延プロファイル（複素インパルス応答）を用いることで、従来の回り込みキャンセラ、および伝送路等化器では削除不能、もしくは削除可能であっても削除しきれなかった遅延波、および回り込み波を削除することが可能となる。
【００１０】
また、本発明にかかる遅延プロファイル測定装置では、上記最大値|Pi|に基づいてデクリメント数Jを決定するのが好適である。
【００１１】
また、本発明にかかる遅延プロファイル測定装置では、上記補正関数b(n)の振幅が最大となる離散ポイントより時間的に前および後のいくつかの離散ポイント領域を含む離散ポイントについてのみ補正関数b(n)を保持する補正関数記憶部を備えるのが好適である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明第一の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１０のブロック図である。
【００１３】
まず、Nポイント離散フーリエ変換部（NポイントＤＦＴ部）１２において、公知の一般的な遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置（推定方法）によって得られたNポイントの遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果s(n)（ただし、0≦n≦N−1）が、次の式（３）によりNポイントの離散伝達関数S(k)に変換される。
【数７】
【数８】
【数９】
【数１０】
【数１１】
【００１４】
ここで、本実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置１０による遅延プロファイルの時間分解能向上の一例について図５〜図１０を参照して説明する。なお、各図において、横軸は遅延時間ｎ（正規化値：時間軸における離散ポイント）であり、縦軸は振幅レベル（デシベル[dB]）である。
【００１５】
前準備：前準備として、E・Nポイントの離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Nポイントの実数部をE、虚数部を零とし、残りの(E−1)・Nポイントの実数部、虚数部ともに零とした伝達関数を作成し、E・Nポイントの逆離散フーリエ変換を施し、得られた時間領域のE・Nポイントの時間領域の複素数列をb(n)として予め補正関数記憶部２４に保持しておく。図５にE=4、N=64の場合の|b(n)|を示す。
【００１６】
ステップ１：E・Nポイントの離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Nポイントに、元の時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）s(n)の離散フーリエ変換である（離散）伝達関数S(k)のE倍の複素数値を与え、残りの(E−1)・Nポイントの実数部、虚数部ともに零とし、(E・N)ポイントの逆離散フーリエ変換を施し、得られた(E・N)ポイントの時間領域の複素数列をs0(n)とし、i=0とする。図６にN=64、遅延波が１波存在（振幅レベル＝（遅延波レベル／希望波レベル）＝−10[dB]、遅延時間＝20.25Ｔ、位相＝０度）する場合の|s(n)|、図６に対応するE=4、N=64の場合の|s0(n)|を図７に示す。
【００１７】
ステップ２：集合Ａに属する時間ポイントの値を除いた
【数１２】
【数１３】
【数１４】
【００１８】
ステップ３：n=ni以外で、si(n)からPi・b(n−ni)を減じ、得られた結果をsi+1(n)とし、i=i+1とする。ここで、i＝E・Nならばステップ４へ、そうでなければステップ２へ進む。
【数１５】
【００１９】
ステップ４：si(n)を時間分解能T/Eの遅延プロファイル（複素インパルス応答）sl(n)とする。図１０にE=4、N=64の場合の図６に対応する|sl(n)|を示す。
【００２０】
図２は、本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図を示している。本実施形態の最大振幅値・遅延時間検出部４２は、最大振幅値|Pi|を出力する点で、第一の実施形態の最大振幅値・遅延時間検出部２６と異なる。この第二の実施形態では、検出された最大振幅値Piに基づいてデクリメント数jを決定している。具体的には、図２の例では、第一の実施形態のステップ２に、新たな終了条件：「最大振幅値|Pi|＜Lth（Lth：閾値，例えばノイズレベル）ならばステップ４へ。」を追加している。これにより、上記第一の実施形態において行われていた無駄な演算（例えばノイズレベルLth以下のインパルスに対する演算）を回避でき、計算量が大幅に削減されるとともに、遅延プロファイル（複素インパルス応答）算出結果の精度が高くなる。
【００２１】
＜補正関数b(n)の簡略化＞ さらに、第一の実施形態、第二の実施形態において、補正関数b(n)の保持する値の数をE・Nポイントとせず、b(n)の最大値の前後の数ポイントの値（例えば遅延プロファイル上のノイズレベルLthより上回る値）のみを保持し、差し引く（図１２はノイズレベルLth=−30[dB]とした場合のb(n)の一例である。）ことで、b(n)を保持しておく記憶容量が削減され、si(n)からPi・b(n−ni)を減算する計算量が削減されることに加え、ノイズレベルにおける無駄な演算を回避できる。なお、同じく図１２に示すように、保持する補正関数b(n)を、時間軸（の離散ポイント）により、例えばb(n)の最大値（0[dB]）の前にIfポイント分、最大値の後にIbポイント分として決定しても、同様の効果が得られる（If、Ibともに正の整数）。
【００２２】
さらに、上記第一の実施形態において、最大値検出、および補正処理演算の繰り返し回数を伝搬路状況に応じてポイント数E・Nよりも少ない一定回数とする（図１においてE・NをJ＜E・Nを満たすJとする（ステップ３においてi=Jならばステップ４へ））ことで処理の簡略化を図ることも可能である。ただし、伝搬路状況によらず演算の繰り返し回数が一定となるため、厳密な意味での正確な遅延プロファイル（複素インパルス応答）ではなくなるが、繰り返し回数を伝搬路状況に合わせて誤差が小さくなるように決定すれば遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果の精度を高くすることができる。
【００２３】
なお、元の遅延プロファイル（複素インパルス応答）s(n)に対応する伝達関数S(k)が既知であれば、図１、２のS(k)を求める手順（ＮポイントＤＦＴ部１２の処理）を省略し、図３、４に示すように、S(k)から時間分解能が向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）sl(n)の離散フーリエ変換S l(k)を得ることも可能である。
【００２４】
また、本実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置による処理の別の例として、遅延波の遅延時間（時間方向の離散ポイント数）を逓倍（整数倍）ではなく20.25Tとした場合に得られる遅延プロファイル（複素インパルス応答）の結果を図６（時間分解能Ｔの遅延プロファイル結果）に、実際の遅延プロファイル（複素インパルス応答）を図１１（時間分解能0.25Tの遅延プロファイル結果）に、本発明により時間分解能Tの遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果から遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上法によって時間分解能が0.25Tに向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果を図１０に示す。結果より、図６ではインパルス応答が広い遅延時間範囲に広がり、実際の遅延プロファイルである図１１と異なった形状となっているのに対し、図１０では図１１と同じ結果が得られている。このように、本発明により、時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）から時間分解能T/4=0.25Tの遅延プロファイル（複素インパルス応答）が求まることがわかる。なお、図６および図１１では、遅延波が１波のみ存在する場合を示したが、遅延波および／または回り込み波が複数波存在したとしても同様の結果が得られる。
【００２５】
上述の方法は既に得られた遅延プロファイルの時間分解能を向上させ、かつ振幅値を正確に求める方法であるが、得られている伝達関数のポイント数が離散フーリエ変換のポイント数に達していないことから遅延プロファイル（複素インパルス応答）が正確に求まらない場合にも適用が可能である。例えば、処理時間の問題から高速離散フーリエ変換を用いなければならないにもかかわらず、得られる（離散）伝達関数のポイント数Mが高速離散フーリエ変換を適用する一般的なポイント数である２のべき乗でないとき、伝達関数のポイント数Mよりも大きい最小の２のべき乗ポイント数Nの高速フーリエ変換を使用し、伝達関数を周波数領域の低域部に配置し、残り(N−M)ポイントの値は零としてNポイント逆高速離散フーリエ変換することで遅延プロファイル（複素インパルス応答）を得るが、このままだと遅延プロファイル（複素インパルス応答）として、精度の悪いものとなってしまう。従って、このような状況下においても、本発明による遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を用いると精度の高い遅延プロファイル（複素インパルス応答）が得られる。ただし、前準備において得る補正関数b(n)は、Nポイントの離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Mポイントの実数部をN/M、虚数部を零とし、残りの(N−M)ポイントの実数部、虚数部ともに零とした伝達関数を作成し、Nポイントの逆離散フーリエ変換を施し、得られた時間領域のNポイントの時間領域の複素数列をb(n)として補正関数記憶部２４に保持しておく。
【００２６】
次に、上記実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図１３に示す中継装置５０のフィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ、および図１４に示す受信装置７０のフィードバック型伝送路適応等化器６０ｂのフィルタタップ係数値算出部５２（図１５）に導入した実施形態について説明する。
【００２７】
図１３に示す中継装置５０では、フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅部（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図１４に示す受信装置７０では、フィードバック型伝送路適応等化器６０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００２８】
フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ（図１３）およびフィードバック型伝送路適応等化器６０ｂ（図１４）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部６４、直交復調部６６、複素トランスバーサルフィルタ６２、直交変調部６８、Ｄ／Ａ変換部６９、加算器５７、およびフィルタタップ係数値算出部５２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ６２によってキャンセル信号を生成し、加算器５７において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ６２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来とは異なる。
【００２９】
図１５に示すように、逆数化された伝達関数推定部５４において、ＯＦＤＭ時間信号（再送信信号）から逆数化された伝送路伝達関数T(k)（ただし、0≦k≦N−1）が得られ、さらに時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部５６で、時間分解能がT/Eに向上したtl(n)（0≦n≦E・N−1）が得られる（単純にT(k)を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答t(n)（0≦n≦N−1）の時間分解能はTである。）。ここで、逆数化された伝送路伝達関数T(k)は、元の伝送路伝達関数S(k)と
【数１６】
【数１７】
【００３０】
次に、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図１６に示す中継装置８０のフィードバック型回り込みキャンセラ９０ａ、および図１７に示す受信装置１００のフィードバック型伝送路適応等化器９０ｂのフィルタタップ係数値算出部８２（図１８）に導入した実施形態について説明する。
【００３１】
図１６に示す中継装置８０では、フィードバック型回り込みキャンセラ９０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図１７に示す受信装置１００では、フィードバック型伝送路適応等化器９０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００３２】
フィードバック型回り込みキャンセラ９０ａ（図１６）およびフィードバック型伝送路適応等化器９０ｂ（図１７）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部８１、加算器８３、Ｄ／Ａ変換部８５、直交復調部９４、複素トランスバーサルフィルタ９２、直交変調部９６、およびフィルタタップ係数値算出部８２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ９２によってキャンセル信号を生成し、加算器８３においてＡ／Ｄ変換された受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ９２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来とは異なる。
【００３３】
図１８に示すように、逆数化された伝達関数推定部８４において、Ａ／Ｄ変換後のＯＦＤＭ時間信号（再送信信号または等化処理後の受信信号）から逆数化された伝送路伝達関数T(k)（ただし、0≦k≦N−1）が得られ、さらに時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部８６で、時間分解能がT/Eに向上したtl(n)（0≦n≦E・N−1）が得られる（単純にT(k)を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答t(n)（0≦n≦N−1）の時間分解能はTである。）。ここで、逆数化された伝送路伝達関数T(k)は、元の伝送路伝達関数S(k)と
【数１８】
【数１９】
【００３４】
次に、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図１９に示す中継装置１１０のフィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ、および図２０に示す受信装置１３０のフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂのフィルタタップ係数値算出部１１２（図２１）に導入した実施形態について説明する。
【００３５】
図１９に示す中継装置１１０では、フィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図２０に示す受信装置１３０では、フィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００３６】
フィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ（図１９）およびフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂ（図２０）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部１２９、直交復調部１２８、直交変調部１２６、Ｄ／Ａ変換部１２４、加算器１２１、複素トランスバーサルフィルタ１２２、およびフィルタタップ係数値算出部１１２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ１２２によってキャンセル信号を生成し、加算器１２１において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ１２２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来と異なる。
【００３７】
図２１に示すように、伝達関数推定部１１４において、ＯＦＤＭ時間信号（再送信信号または等化処理後の受信信号）から逆数化された伝送路伝達関数S(k)（ただし、0≦k≦N−1）が得られ、さらに時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１１６で、時間分解能がT/Eに向上したsl(n)（0≦n≦E・N−1）が得られる（単純にS(k)を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答s(n)（0≦n≦N−1）の時間分解能はTである。）。このsl(n)を利用して、更新タップ係数値算出部１１８において、更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値h(n)（0＜n≦L、L≦E・N−1）を算出する。ここでは、例えば、更新前のフィルタタップ係数をhold(n)、更新係数をλ（0＜λ≦1）としたとき、
【数２０】
【００３８】
次に、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図２２に示す中継装置１４０のフィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａ、および図２３に示す受信装置１６０のフィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂのフィルタタップ係数値算出部１４２（図２４）に導入した実施形態について説明する。
【００３９】
図２２に示す中継装置１４０では、フィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図２３に示す受信装置１６０では、フィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００４０】
フィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａ（図２２）およびフィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂ（図２３）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部８１、Ｄ／Ａ変換部８５、直交復調部１５６、直交変調部１５４、加算器１５１、複素トランスバーサルフィルタ１５２、およびフィルタタップ係数値算出部１４２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ１５２によってキャンセル信号を生成し、加算器１５１において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ１５２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来とは異なる。
【００４１】
図２４に示すように、伝達関数推定部１４４において、Ａ／Ｄ変換された後のＯＦＤＭ時間信号（再送信信号、等化処理後の受信信号）から伝送路伝達関数S(k)（ただし、0≦k≦N−1）が得られ、次いで時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１４６で、時間分解能がT/Eに向上したsl(n)（0≦n≦E・N−1）が得られる（単純にS(k)を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答s(n)（0≦n≦N−1）の時間分解能はTである。）。このsl(n)を利用して、更新タップ係数値算出部１４８において、更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値h(n)（0＜n≦L、L≦E・N−1）を算出する。ここでは、例えば、更新前のフィルタタップ係数をhold(n)、更新係数をλ（0＜λ≦1）としたとき、次の式
【数２１】
【００４２】
図１〜図４、および図１３〜図２４までを対象とする信号をＯＦＤＭ信号として示したが、遅延プロファイル（複素インパルス応答）または対応する伝達関数を利用した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置、回り込みキャンセラ、および伝送路適応等化器であれば全て適用可能な構成であり、信号の形式はＯＦＤＭ信号には限定されない。
【００４３】
図１３から図２４まで、回り込みキャンセラ、伝送路適応等化器について対象とする信号をＯＦＤＭ信号として示したが、遅延プロファイル（複素インパルス応答）または対応する伝達関数を利用した回り込みキャンセラ、および伝送路適応等化器であれば全て適用可能な構成であり、信号の形式はＯＦＤＭ信号に限らない。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によれば、時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）から時間分解能T/Eに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）が得られる。また、もともとの遅延プロファイル（複素インパルス応答）上におけるノイズレベル以下の振幅値を持つインパルスに対して補正処理を行わないことにより、処理量、および計算量を削減しつつ、同等の効果を得られる。また、補正処理に使用する補正関数値のポイント数を少なくすることで、記憶容量、および計算量を削減しつつ、同等の効果を得られる。
【００４５】
また、ノイズレベル以下の振幅値を持つインパルスに対して補正処理を行わず、かつ補正処理に使用する補正関数のポイント数を少なくすることを併用することで、記憶容量、および計算量を削減しつつ、同等の効果が得られる。さらに、本発明による時間分解能を向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）を伝送路等化器に用いると、伝送路等化精度（不要波キャンセル精度）が高く、等化可能な希望波電力対非希望波電力比レベルの改善された（小さくなった）回り込みキャンセラ、および伝送路等化器を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図２】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図３】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図４】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図５】 E=4、N=64の場合の補正関数b(n)の振幅値|b(n)|を示す図である。
【図６】 N=64、遅延波が１波存在（（希望波電力／非希望波電力）=10[dB]、遅延時間=20.25T、位相=0[deg]）する場合に時間分解能Ｔで得られるs(n)の振幅値|s(n)|を示す図である。
【図７】 図６のs(n)に対応するE=4、N=64の場合のs0(n)の振幅値|s0(n)|を示す図である。
【図８】 図６のs(n)に対応するE=4、N=64の場合のs1(n)の振幅値|s1(n)|を示す図である。
【図９】 図６のs(n)に対応するE=4、N=64の場合のs2(n)の振幅値|s2(n)|を示す図である。
【図１０】 図６のs(n)に対応するE=4、N=64の場合のsl(n)の振幅値|sl(n)|を示す図である。
【図１１】 N=64、遅延波が１波存在（（希望波電力／非希望波電力）=10[dB]、遅延時間=20.25T、位相=0[deg]）する場合に時間分解能T/4=0.25で得られる遅延プロファイルの振幅値を示す図である。
【図１２】 Lth=−30[dB]としたときの補正関数b(n)を示す図である。
【図１３】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図１４】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図１５】 図１３のフィードバック型回り込みキャンセラ、および図１４のフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を示すブロック線図である。
【図１６】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図１７】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図１８】 図１６のフィードバック型回り込みキャンセラ、および図１７のフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を示すブロック線図である。
【図１９】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図２０】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図２１】 図１９のフィードフォワード型回り込みキャンセラ、および図２０のフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図２２】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図２３】 本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図２４】 図２２のフィードフォワード型回り込みキャンセラ、および図２３のフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を示すブロック線図である。
【符号の説明】
１０，１１，４０，４１ 遅延プロファイル測定装置
１２ NポイントDFT部
１４ N→E・Nポイント数増加部（離散ポイント数増加部）
１６ E・NポイントＩＤＦＴ部（逆離散フーリエ変換部）
１８ si(n)保持部
２０ 減算部（補正処理部）
２２ 複素乗算・可変遅延部
２４ 補正関数記憶部
２６，４２ 最大振幅値・遅延時間検出部
２８ 集合Ａ保持部
３０，４４ sl(n)出力部
５０，８０，１１０，１４０ 中継装置
５２，８２，１１２，１４２ フィルタタップ係数値算出部
５４，８４ 逆数化された伝達関数推定部
５６，８６，１１６，１４６ 時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部
５８，８８，１１８，１４８ 更新タップ係数値算出部
６０ａ，９０ａ フィードバック型回り込みキャンセラ
６０ｂ，９０ｂ フィードバック型伝送路適応等化器
６２，９２，１２２，１５２ 複素トランスバーサルフィルタ
７０，１００，１３０，１６０ 受信装置
１１４，１４４ 伝達関数推定部
１２０ａ，１５０ａ フィードフォワード型回り込みキャンセラ
１２０ｂ，１５０ｂ フィードフォワード型伝送路適応等化器。
Claims (6)
- ＯＦＤＭ信号をNポイント（N：整数）で離散フーリエ変換して取得された離散伝達関数（複素インパルス応答）S(k)（k：離散ポイント（整数）、0≦k≦N−1）から、次の式（１）
前記離散伝達関数S0(k)にE・Nポイントで逆離散フーリエ変換を施し、E・Nポイントの複素数列s0(n)を取得する逆離散フーリエ変換部と、
各補正ステップi（0≦i≦J−1，i,Jともに整数）について、複素数列si(n)（n：離散ポイント（整数），0≦n≦E・N−1）の振幅値の最大値|Pi|、および該最大値|Pi|をとる離散ポイントnとしての最大値ポイントniを検出する検出部と（ただし、n≠niprev，niprev：現補正ステップiより前の補正ステップiprev（0≦iprev＜i）での最大値ポイント）、
各補正ステップiについて、前記最大値|Pi|および最大値ポイントniに基づいて次の式（２）
を備え、補正ステップi（整数、0≦i≦J−1）をJ回デクリメントして取得された複素数列sJ(n)を、ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイル（複素インパルス応答）として取得する遅延プロファイル測定装置。 - 前記最大値|Pi|に基づいてデクリメント数Jを決定することを特徴とする請求項１に記載の遅延プロファイル測定装置。
- 前記補正関数b(n)の振幅が最大となる離散ポイントより時間的に前および後の離散ポイント領域を含む離散ポイントについてのみ補正関数b(n)を保持する補正関数記憶部を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の遅延プロファイル測定装置。
- 請求項１〜３のうちいずれか一つに記載の遅延プロファイル測定装置によって取得された遅延プロファイルを用いて受信信号（再送信信号）に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する回り込みキャンセラ。
- 請求項１〜３のうちいずれか一つに記載の遅延プロファイル測定装置によって取得された遅延プロファイルを用いて受信信号に含まれる遅延波成分を除去する伝送路等化器。
- ＯＦＤＭ信号をNポイント（N：整数）で離散フーリエ変換して取得された離散伝達関数（複素インパルス応答）S(k)（k：離散ポイント（整数）、0≦k≦N−1）から、次の式（１）
前記離散伝達関数S0(k)にE・Nポイントで逆離散フーリエ変換を施し、E・Nポイントの複素数列s0(n)を取得するステップと、
各補正ステップi（0≦i≦J−1，i,Jともに整数）について、複素数列si(n)（n：離散ポイント（整数），0≦n≦E・N−1）の振幅値の最大値|Pi|、および該最大値|Pi|をとる離散ポイントnとしての最大値ポイントniを検出するステップと（ただし、n≠niprev，niprev：現補正ステップiより前の補正ステップiprev（0≦iprev＜i）での最大値ポイント）、
各補正ステップiについて、前記最大値|Pi|および最大値ポイントniに基づいて次の式（２）
を含み、補正ステップi（整数、0≦i≦J−1）をJ回デクリメントして取得された複素数列sJ(n)を、ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイル（複素インパルス応答）として取得する遅延プロファイル測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002174917A JP4009143B2 (ja) | 2002-06-14 | 2002-06-14 | 遅延プロファイル測定装置および遅延プロファイル測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002174917A JP4009143B2 (ja) | 2002-06-14 | 2002-06-14 | 遅延プロファイル測定装置および遅延プロファイル測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004023405A JP2004023405A (ja) | 2004-01-22 |
| JP4009143B2 true JP4009143B2 (ja) | 2007-11-14 |
Family
ID=31173762
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002174917A Expired - Lifetime JP4009143B2 (ja) | 2002-06-14 | 2002-06-14 | 遅延プロファイル測定装置および遅延プロファイル測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4009143B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4409395B2 (ja) | 2004-07-13 | 2010-02-03 | 富士通株式会社 | 伝搬路推定方法及び推定装置 |
| JP4647296B2 (ja) * | 2004-11-30 | 2011-03-09 | リーダー電子株式会社 | 遅延プロファイル測定装置 |
| JP4955322B2 (ja) * | 2006-07-07 | 2012-06-20 | 日本無線株式会社 | 伝送路特性測定器および回り込みキャンセラ |
| KR100843340B1 (ko) | 2006-09-29 | 2008-07-03 | 한국전자통신연구원 | 무선통신 시스템의 ｇｃｌ 시퀀스 검출 장치 및 그 방법 |
-
2002
- 2002-06-14 JP JP2002174917A patent/JP4009143B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004023405A (ja) | 2004-01-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6414990B1 (en) | Timing recovery for a high speed digital data communication system based on adaptive equalizer impulse response characteristics | |
| US8005156B2 (en) | Method and apparatus of recursive time-frequency channel estimation | |
| US9401826B2 (en) | Signal processing unit employing a blind channel estimation algorithm and method of operating a receiver apparatus | |
| US8145165B1 (en) | Spur mitigation for wireless communication systems | |
| JP2607847Y2 (ja) | 周波数偏差評価器を含む受信器 | |
| JP2001508609A (ja) | テレホニー・システムにおけるダブル・トークおよびエコー経路変化検出 | |
| US8838444B2 (en) | Method of estimating noise levels in a communication system | |
| US20030152021A1 (en) | Post-fft scaling to reduce multiple effects | |
| JP2004518317A (ja) | 高度に時間変化する移動式無線チャンネルのための信号強度補正 | |
| US7173991B2 (en) | Methods and apparatus for spectral filtering channel estimates | |
| US5005189A (en) | Detection of digital signals received from multipath channels | |
| JP2004080668A (ja) | 遅延プロファイル測定方法および装置 | |
| JP4813723B2 (ja) | パイロットシンボルからのビット誤り率の推定 | |
| JPH0362628A (ja) | ディジタル等化器 | |
| JP5147089B2 (ja) | Ｏｆｄｍ通信システムにおけるアナログ損失のハイブリッドドメイン補償パラメータの求め方と補償方法 | |
| US11509349B2 (en) | Reception device, wireless communication system, interference-power estimation method, control circuit, and recording medium | |
| US5247470A (en) | Method and apparatus for estimating signal components of a filter output | |
| JP4009143B2 (ja) | 遅延プロファイル測定装置および遅延プロファイル測定方法 | |
| JP3581294B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP2007151046A (ja) | 通信装置 | |
| JP6028572B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP6552753B2 (ja) | チャネル推定を実行する方法及びデバイス | |
| JP3713211B2 (ja) | 伝送路特性測定器および回り込みキャンセラ | |
| JPH0766842A (ja) | 周波数オフセット補償回路 | |
| US8532203B1 (en) | Communication systems and methods using blind channel estimation based on cumulants |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050518 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070515 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070828 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070831 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100907 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4009143 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110907 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120907 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130907 Year of fee payment: 6 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |