CN102111375A - 用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法和装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法和装置。该用于消除正交幅度调制(QAM)信号中的同信道干扰的方法，包括：通过对时域接收信号进行快速傅立叶变换，获取与时域接收信号对应的频域接收信号；计算频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度，并根据频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度与功率谱密度阈值之间的对比关系来消除频域接收信号中的同信道干扰；以及通过对消除同信道干扰后的频域接收信号进行快速傅立叶反变换，获取消除同信道干扰后的时域接收信号。

Description

用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法和装置

技术领域

本发明涉及信号处理领域，更具体地涉及一种用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法和装置。

背景技术

由于具有频带宽、容量大、功能多、成本低和抗干扰能力强等优点，基于有线传输模式的数字视频广播(DVB-C)标准的有线电视网(CATV)获得迅速发展，尤其在中国，有线电视网覆盖了大部分地区。但因采用有线数据传输方式，数字有线电视系统在进行正交幅度调制解调时，面临着同信道信号干扰的问题。这些来自其他信号源、表现为模拟信号(近似于正弦信号)的干扰信号会显著的影响信号解调的质量。

盲均衡算法是一种数字信号处理技术，它仅根据发射信号的统计特性来从接收信号中推断出发射信号。而判决反馈均衡算法是一种非线性均衡算法，它依靠对先前信号的判决来消除当前信号因受先前信号影响而产生的失真。

恒模算法是盲均衡算法的一种，它采用发射信号的恒定模值来不断更新信道评估。通常采用Godard函数来计算恒定模值R。然而，在存在强烈的同信道干扰的情况下，恒模算法可能会因错误的预测方向而导致运算无法收敛到正确值。

判决导引最小均方误差算法是一种简单的自适应均衡算法，它基于初步的判决值来更新均衡器参数。该判决值通常是根据先前采用恒模算法的结果给出的，因而已具备较低的误差率。

常规的盲判决反馈均衡算法通过将恒模算法和判决导引最小均方误差算法组合使用来获得有效的误差收敛，然而此方法在有同信道模拟信号干扰的情况下性能不佳。

发明内容

鉴于以上的一个或多个问题，本发明提供了一种用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法和装置。

根据本发明实施例的用于消除正交幅度调制(QAM)信号中的同信道干扰的方法，包括：通过对时域接收信号进行快速傅立叶变换，获取与时域接收信号对应的频域接收信号；计算频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度，并根据频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度与功率谱密度阈值之间的对比关系来消除频域接收信号中的同信道干扰；以及通过对消除同信道干扰后的频域接收信号进行快速傅立叶反变换，获取消除同信道干扰后的时域接收信号。

根据本发明实施例的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的装置，包括：信号变换单元，被配置为通过对时域接收信号进行快速傅立叶变换，获取与时域接收信号对应的频域接收信号；干扰消除单元，被配置为计算频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度，并根据频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度与功率谱密度阈值之间的对比关系来消除频域接收信号中的同信道干扰；以及信号反变换单元，被配置为通过对消除同信道干扰后的频域接收信号进行快速傅立叶反变换，获取消除同信道干扰后的时域接收信号。

通过本发明，可以消除接收信号中包含的大部分同信道干扰，从而可以为随后通过盲判决反馈均衡算法获取更为准确的接收信号提供条件。

附图说明

从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：

图1示出了根据本发明实施例的用于消除QAM信号中的同信道干扰的方法的流程图；

图2示出了根据本发明实施例的用于消除QAM信号中的同信道干扰的装置的框图；

图3示出了包括发射信号、信道噪声以及同信道干扰在内的接收信号的频域功率特性示意图；

图4示出了在信道噪声比为20、同信道水平为15的情况下，消除同信道干扰后的接收信号与发射信号的误差曲线；

图5示出了根据本发明实施例的改进的用于消除QAM信号中的同信道干扰的装置的框图；

图6示出了根据本发明实施例的又一改进的用于消除QAM信号中的同信道干扰的装置的框图；

图7示出了约束恒模算法控制误差收敛的等周线；以及

图8示出了利用图6所示装置推断得出的发射信号和利用常规盲均衡算法推断得出的发射信号的误差率性能比较示意图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明各个方面的特征和示例性实施例。下面的描述涵盖了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明更清楚的理解。本发明绝不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了相关元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。

包含信道白噪声和同信道干扰的时域接收信号可表述为：

x_R＝x+x_N+x_C                (1)

其中，x_R表示接收端的时域接收信号，x表示发射信号，x_N表示信道白噪声，而x_C表示同信道干扰(即，来自同信道的其他模拟信号的干扰)。

由于同信道干扰的影响，利用通常的盲均衡算法无法提供令人满意的误差收敛性能，甚至会因临时判决与发射信号间的预测误差过大而无法正确更新均衡器参数。因此，本发明提出了一种用于消除QAM信号中的同信道干扰的方法和装置，以在随后可通过盲均衡算法来有效地收敛误差。

图1示出了根据本发明实施例的用于消除QAM信号中的同信道干扰的方法的流程图。如图1所示，该用于消除QAM信号中的同信道干扰的方法包括：S102，通过对时域接收信号进行快速傅立叶变换，获取与时域接收信号对应的频域接收信号；S104，计算频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度，并根据频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度与功率谱密度阈值之间的对比关系来消除频域接收信号中的同信道干扰；以及S106，通过对消除同信道干扰后的频域接收信号进行快速傅立叶反变换，获取消除同信道干扰后的时域接收信号。

图2示出了根据本发明实施例的用于消除QAM信号中的同信道干扰的装置的框图。如图2所示，该用于消除QAM信号中的同信道干扰的装置包括信号变换单元202、干扰消除单元204以及信号反变换单元206。

其中，信号变换单元202通过对时域接收信号进行快速傅立叶变换，获取与时域接收信号对应的频域接收信号(即，执行步骤S102)。干扰消除单元204计算频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度，并根据频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度与功率谱密度阈值之间的对比关系来消除频域接收信号中的同信道干扰(即，执行步骤S104)。信号反变换单元206通过对消除同信道干扰后的频域接收信号进行快速傅立叶反变换，获取消除大部分同信道干扰后的时域接收信号(即，执行步骤S106)。

图3示出了包括发射信号、信道噪声以及同信道干扰在内的接收信号的频域功率特性示意图。如图3所示，同信道干扰的频域功率谱密度在图中表现为一个尖锐的脉冲波形，明显大于发射信号的稳定的功率谱密度峰值。因此，可以轻易地将其检测出来并对其进行裁剪操作。而信道噪声干扰的功率谱密度仅轻微地影响发射信号的功率谱密度，所以此处不进行裁剪操作。

假设信号变换单元202通过对时域接收信号x_R进行快速傅立叶变换(FFT)，得出了与时域接收信号x_R对应的频域接收信号X_R，如等式(2)所示：

X_R＝FFT(x_R)＝X₁，X₂...X_n            (2)

在干扰消除单元204中，通过以下处理来消除频域接收信号X_R中的同信道干扰：

首先，根据等式(3)计算频域接收信号X_R中包含的信号分量X_k的功率谱密度Py_k：

Py_k＝X_k*conj(X_k)/N，k＝1，2...N                     (3)

其中，N表示频域接收信号X_R中包含的信号分量的数目，conj(·)表示计算复数共轭值运算。

接着，对信号分量X_k的功率谱密度Py_k与预定的功率谱密度阈值Tp进行比较，如果Py_k＞Tp，则根据等式(4)对信号分量X_k进行裁剪，否则保持信号分量X_k不变，即X_k′＝X_k。

X_k′＝X_k*sqrt(Tp/Py_k)                                (4)

其中，X_k′表示对应于信号分量X_k的裁剪后的信号分量，sqrt(·)表示求平方根运算。这里，可以根据时域接收信号所采用的正交幅度调制模式的星座图所包含的星座点的个数来预先设置用来检测同信道干扰的功率谱密度阀值Tp。例如，当时域接收信号采用4-QAM调制模式时，将Tp设置为42。

在如上所述地对接收频域信号中的所有信号分量进行处理后，就基本消除了频域接收信号中的同信道干扰。

信号反变换单元206对消除同信道干扰后的频域接收信号执行快速傅立叶反变换(IFFT)，以得出消除同信道干扰后的时域接收信号x_clip，如等式(5)所示：

x_clip＝IFFT(X₁′，X₂′...X_N′)＝x₁′，x₂′...x_N′     (5)

图4示出了在信道噪声比为20、同信道水平为15的情况下，消除同信道干扰后的接收信号与发射信号的误差曲线。根据等式(6)计算消除信道干扰后的接收信号与发射信号之间的误差：

e_clip＝abs(x-x_clip)                                   (6)

其中，abs(·)表示绝对值运算。

同信道水平(D/U[dB])定义为(lg(·)表示求对数运算)：

同信道水平＝20*(lg(QAM信号功率)-lg(同信道干扰的功率))。

如图4所示，在裁剪操作后，会降低之后进行的盲均衡算法的误差收敛性能甚至使收敛无效的同信道干扰已基本被消除。但仍残余信道白噪声和微弱的同信道干扰。

为了从消除同信道干扰后的时域接收信号x_clip推断得出发射信号x，可以在图2所示的装置中加入盲判决反馈均衡单元208(如图5所示)。具体地，盲判决反馈均衡单元208可以利用常规的盲判决反馈均衡算法，从消除同信道干扰后的时域信号x_clip推断得出发射信号。更具体地，盲判决反馈均衡单元208可以采用恒模算法对消除同信道干扰后的时域信号x_clip进行处理。在这里，由于消除了时域接收信号x_R中的同信道干扰，所以相对于利用恒模算法直接对时域接收信号x_R进行处理从而推断得出的发射信号，通过本发明推断得出的发射信号的误差更小了。

如上所述，虽然通过图2中所示的装置的处理大大减小了接收时域信号中的同信道干扰，但接收时域信号中仍然残余信道白噪声和微弱的同信道干扰。因此，利用图5中所示的盲判决反馈均衡单元208推断得出的发射信号仍然存在较大的误差。

图6示出了根据本发明实施例的又一改进的用于消除QAM信号中的同信道干扰的装置的框图。相对于图2所示的装置，图6所示的装置中加入了改进的盲判决反馈均衡单元210和最终判决单元212。

改进的盲判决反馈均衡单元210将采用改进的盲判决反馈均衡算法，从消除同信道干扰后的时域接收信号推断得出发射信号。具体地，该改进的盲判决反馈均衡算法包括约束恒模算法(Restricted-CMA)和判决导引最小均方误差算法(LMS)。

如图6所示，改进的盲判决反馈均衡单元210进一步包括约束恒模算法单元2102、暂时判决单元2104以及误差收敛单元2106。

其中，约束恒模算法2102通过利用恒模算法均衡器对消除同信道干扰后的时域接收信号x_clip中包含的信号分量x_k′～x_k+L-1′进行处理，获取对应于时域接收信号x_R中包含的信号分量x_k～x_k+L-1的初步信号评估结果y_k。因子设置单元2104根据初步信号评估结果y_k，对恒模算法均衡器下一次进行处理时将要采用的收敛因子进行设置。暂时判决单元2104对初步信号评估结果y_k进行暂时判决。误差收敛单元2106基于暂时判决结果，利用判决导引最小均方误差算法对恒模算法均衡器的第一次设置的收敛因子进行第二次设置。第二次设置的收敛因子被反馈到恒模算法均衡器，恒模算法均衡器随后利用所述第二次设置的收敛因子对消除同频干扰后的时域接收信号中包含的信号分量x_k+1′～x_k+L′进行处理，L表示所述恒模算法均衡器的长度。

下面结合图7，说明约束恒模算法单元2102实现约束恒模算法的处理。图7示出了约束恒模算法控制误差收敛的等周线。为了避免因过大的预测误差导致恒模算法均衡器的收敛因子被错误更新，约束恒模算法引入了误差阀值Te来控制对于恒模算法均衡器的收敛因子的更新。其中，如果利用约束恒模算法单元2102推断得出的初步信号评估结果y_k在图中半径较大的等周线内，则更新恒模算法均衡器的收敛因子(即，进行第一次设置)，否则不执行更新。该约束恒模算法表述如下：

y_k＝w′*(x_k′，x_k+1，...x_k+L-1)，

e_k＝R-(abs(y_k))²，

$\mathrm{if}(\mathrm{abs}\left(y_k\right)-\sqrt{R})<\mathrm{Te}$

w′＝w+Mu*y_k′*e_k*(x_k，x_k-1，...x_k-L+1)，

else

w′＝w

其中，w恒模算法均衡器的第一次设置的收敛因子，w′表示恒模算法均衡器当前采用的收敛因子，Mu表示恒模算法均衡器的调节误差收敛速度的比例因子，e_k＝R-(abs(y_k))²表示初步信号评估结果y_k的评估误差，L代表约束恒模算法均衡器，R表示恒模算法均衡器的Godard参数，Mu表示恒模算法均衡器的调节误差收敛速度的比例因子。另外，恒模算法均衡器最初具有一个人工设置的初始收敛因子w₀。

通常，Godard参数R由等式 $R=\frac{E\left({\left|x_n\right|}^4\right)}{E\left({\left|x_n\right|}^2\right)}$ 给出。其中，E(·)表示求数学期望运算。例如，在4QAM调制解调模式下，R为2。

误差收敛控制阀值Te可以根据接收时域信号采用的调制模式预先设置。例如，在4QAM调制模式下，可以将Te设置为5.5。

下面具体描述暂时判决单元2104对初步信号评估结果y_k进行暂时判决的处理。具体地，结果判决单元2104判断初步信号评估结果y_k与对应于时域接收信号x的星座图中的一个星座点的坐标z_m的差值的绝对值是否小于1，即判断abs(y_k-z_m)＜1是否成立，如果是，则将初步信号评估结果y_k暂时判决为z_m，否则将初步信号评估结果暂时判决为0，m＝1～M，M是对应于时域接收信号x的星座图中存在的星座点的数目。

在改进的盲判决反馈均衡单元210完成了对于消除同信道干扰后的时域接收信号x_clip中包含的所有信号分量的处理后，将最终得到的第二次设置的收敛因子发送给最终判决单元212。最终判决单元212利用来自改进的盲判决均衡单元210的第二次设置的收敛因子，对时域接收信号x_R进行处理以最终从时域接收信号x_R推断得出对应于该时域接收信号的发射信号。

图8示出了利用图6所示装置推断得出的发射信号和利用盲均衡算法推断得出的发射信号的误差率性能比较示意图。其中，测试模式为4-QAM，信噪比SNR＝15[dB]。从图8A-8D可以看出，在同样的输入信号和噪声强度下，盲均衡算法在有同信道干扰的影响下表现不佳，而图6所示装置仍能获得正确的星座图。

以上已经参考本发明的具体实施例来描述了本发明，但是本领域技术人员均了解，可以对这些具体实施例进行各种修改、组合和变更，而不会脱离由所附权利要求或其等同物限定的本发明的精神和范围。

根据需要可以用硬件或软件来执行步骤。注意，在不脱离本发明范围的前提下，可向本说明书中给出的流程图添加步骤、从中去除步骤或修改其中的步骤。一般来说，流程图只是用来指示用于实现功能的基本操作的一种可能的序列。

本发明的实施例可利用编程的通用数字计算机、利用专用集成电路、可编程逻辑器件、现场可编程门阵列、光的、化学的、生物的、量子的或纳米工程的系统、组件和机构来实现。一般来说，本发明的功能可由本领域已知的任何手段来实现。可以使用分布式或联网系统、组件和电路。数据的通信或传送可以是有线的、无线的或者通过任何其他手段。

还将意识到，根据特定应用的需要，附图中示出的要素中的一个或多个可以按更分离或更集成的方式来实现，或者甚至在某些情况下被去除或被停用。实现可存储在机器可读介质中的程序或代码以允许计算机执行上述任何方法，也在本发明的精神和范围之内。

此外，附图中的任何信号箭头应当被认为仅是示例性的，而不是限制性的，除非另有具体指示。当术语被预见为使分离或组合的能力不清楚时，组件或者步骤的组合也将被认为是已经记载了。

Claims (16)

1.一种用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法，包括：

通过对时域接收信号进行快速傅立叶变换，获取与所述时域接收信号对应的频域接收信号；

计算所述频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度，并根据所述频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度与功率谱密度阈值之间的对比关系来消除所述频域接收信号中的同信道干扰；以及

通过对消除同信道干扰后的频域接收信号进行快速傅立叶反变换，获取消除同信道干扰后的时域接收信号。

2.根据权利要求1所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法，其特征在于，所述功率谱密度阈值是根据所述时域接收信号的调制模式预先设置的。

3.根据权利要求1所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法，其特征在于，在消除所述频域接收信号中的同信道干扰的处理中，当所述频域接收信号中包含的信号分量X_k的功率谱密度大于所述功率谱密度阈值时，根据以下等式对所述信号分量X_k进行裁剪：X_k′＝X_k*sqrt(Tp/Py_k)，其中，X_k′表示所述消除同信道干扰后的频域接收信号中包含的与所述信号分量X_k对应的裁剪后的信号分量，Tp表示所述功率谱密度阈值，Py_k表示所述信号分量X_k的功率谱密度，sqrt(·)表示求平方根运算，k≥1。

4.根据权利要求1所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法，其特征在于，还包括：

利用盲判决反馈均衡算法，从所述消除同信道干扰后的时域接收信号得出对应于所述时域接收信号的时域发射信号。

5.根据权利要求1所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法，其特征在于，还包括：

利用约束恒模算法和判决导引最小均方误差算法，从所述消除同信道干扰后的时域接收信号得出对应于所述时域接收信号的时域发射信号。

6.根据权利要求5所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法，其特征在于，从所述消除同信道干扰后的时域接收信号得出所述时域发射信号的处理包括：

通过利用恒模算法均衡器对所述消除同信道干扰后的时域接收信号中包含的信号分量x_k′～x_k+L-1′进行处理获取对应于所述时域接收信号中包含的信号分量x_k～x_k+L-1的初步信号评估结果y_k，并根据所述初步信号评估结果y_k对所述恒模算法均衡器的收敛因子进行第一次设置；

判断所述初步信号评估结果y_k与对应于所述时域接收信号的星座图中的一个星座点的坐标z_m的差值的绝对值是否小于1，即判断abs(y_k-z_m)＜1是否成立，如果是，则将所述初步信号评估结果y_k暂时判决为z_m，否则将所述初步信号评估结果暂时判决为0，其中，m＝1～M，M是对应于所述时域接收信号的星座图中存在的星座点的数目；以及

基于暂时判决结果，利用判决导引最小均方误差算法进一步对第一次设置的收敛因子进行第二次设置，其中

第二次设置的收敛因子被反馈到所述恒模算法均衡器，所述恒模算法均衡器随后利用所述第二次设置的收敛因子对所述消除同频干扰后的时域接收信号中包含的信号分量x_k+1′～x_k+L′进行处理，L表示所述恒模算法均衡器的长度。

7.根据权利要求6所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法，对所述恒模算法均衡器的收敛因子进行第一次设置的处理包括：

判断所述初步信号评估结果y_k的绝对值abs(y_k)与所述恒模算法均衡器采用的Godard参数R的平方根

的差值是否小于误差阈值Te，即判断 $(\mathrm{abs}\left(y_k\right)-\sqrt{R})<\mathrm{Te}$ 是否成立；

如果是，则根据以下等式对所述恒模算法均衡器的收敛因子w进行第一次设置：w＝w′+Mu*y_k*e_k*(x_k′，x_k+1′，…x_k-L-1′)，其中，w′表示所述恒模算法均衡器当前采用的收敛因子，Mu表示所述恒模算法均衡器的调节误差收敛速度的比例因子，e_k＝R-(abs(y_k))²表示所述初步信号评估结果的评估误差，否则保持所述恒模算法均衡器当前采用的收敛因子不变。

8.根据权利要求7所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的方法，其特征在于，所述误差阈值Te是根据所述时域接收信号的调制模式预先设置的。

9.一种用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的装置，包括：

信号变换单元，被配置为通过对时域接收信号进行快速傅立叶变换，获取与所述时域接收信号对应的频域接收信号；

干扰消除单元，被配置为计算所述频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度，并根据所述频域接收信号中包含的各个信号分量的功率谱密度与功率谱密度阈值之间的对比关系来消除所述频域接收信号中的同信道干扰；以及

信号反变换单元，被配置为通过对消除同信道干扰后的频域接收信号进行快速傅立叶反变换，获取消除同信道干扰后的时域接收信号。

10.根据权利要求9所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的装置，其特征在于，所述功率谱密度阈值是根据所述时域接收信号的调制模式预先设置的。

11.根据权利要求9所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的装置，其特征在于，在消除所述频域接收信号中的同信道干扰的处理中，当所述频域接收信号中包含的信号分量X_k的功率谱密度大于所述功率谱密度阈值时，所述干扰消除单元根据以下等式对所述信号分量X_k进行裁剪：X_k′＝X_k*sqrt(Tp/Py_k)，其中，X_k′表示所述消除同信道干扰后的频域接收信号中包含的与所述信号分量X_k对应的裁剪后的信号分量，Tp表示所述功率谱密度阈值，Py_k表示所述信号分量X_k的功率谱密度，sqrt(·)表示求平方根运算，k≥1。

12.根据权利要求9所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的装置，其特征在于，还包括：

盲判决反馈均衡单元，被配置为利用盲判决反馈均衡算法，从所述消除同信道干扰后的时域接收信号得出对应于所述时域接收信号的时域发射信号。

13.根据权利要求9所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的装置，其特征在于，还包括：

改进的盲判决反馈均衡单元，被配置为利用约束恒模算法和判决导引最小均方误差算法，从所述消除同信道干扰后的时域接收信号得出对应于所述时域接收信号的时域发射信号。

14.根据权利要求13所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的装置，其特征在于，所述改进的盲判决反馈均衡单元包括：

约束恒模算法单元，被配置为通过利用恒模算法均衡器对所述消除同信道干扰后的时域接收信号中包含的信号分量X_k′～x_k+L-1′进行处理获取对应于所述时域接收信号中包含的信号分量x_k～x_k+L-1的初步信号评估结果y_k，并根据所述初步信号评估结果y_k对所述恒模算法均衡器的收敛因子进行第一次设置；

暂时判决单元，被配置为判断所述初步信号评估结果y_k与对应于所述时域接收信号的星座图中的一个星座点的坐标z_m的差值的绝对值是否小于1，即判断abs(y_k-z_m)＜1是否成立，如果是，则将所述初步信号评估结果y_k暂时判决为z_m，否则将所述初步信号评估结果暂时判决为0，其中，m＝1～M，M是对应于所述时域接收信号的星座图中存在的星座点的数目；以及

误差收敛单元，被配置基于暂时判决结果，利用判决导引最小均方误差算法进一步对第一次设置的收敛因子进行第二次设置，其中

第二次设置的收敛因子被反馈到所述恒模算法均衡器，所述恒模算法均衡器随后利用所述第二次设置的收敛因子对所述消除同频干扰后的时域接收信号中包含的信号分量x_k+1′～x_k+L′进行处理，L表示所述恒模算法均衡器的长度。

15.根据权利要求14所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的装置，所述约束恒模算法单元通过以下处理对所述恒模算法均衡器的收敛因子进行第一次设置：

判断所述初步信号评估结果y_k的绝对值abs(y_k)与所述恒模算法均衡器采用的Godard参数R的平方根的差值是否小于误差阈值Te，即判断 $(\mathrm{abs}\left(y_k\right)-\sqrt{R})<\mathrm{Te}$ 是否成立；

如果是，则根据以下等式计算所述恒模算法均衡器下一次进行处理时将要采用的收敛因子w：w＝w′+Mu*y_k*e_k*(x_k′，x_k+1′，…x_k+L-1′)，其中，w′表示所述恒模算法均衡器当前采用的收敛因子，Mu表示所述恒模算法均衡器的调节误差收敛速度的比例因子，e_k＝R-(abs(y_k))²表示所述初步信号评估结果的评估误差，否则保持所述恒模算法均衡器当前采用的收敛因子不变。

16.根据权利要求15所述的用于消除正交幅度调制信号中的同信道干扰的装置，其特征在于，所述误差阈值Te是根据所述时域接收信号的调制模式预先设置的。

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