JP2569901B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JP2569901B2 JP2569901B2 JP2142235A JP14223590A JP2569901B2 JP 2569901 B2 JP2569901 B2 JP 2569901B2 JP 2142235 A JP2142235 A JP 2142235A JP 14223590 A JP14223590 A JP 14223590A JP 2569901 B2 JP2569901 B2 JP 2569901B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は干渉波除去装置に関し、特にマルチパスフェ
ージング回線において強い干渉波が存在した場合に、フ
ェージングによる波形歪の適応等化および干渉波の除去
を行なう干渉波除去装置に関する。
ージング回線において強い干渉波が存在した場合に、フ
ェージングによる波形歪の適応等化および干渉波の除去
を行なう干渉波除去装置に関する。
（従来の技術） 従来、PSKやQAMを用いたディジタルマイクロ波回線に
対してFM回線による干渉が問題となることがある。特に
ディジタル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉波
と見なされる。また、強度のマルチパスフェージング回
線においては適応等化技術が不可欠であり、見通し外通
信のように伝搬距離が大きな回線では整合フィルタ（M
F）と判定帰還形等化器（DFE）とを用いた受信機が必要
となる。マルチパスフェージング環境下での狭帯域干渉
波の除去を行う従来の干渉波除去装置の一例を第４図に
示す。
対してFM回線による干渉が問題となることがある。特に
ディジタル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉波
と見なされる。また、強度のマルチパスフェージング回
線においては適応等化技術が不可欠であり、見通し外通
信のように伝搬距離が大きな回線では整合フィルタ（M
F）と判定帰還形等化器（DFE）とを用いた受信機が必要
となる。マルチパスフェージング環境下での狭帯域干渉
波の除去を行う従来の干渉波除去装置の一例を第４図に
示す。
第４図において、41はトランスバーサルフィルタ、42
は整合フィルタ（MF）、43は判定帰還形等化器（DEF）
であり、44から51はこの従来の干渉波除去装置の各部分
における信号スペクトラムの様子を示す。
は整合フィルタ（MF）、43は判定帰還形等化器（DEF）
であり、44から51はこの従来の干渉波除去装置の各部分
における信号スペクトラムの様子を示す。
狭帯域干渉波の除去には、通常トランスバーサルフィ
ルタが用いられる。これは、トランスバーサルフィルタ
の振幅特性を干渉波の周波数帯域において落ち込ませる
ことにより干渉波を除去しようとするものである。ま
た、トランスバーサルフィルタのタップ係数の制御は、
判定器から出力される誤差信号の自乗平均値が最小とな
るようにLMSアルゴリズムまたはカルマンアルゴリズム
などにより行われる。しかし、トランスバーサルフィル
タによる干渉波の除去は基本的に周波数領域におけるフ
ィルタリングであり、干渉波を十分除去させようとする
と、希望信号の干渉波と同じ周波数成分を除去すること
になり、伝送路で生じるマルチパス歪以外に強い波形歪
を生じさせることになる。
ルタが用いられる。これは、トランスバーサルフィルタ
の振幅特性を干渉波の周波数帯域において落ち込ませる
ことにより干渉波を除去しようとするものである。ま
た、トランスバーサルフィルタのタップ係数の制御は、
判定器から出力される誤差信号の自乗平均値が最小とな
るようにLMSアルゴリズムまたはカルマンアルゴリズム
などにより行われる。しかし、トランスバーサルフィル
タによる干渉波の除去は基本的に周波数領域におけるフ
ィルタリングであり、干渉波を十分除去させようとする
と、希望信号の干渉波と同じ周波数成分を除去すること
になり、伝送路で生じるマルチパス歪以外に強い波形歪
を生じさせることになる。
第４図（ａ）に希望信号に干渉波が重なった受信信号
からの干渉波除去の様子を示す。トランスバーサルフィ
ルタ41に入力する受信信号は44のように希望信号Ｓに干
渉波Ｊが重なっている。トランスバーサルフィルタ41は
干渉波Ｊを除去するために、そのフィルタの周波数特性
の干渉波の周波数帯域に深いディップを生じさせる。従
って、トランスバーサルフィルタ41の出力においては45
のように干渉波は除去されるが、希望信号成分の周波数
特性が削られる。この信号スペクトラム45のように周波
数軸上にノッチが生じることは、インパルス応答が２波
モデルのように分散していることと等価である。すなわ
ち、この状態はマルチパス状態に近似される。整合フィ
ルタ42は分散したインパルス応答を対称化し、遅延分散
したエコー成分を主波に同相合成しようとする。従っ
て、主波に対するエコー波の比率が減少し、45のように
ノッチを有する信号は整合フィルタ42を通過することに
より46のようにノッチが浅くなる。整合フィルタ42の出
力は判定帰還形等化器43に入力されてマルチパス歪が除
去され、47のように希望信号波Ｓが出力される。以上の
ように第４図（ａ）においては受信信号に含まれる干渉
波が十分除去されて希望信号が正確に等化される。
からの干渉波除去の様子を示す。トランスバーサルフィ
ルタ41に入力する受信信号は44のように希望信号Ｓに干
渉波Ｊが重なっている。トランスバーサルフィルタ41は
干渉波Ｊを除去するために、そのフィルタの周波数特性
の干渉波の周波数帯域に深いディップを生じさせる。従
って、トランスバーサルフィルタ41の出力においては45
のように干渉波は除去されるが、希望信号成分の周波数
特性が削られる。この信号スペクトラム45のように周波
数軸上にノッチが生じることは、インパルス応答が２波
モデルのように分散していることと等価である。すなわ
ち、この状態はマルチパス状態に近似される。整合フィ
ルタ42は分散したインパルス応答を対称化し、遅延分散
したエコー成分を主波に同相合成しようとする。従っ
て、主波に対するエコー波の比率が減少し、45のように
ノッチを有する信号は整合フィルタ42を通過することに
より46のようにノッチが浅くなる。整合フィルタ42の出
力は判定帰還形等化器43に入力されてマルチパス歪が除
去され、47のように希望信号波Ｓが出力される。以上の
ように第４図（ａ）においては受信信号に含まれる干渉
波が十分除去されて希望信号が正確に等化される。
第４図（ｂ）にマルチパス歪が生じた希望信号に干渉
波が重なった受信信号からの干渉波除去の様子を示す。
第４図（ｂ）においてトランスバーサルフィルタ41に入
力する受信信号は、伝送路ですでに希望信号Ｓに対して
マルチパス歪が生じ、その希望信号Ｓに干渉波Ｊが重な
った信号である。トランスバーサルフィルタ41は干渉波
Ｊを除去するために、そのフィルタの周波数特性の干渉
波の周波数帯域にノッチを生じさせる。ところで、すで
に伝搬路にて生じたマルチパスによるノッチ周波数と干
渉波の周波数とが異なる場合、整合フィルタ42に入力す
る信号は信号帯域に複数のノッチを有することになる。
すなわちノッチの入る周波数間隔が短くなる。一般にノ
ッチ間隔が短いということは、インパルス応答において
遅延時間差が大きいエコー波が存在することに対応して
いる。この状態で希望信号から歪を除去させるには、整
合フィルタ42および判定帰還形等化器43のタップ数を増
大させる必要がある。しかし、これらタップ数は伝搬路
で生じる遅延分散に対応した値に設定されており、必要
最小限のタップ数とされるのが通常である。従って、49
に示すように伝搬路で生じる歪以外にトランスバーサル
フィルタ41で新たに歪が生じることは整合フィルタ42に
対する負担を増す。特にインパルス応答の分布領域が整
合フィルタ42のタップ数を越えることは、インパルス応
答を対称化出来ないばかりか、むしろその分布を広げる
場合もあり、望ましい効果が得られない。整合フィルタ
42の出力である50は判定帰還形等化器43に入力される
が、そのインパルス応答の様子は等化能力を越えてお
り、十分等化されず51のように歪が残ってしまう。
波が重なった受信信号からの干渉波除去の様子を示す。
第４図（ｂ）においてトランスバーサルフィルタ41に入
力する受信信号は、伝送路ですでに希望信号Ｓに対して
マルチパス歪が生じ、その希望信号Ｓに干渉波Ｊが重な
った信号である。トランスバーサルフィルタ41は干渉波
Ｊを除去するために、そのフィルタの周波数特性の干渉
波の周波数帯域にノッチを生じさせる。ところで、すで
に伝搬路にて生じたマルチパスによるノッチ周波数と干
渉波の周波数とが異なる場合、整合フィルタ42に入力す
る信号は信号帯域に複数のノッチを有することになる。
すなわちノッチの入る周波数間隔が短くなる。一般にノ
ッチ間隔が短いということは、インパルス応答において
遅延時間差が大きいエコー波が存在することに対応して
いる。この状態で希望信号から歪を除去させるには、整
合フィルタ42および判定帰還形等化器43のタップ数を増
大させる必要がある。しかし、これらタップ数は伝搬路
で生じる遅延分散に対応した値に設定されており、必要
最小限のタップ数とされるのが通常である。従って、49
に示すように伝搬路で生じる歪以外にトランスバーサル
フィルタ41で新たに歪が生じることは整合フィルタ42に
対する負担を増す。特にインパルス応答の分布領域が整
合フィルタ42のタップ数を越えることは、インパルス応
答を対称化出来ないばかりか、むしろその分布を広げる
場合もあり、望ましい効果が得られない。整合フィルタ
42の出力である50は判定帰還形等化器43に入力される
が、そのインパルス応答の様子は等化能力を越えてお
り、十分等化されず51のように歪が残ってしまう。
また、干渉波の数が２波以上あると周波数軸上のフィ
ルタリングも複雑となり、トランスバーサルフィルタの
タップ数をかなり増大させる必要がある。干渉波が除去
されるべき周波数箇所が複数の場合、希望信号スペクト
ラムは大幅に削られることになり、希望信号が正確に等
化されず、その弊害は大きい。
ルタリングも複雑となり、トランスバーサルフィルタの
タップ数をかなり増大させる必要がある。干渉波が除去
されるべき周波数箇所が複数の場合、希望信号スペクト
ラムは大幅に削られることになり、希望信号が正確に等
化されず、その弊害は大きい。
（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の干渉波除去装置では、受信信号に、マ
ルチパスフェージングによる歪以外に、干渉波を除去す
る処理に付随した歪が加わるので、適応等化に対する負
担が増大し、波形歪が十分除去されないという欠点があ
る。
ルチパスフェージングによる歪以外に、干渉波を除去す
る処理に付随した歪が加わるので、適応等化に対する負
担が増大し、波形歪が十分除去されないという欠点があ
る。
そこで本発明の目的は、マルチパス歪と干渉波の両方
を効果的に除去することできる干渉波除去装置を提供す
ることにある。
を効果的に除去することできる干渉波除去装置を提供す
ることにある。
（課題を解決するための手段） 本発明に係る第１の干渉波除去装置は、 希望信号および干渉波でなる受信信号と推定干渉波と
の差の信号を生成する第１の減算器と、該第１の減算器
から出力される前記差信号と判定信号とから伝送系のイ
ンパルス応答を推定して推定インパルス応答を得ると共
に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と
前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィルタ
と、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含ま
れるマルチパス歪を除去して前記判定信号を生成する判
定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答と前記判定
信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記
受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、該遅延素子
の出力信号と前記推定希望信号との差を取って干渉波成
分を抽出する第２の減算器と、前記受信信号と前記干渉
波成分との相関を取って相関値を得る相関器と、前記相
関値の振幅を１に正規化して前記相関値の位相を抽出す
るAGC増幅器と、該AGC増幅器で抽出した位相を前記干渉
波成分に乗じて前記推定干渉波を得る乗算器とからなる
ことを特徴とする。
の差の信号を生成する第１の減算器と、該第１の減算器
から出力される前記差信号と判定信号とから伝送系のイ
ンパルス応答を推定して推定インパルス応答を得ると共
に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と
前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィルタ
と、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含ま
れるマルチパス歪を除去して前記判定信号を生成する判
定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答と前記判定
信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記
受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、該遅延素子
の出力信号と前記推定希望信号との差を取って干渉波成
分を抽出する第２の減算器と、前記受信信号と前記干渉
波成分との相関を取って相関値を得る相関器と、前記相
関値の振幅を１に正規化して前記相関値の位相を抽出す
るAGC増幅器と、該AGC増幅器で抽出した位相を前記干渉
波成分に乗じて前記推定干渉波を得る乗算器とからなる
ことを特徴とする。
また本発明に係る第２の干渉波除去装置は、 希望信号および干渉波でなる受信信号と推定干渉波と
の差の信号を生成する第１の減算器と、該第１の減算器
から出力される前記差信号と基準信号とから伝送系のイ
ンパルス応答を推定して推定インパルス応答を得ると共
に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と
前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィルタ
と、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含ま
れるマルチパス歪を除去して判定信号と判定結果の誤差
信号とを得る判定帰還形等化器と、仮定した送信シンボ
ル列を表すトレーニング信号を発生するトレーニング信
号発生器と、前記誤差信号に応じて前記判定信号と前記
トレーニング信号のいずれか一方を選択して前記基準信
号として出力する切換え器と、前記推定インパルス応答
と前記基準信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み
器と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、
該遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との差を取っ
て干渉波成分を抽出する第２の減算器と、前記受信信号
と前記干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器
と、前記相関値の振幅を１に正規化して前記相関値の位
相を抽出するAGC増幅器と、該AGC増幅器で抽出した位相
を前記干渉波成分に乗じて前記推定干渉波を得る乗算器
とからなることを特徴とする。
の差の信号を生成する第１の減算器と、該第１の減算器
から出力される前記差信号と基準信号とから伝送系のイ
ンパルス応答を推定して推定インパルス応答を得ると共
に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と
前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィルタ
と、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含ま
れるマルチパス歪を除去して判定信号と判定結果の誤差
信号とを得る判定帰還形等化器と、仮定した送信シンボ
ル列を表すトレーニング信号を発生するトレーニング信
号発生器と、前記誤差信号に応じて前記判定信号と前記
トレーニング信号のいずれか一方を選択して前記基準信
号として出力する切換え器と、前記推定インパルス応答
と前記基準信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み
器と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、
該遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との差を取っ
て干渉波成分を抽出する第２の減算器と、前記受信信号
と前記干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器
と、前記相関値の振幅を１に正規化して前記相関値の位
相を抽出するAGC増幅器と、該AGC増幅器で抽出した位相
を前記干渉波成分に乗じて前記推定干渉波を得る乗算器
とからなることを特徴とする。
（実施例） 次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明に係る第１の干渉波除去装置の一実施
例の構成を示すブロック図である。第２図は本発明に係
る第２の干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロッ
ク図である。
例の構成を示すブロック図である。第２図は本発明に係
る第２の干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロッ
ク図である。
第１図において、１は整合フィルタ（MF）、２は判定
帰還形等化器（DFE）、３は畳込み器、４は乗算器、５
は相関器、６はτの遅延時間を有する遅延素子、７およ
び８は減算器、９はAGC増幅器である。
帰還形等化器（DFE）、３は畳込み器、４は乗算器、５
は相関器、６はτの遅延時間を有する遅延素子、７およ
び８は減算器、９はAGC増幅器である。
第２図において、21は整合フィルタ（MF）、22は判定
帰還形等化器（DFE）、23は畳込み器、24は乗算器、25
は相関器、26はτの遅延時間を有する遅延素子、27およ
び28は減算器、29はAGC増幅器、30は切換え器、31はト
レーニング信号発生器、32は制御器である。
帰還形等化器（DFE）、23は畳込み器、24は乗算器、25
は相関器、26はτの遅延時間を有する遅延素子、27およ
び28は減算器、29はAGC増幅器、30は切換え器、31はト
レーニング信号発生器、32は制御器である。
第１図の実施例において、送信シンボル列をan（ｎ＝
−∞…＋∞）、FM1に入力されるまでの伝送系のインパ
ルス応答の離散値をhnとすると、受信信号102の離散値r
nは、 で示される。ここでＪは希望信号Ｓの周波数に比べ狭い
帯域の干渉波を示す。
−∞…＋∞）、FM1に入力されるまでの伝送系のインパ
ルス応答の離散値をhnとすると、受信信号102の離散値r
nは、 で示される。ここでＪは希望信号Ｓの周波数に比べ狭い
帯域の干渉波を示す。
MF1は判定信号n105と（１）式で示された受信信号1
02との相関を取ることにより、伝送系のインパルス応答
を推定する。次式はその相関過程を示す。
02との相関を取ることにより、伝送系のインパルス応答
を推定する。次式はその相関過程を示す。
MF1は、この推定インパルス応答の時間反転で複素共役
な応答h-n ＊と受信信号102とを畳込む操作を行なう。
な応答h-n ＊と受信信号102とを畳込む操作を行なう。
一方、畳込み器３は、MF1の推定したインパルス応答h
n103とDFE2の出力の判定信号n105とを畳込む。すなわ
ち判定信号n105が送信シンボル列anに等しい時には、
畳込み器３は受信希望信号Ｓを推定していることにな
る。この推定する希望信号レプリカ（再生波形）を作り
出すまでの処理時間のために、希望信号レプリカは入力
端子11での希望信号成分よりτだけ遅延している。そこ
で入力信号101を遅延素子６で遅延調整し、減算器８に
て遅延素子６の出力信号から畳込み器３の出力の希望信
号レプリカを減じる。従って、減算器８はτだけ遅延し
た干渉波Ｊを出力する。ここでは希望信号スペクトラム
に比べ、FM波のような狭帯域干渉波を対象としているか
ら、干渉波の中心周波数をωとすると、τの遅延はexp
（−ｊωτ）の位相のずれを干渉波Ｊに与えると近似で
きる。従って、相関器５により減算器８の出力であるＪ
・exp（−ｊωτ）と入力信号101のＳ＋Ｊとの相関をと
る。相関器５において減算器８の出力信号の複素共役と
入力信号101との積の平均値を求めると Ｗ＝Ｅ［Ｊ＊・exp（ｊωτ）・（Ｓ＋Ｊ）］ ＝|J|2exp（ｊωτ） …（３） となる。この相関値をAGC増幅器９に通し、振幅を１に
正規化し、相関値の位相のみを取り出す。このAGC増幅
器９の出力のexp（ｊωτ）乗算器４で減算器８の出力
のＪ・exp（−ｊωτ）に乗じることにより、入力信号1
01中の干渉波Ｊを推定することが出来る。この乗算器４
の出力の推定干渉波Ｊを減算器７において入力信号101
であるＳ＋Ｊから減じることにより干渉波Ｊを除去でき
る。
n103とDFE2の出力の判定信号n105とを畳込む。すなわ
ち判定信号n105が送信シンボル列anに等しい時には、
畳込み器３は受信希望信号Ｓを推定していることにな
る。この推定する希望信号レプリカ（再生波形）を作り
出すまでの処理時間のために、希望信号レプリカは入力
端子11での希望信号成分よりτだけ遅延している。そこ
で入力信号101を遅延素子６で遅延調整し、減算器８に
て遅延素子６の出力信号から畳込み器３の出力の希望信
号レプリカを減じる。従って、減算器８はτだけ遅延し
た干渉波Ｊを出力する。ここでは希望信号スペクトラム
に比べ、FM波のような狭帯域干渉波を対象としているか
ら、干渉波の中心周波数をωとすると、τの遅延はexp
（−ｊωτ）の位相のずれを干渉波Ｊに与えると近似で
きる。従って、相関器５により減算器８の出力であるＪ
・exp（−ｊωτ）と入力信号101のＳ＋Ｊとの相関をと
る。相関器５において減算器８の出力信号の複素共役と
入力信号101との積の平均値を求めると Ｗ＝Ｅ［Ｊ＊・exp（ｊωτ）・（Ｓ＋Ｊ）］ ＝|J|2exp（ｊωτ） …（３） となる。この相関値をAGC増幅器９に通し、振幅を１に
正規化し、相関値の位相のみを取り出す。このAGC増幅
器９の出力のexp（ｊωτ）乗算器４で減算器８の出力
のＪ・exp（−ｊωτ）に乗じることにより、入力信号1
01中の干渉波Ｊを推定することが出来る。この乗算器４
の出力の推定干渉波Ｊを減算器７において入力信号101
であるＳ＋Ｊから減じることにより干渉波Ｊを除去でき
る。
以後の動作において干渉波が変動しても、適応的に干
渉波が除去される。一方、マルチパスフェージングによ
る波形歪については、干渉波除去とは独立にMF1とDFE2
でなるMF/DFE受信機により除去される。
渉波が除去される。一方、マルチパスフェージングによ
る波形歪については、干渉波除去とは独立にMF1とDFE2
でなるMF/DFE受信機により除去される。
次に、以上の動作を第３図に示すベクトル図とスペク
トラムを用いて説明する。伝搬路でマルチパス歪を受け
た希望信号スペクトラムに狭帯域干渉波Ｊが存在する場
合を第３図（ａ）のスペクトラム欄に示す。また、その
ベクトル関係をベクトル図の欄に示す。マルチパス歪の
ため希望信号Ｓのスペクトラムにノッチが生じている。
畳込み器３の出力は希望信号Ｓのレプリカを作るが、こ
のレプリカは入力端子11における希望信号Ｓよりτだけ
遅延しているから、第３図（ａ）のＳベクトルより位相
がずれて（ｂ）のＳベクトルのように示される。（ａ）
をτだけ遅延させたものから（ｂ）の希望信号レプリカ
を減じたものを（ｃ）に示す。すなわち減算器８の出力
は干渉波Ｊを推定していることになる。これに入力にお
ける干渉波と（ｃ）の推定干渉波との相関値の位相を乗
じたものが（ｄ）の乗算器４の出力となっている。この
（ｄ）の推定干渉波Ｊを（ａ）の入力から減じることに
より、（ｅ）に示すようにマルチパス歪を受けた希望信
号成分のみを抽出することができ、MF/DFE受信機によ
り、（ｆ）のように適応等化される。
トラムを用いて説明する。伝搬路でマルチパス歪を受け
た希望信号スペクトラムに狭帯域干渉波Ｊが存在する場
合を第３図（ａ）のスペクトラム欄に示す。また、その
ベクトル関係をベクトル図の欄に示す。マルチパス歪の
ため希望信号Ｓのスペクトラムにノッチが生じている。
畳込み器３の出力は希望信号Ｓのレプリカを作るが、こ
のレプリカは入力端子11における希望信号Ｓよりτだけ
遅延しているから、第３図（ａ）のＳベクトルより位相
がずれて（ｂ）のＳベクトルのように示される。（ａ）
をτだけ遅延させたものから（ｂ）の希望信号レプリカ
を減じたものを（ｃ）に示す。すなわち減算器８の出力
は干渉波Ｊを推定していることになる。これに入力にお
ける干渉波と（ｃ）の推定干渉波との相関値の位相を乗
じたものが（ｄ）の乗算器４の出力となっている。この
（ｄ）の推定干渉波Ｊを（ａ）の入力から減じることに
より、（ｅ）に示すようにマルチパス歪を受けた希望信
号成分のみを抽出することができ、MF/DFE受信機によ
り、（ｆ）のように適応等化される。
上記の動作において、マルチパス歪以外に干渉波除去
による歪を希望信号Ｓに与えることは無い。このように
本実施例では、周波数領域のフィルタリングを行わずに
干渉波を除去するから、複数の干渉波が存在してもその
除去が可能である。
による歪を希望信号Ｓに与えることは無い。このように
本実施例では、周波数領域のフィルタリングを行わずに
干渉波を除去するから、複数の干渉波が存在してもその
除去が可能である。
ところでMF/DFE受信機を立ち上げる時、すでにD/U比
がマイナスとなるくらい強い干渉波が存在している場
合、MF/DFE受信機は正しい判定信号を出力できない。判
定信号が誤っていると、MFは正しいインパルス応答推定
を行えない。従って、希望信号レプリカはもはや正しい
ものではなくなる。この場合、このまま放置しておくと
永久に立ち上がることができなくなってしまう。
がマイナスとなるくらい強い干渉波が存在している場
合、MF/DFE受信機は正しい判定信号を出力できない。判
定信号が誤っていると、MFは正しいインパルス応答推定
を行えない。従って、希望信号レプリカはもはや正しい
ものではなくなる。この場合、このまま放置しておくと
永久に立ち上がることができなくなってしまう。
そこで、この初期引き込みを解決するものが第２図に
示した実施例である。
示した実施例である。
第２図において、21,22,23,24,25,26,27,28および29
はそれぞれ第１図の1,2,3,4,5,6,7,8および９に対応し
ており、これら第２図の構成要素は第１図の構成要素と
同じ動作を行う。干渉波Ｊが除去されるまでの間、送信
シンボル列anと同じトレーニング信号をトレーニング信
号発生器31に出力させ、このトレーニング信号を切換え
器30において制御信号202により選択し、畳込み器23とM
F21とに供給する。この場合、MF21はトレーニング系列a
nと（１）式で示された受信信号102との相関を取ること
により伝送系のインパルス応答を推定する。この際、干
渉波Ｊと判定信号n105との相関値が零となるから、干
渉波Ｊがまだ除去されていなくても推定インパルス応答
は正しい値となる。また、畳込み器23はトレーニング系
列anを用いるから、その出力は正しい希望信号レプリカ
となる。希望信号レプリカが正しい値となれば、乗算器
24の出力に干渉波Ｊの推定値が得られ、干渉波Ｊの除去
が可能となる。干渉波Ｊが除去され、MF/DFE受信機が回
線のマルチパス歪を除去し、希望信号Ｓが正しく判定さ
れるようになる。この場合、DFE22に含まれる判定器の
誤差信号ε201は小さくなっていく。制御器32は判定器
の誤差信号ε201を入力としており、その自乗平均値ξ
を監視しており、これが予め設定されたしきい値以下と
なった場合、干渉が正しく除去されたと判断して切換え
器30を制御し、DFE22からの判定信号n105を選択出力
させる。それ以後、畳込み器23およびMF21は判定信号
n105を供給され、第１図の実施例で説明したのと同じ干
渉波除去操作を続ける。なお送信側に対するトレーニン
グ信号の挿入方法には２通りあり、１つは送信信号系列
に周期的にバースト状で挿入する方法、他方は受信側か
らの信号により、挿入または解除という方法がある。
はそれぞれ第１図の1,2,3,4,5,6,7,8および９に対応し
ており、これら第２図の構成要素は第１図の構成要素と
同じ動作を行う。干渉波Ｊが除去されるまでの間、送信
シンボル列anと同じトレーニング信号をトレーニング信
号発生器31に出力させ、このトレーニング信号を切換え
器30において制御信号202により選択し、畳込み器23とM
F21とに供給する。この場合、MF21はトレーニング系列a
nと（１）式で示された受信信号102との相関を取ること
により伝送系のインパルス応答を推定する。この際、干
渉波Ｊと判定信号n105との相関値が零となるから、干
渉波Ｊがまだ除去されていなくても推定インパルス応答
は正しい値となる。また、畳込み器23はトレーニング系
列anを用いるから、その出力は正しい希望信号レプリカ
となる。希望信号レプリカが正しい値となれば、乗算器
24の出力に干渉波Ｊの推定値が得られ、干渉波Ｊの除去
が可能となる。干渉波Ｊが除去され、MF/DFE受信機が回
線のマルチパス歪を除去し、希望信号Ｓが正しく判定さ
れるようになる。この場合、DFE22に含まれる判定器の
誤差信号ε201は小さくなっていく。制御器32は判定器
の誤差信号ε201を入力としており、その自乗平均値ξ
を監視しており、これが予め設定されたしきい値以下と
なった場合、干渉が正しく除去されたと判断して切換え
器30を制御し、DFE22からの判定信号n105を選択出力
させる。それ以後、畳込み器23およびMF21は判定信号
n105を供給され、第１図の実施例で説明したのと同じ干
渉波除去操作を続ける。なお送信側に対するトレーニン
グ信号の挿入方法には２通りあり、１つは送信信号系列
に周期的にバースト状で挿入する方法、他方は受信側か
らの信号により、挿入または解除という方法がある。
以上の第２図の実施例により、初期引き込みを解決し
た狭帯域干渉波除去が可能となる。
た狭帯域干渉波除去が可能となる。
（発明の効果） 本発明は、以上に説明したように、周波数軸上のフィ
ルタリングを行わず、希望信号レプリカを受信信号から
減じることにより干渉成分を抽出し、この干渉成分を位
相制御の後に受信信号から減じることにより干渉波の除
去を行うから、マルチパス歪を受けた希望信号に干渉波
除去による影響を与えることなく、干渉波が複数存在し
ていても、マルチパス歪と干渉波の両方を効果的に除去
できるという効果がある。
ルタリングを行わず、希望信号レプリカを受信信号から
減じることにより干渉成分を抽出し、この干渉成分を位
相制御の後に受信信号から減じることにより干渉波の除
去を行うから、マルチパス歪を受けた希望信号に干渉波
除去による影響を与えることなく、干渉波が複数存在し
ていても、マルチパス歪と干渉波の両方を効果的に除去
できるという効果がある。
第１図は本発明に係る第１の干渉波除去装置の一実施例
の構成を示すブロック図、第２図は本発明に係る第２の
干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第
３図は第１図および第２図の実施例の動作を説明する
図、第４図は従来の干渉波除去装置およびその干渉波除
去を示す図である。 1,21……整合フィルタ（MF）、2,22……判定帰還形等化
器（DFE）、3,23……畳込み器、4,24……乗算器、5,25
……相関器、6,26……遅延素子、7,8,27,28……減算
器、9,29……AGC増幅器、11……入力端子、12……出力
端子、30……切換え器、31……トレーニング信号発生
器、32……制御器。
の構成を示すブロック図、第２図は本発明に係る第２の
干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第
３図は第１図および第２図の実施例の動作を説明する
図、第４図は従来の干渉波除去装置およびその干渉波除
去を示す図である。 1,21……整合フィルタ（MF）、2,22……判定帰還形等化
器（DFE）、3,23……畳込み器、4,24……乗算器、5,25
……相関器、6,26……遅延素子、7,8,27,28……減算
器、9,29……AGC増幅器、11……入力端子、12……出力
端子、30……切換え器、31……トレーニング信号発生
器、32……制御器。
Claims (2)
- 【請求項１】希望信号および干渉波でなる受信信号と推
定干渉波との差の信号を生成する第１の減算器と、該第
１の減算器から出力される前記差信号と判定信号とから
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合
フィルタと、該整合フィルタから出力される前記整合信
号に含まれるマルチパス歪を除去して前記判定信号を生
成する判定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答と
前記判定信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器
と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、該
遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との差を取って
干渉波成分を抽出する第２の減算器と、前記受信信号と
前記干渉波成分との相関を取って相関値を得る相関器
と、前記相関値の振幅を１に正規化して前記相関値の位
相を抽出するAGC増幅器と、該AGC増幅器で抽出した位相
を前記干渉波成分に乗じて前記推定干渉波を得る乗算器
とからなることを特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項２】希望信号および干渉波でなる受信信号と推
定干渉波との差の信号を生成する第１の減算器と、該第
１の減算器から出力される前記差信号と基準信号とから
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合
フィルタと、該整合フィルタから出力される前記整合信
号に含まれるマルチパス歪を除去して判定信号と判定結
果の誤差信号とを得る判定帰還形等化器と、仮定した送
信シンボル列を表すトレーニング信号を発生するトレー
ニング信号発生器と、前記誤差信号に応じて前記判定信
号と前記トレーニング信号のいずれか一方を選択して前
記基準信号として出力する切換え器と、前記推定インパ
ルス応答と前記基準信号とを畳込んで推定希望信号を得
る畳込み器と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延
素子と、該遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との
差を取って干渉波成分を抽出する第２の減算器と、前記
受信信号と前記干渉波成分との相関を取って相関値を得
る相関器と、前記相関値の振幅を１に正規化して前記相
関値の位相を抽出するAGC増幅器と、該AGC増幅器で抽出
した位相を前記干渉波成分に乗じて前記推定干渉波を得
る乗算器とからなることを特徴とする干渉波除去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2142235A JP2569901B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2142235A JP2569901B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0435543A JPH0435543A (ja) | 1992-02-06 |
| JP2569901B2 true JP2569901B2 (ja) | 1997-01-08 |
Family
ID=15310573
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2142235A Expired - Lifetime JP2569901B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2569901B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0773225B2 (ja) * | 1992-03-25 | 1995-08-02 | 石川工業高等専門学校長 | フェーディング防止中波受信機 |
| JP3287971B2 (ja) * | 1995-01-31 | 2002-06-04 | 松下電器産業株式会社 | データ受信装置 |
| JP3325735B2 (ja) * | 1995-01-31 | 2002-09-17 | 松下電器産業株式会社 | データ受信装置 |
| WO2001084734A2 (en) * | 2000-05-01 | 2001-11-08 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Matched filter and receiver for mobile radio communication system |
-
1990
- 1990-05-31 JP JP2142235A patent/JP2569901B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0435543A (ja) | 1992-02-06 |
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