JP2982501B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特にディジタル伝送において、干渉波が希望波に比べて
狭帯域となるＤ／Ｕ（希望波対干渉波比）が存在した場
合に、判定帰還形等化器を用いた誤り伝搬による発散現
象を生じさせないで干渉除去を行う干渉波除去装置に関
する。
特にディジタル伝送において、干渉波が希望波に比べて
狭帯域となるＤ／Ｕ（希望波対干渉波比）が存在した場
合に、判定帰還形等化器を用いた誤り伝搬による発散現
象を生じさせないで干渉除去を行う干渉波除去装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来の判定帰還形等化器を用いた狭帯域
干渉波除去装置は、図３に示すように、３０１はＮ個の
遅延時間Ｔ（シンボル周期）を有する遅延素子、３０２
はＮ個の乗算器、３０３は加算器、３０４は減算器、３
０５は判定器、３０６はＮ個の遅延時間Ｔ（シンボル周
期）を有する遅延素子、３０７はＮ個の乗算器、３０８
は加算器、３０９は減算器、３１０はタップ係数修正器
である。この従来技術に関しては、リー，ミルスタイン
著、アイ・イー・イー・イー・トランズアクション オ
ン コミュニケーション，Ｖｏｌ３１，Ｎｏ４、１９８
３年４月ページ４７３「リジェクション オブ ＣＷ
インターフェアランス イン ＱＰＳＫシステムズ ユ
ージング ディシジョンフィードバック フィルター
ズ」に発表されている。これによると単に線形フィルタ
をノッチフィルタとして用いた狭帯域干渉除去では、干
渉波の周波数にノッチを作って干渉波を除去するので、
希望波自身のスペクトラムまで影響を及ぼす。従って線
形フィルタだけでは誤差の自乗平均を最小化するＭＭＳ
Ｅ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）法を用
いる限り良好な干渉除去が行えない。一方判定帰還形等
化器を用いると、構成要素３０１，３０２および３０３
からなる前方フィルタが希望信号スペクトラムに落ち込
み（ノッチ）を深く作っても、構成要素３０６，３０７
および３０８からなる後方フィルタがノッチで削られた
希望信号成分を補償するので、希望波に影響を与えるこ
となく狭帯域干渉波を十分除去できると述べられてい
る。図３において、前方フィルタおよび後方フィルタの
各タップ係数はタップ係数修正器３１０により判定器誤
差信号と各タップ信号とからＬＭＳアルゴリズムにより
更新される。上記論文でＣＷ干渉波の周波数をΩ、干渉
波電力をＪ、希望波シンボル周期をＴ、希望波信号電力
をＳ、受信機雑音電力をσ2 、前方フィルタおよび後方
フィルタそれぞれのタップ数をＮとすれば、前方フィル
タのタップ係数ｗ1 および後方フィルタのタップ係数ｆ
1 は（１），（２）式で示される。
干渉波除去装置は、図３に示すように、３０１はＮ個の
遅延時間Ｔ（シンボル周期）を有する遅延素子、３０２
はＮ個の乗算器、３０３は加算器、３０４は減算器、３
０５は判定器、３０６はＮ個の遅延時間Ｔ（シンボル周
期）を有する遅延素子、３０７はＮ個の乗算器、３０８
は加算器、３０９は減算器、３１０はタップ係数修正器
である。この従来技術に関しては、リー，ミルスタイン
著、アイ・イー・イー・イー・トランズアクション オ
ン コミュニケーション，Ｖｏｌ３１，Ｎｏ４、１９８
３年４月ページ４７３「リジェクション オブ ＣＷ
インターフェアランス イン ＱＰＳＫシステムズ ユ
ージング ディシジョンフィードバック フィルター
ズ」に発表されている。これによると単に線形フィルタ
をノッチフィルタとして用いた狭帯域干渉除去では、干
渉波の周波数にノッチを作って干渉波を除去するので、
希望波自身のスペクトラムまで影響を及ぼす。従って線
形フィルタだけでは誤差の自乗平均を最小化するＭＭＳ
Ｅ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）法を用
いる限り良好な干渉除去が行えない。一方判定帰還形等
化器を用いると、構成要素３０１，３０２および３０３
からなる前方フィルタが希望信号スペクトラムに落ち込
み（ノッチ）を深く作っても、構成要素３０６，３０７
および３０８からなる後方フィルタがノッチで削られた
希望信号成分を補償するので、希望波に影響を与えるこ
となく狭帯域干渉波を十分除去できると述べられてい
る。図３において、前方フィルタおよび後方フィルタの
各タップ係数はタップ係数修正器３１０により判定器誤
差信号と各タップ信号とからＬＭＳアルゴリズムにより
更新される。上記論文でＣＷ干渉波の周波数をΩ、干渉
波電力をＪ、希望波シンボル周期をＴ、希望波信号電力
をＳ、受信機雑音電力をσ2 、前方フィルタおよび後方
フィルタそれぞれのタップ数をＮとすれば、前方フィル
タのタップ係数ｗ1 および後方フィルタのタップ係数ｆ
1 は（１），（２）式で示される。
【０００３】
【０００４】このタップ係数は誤差信号と各タップでの
信号との直交条件より導出された理想解である。ここで
はマルチパスフェージングによる波形歪に関しては考慮
されていない。
信号との直交条件より導出された理想解である。ここで
はマルチパスフェージングによる波形歪に関しては考慮
されていない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の干渉波
除去装置は、判定器誤差と適応アルゴリズムを用いて判
定帰還形等化器を動作させているので、干渉波レベルが
強くＤ／Ｕをマイナスとするような場合に、判定帰還形
等化器が適応収束しようとしても判定誤りが生じ、これ
が後方フィルタを経由して判定器に帰還されるという誤
り伝搬現象によりタップ係数の修正において発散が生じ
るという欠点がある。通常この問題を解決するために
は、データ信号にトレーニング・バースト信号を割当て
初期引き込みを行わせているが、データ伝送効率が下が
るという欠点がある。
除去装置は、判定器誤差と適応アルゴリズムを用いて判
定帰還形等化器を動作させているので、干渉波レベルが
強くＤ／Ｕをマイナスとするような場合に、判定帰還形
等化器が適応収束しようとしても判定誤りが生じ、これ
が後方フィルタを経由して判定器に帰還されるという誤
り伝搬現象によりタップ係数の修正において発散が生じ
るという欠点がある。通常この問題を解決するために
は、データ信号にトレーニング・バースト信号を割当て
初期引き込みを行わせているが、データ伝送効率が下が
るという欠点がある。
【０００６】本発明の目的は、判定帰還形等化器固有の
誤り伝搬現象の影響を受けずに適応収束でき、さらに初
期引き込み用のトレーニング信号を用いないで任意のＤ
／Ｕでの狭帯域干渉波を除去する干渉波除去装置を提供
することにある。
誤り伝搬現象の影響を受けずに適応収束でき、さらに初
期引き込み用のトレーニング信号を用いないで任意のＤ
／Ｕでの狭帯域干渉波を除去する干渉波除去装置を提供
することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の干渉波除去装置
は、トランスバーサルフィルタで構成される前方フィル
タと後方フィルタとを有する干渉波除去装置において、
ディジタル伝送系の希望波信号と干渉波信号とを含む受
信信号を前記前方フィルタに入力し各タップ信号を出力
する第１の手段と、前記受信信号を基準として前記各タ
ップ信号との相関をとる第２の手段と、この第２の手段
による相関値の振幅をそれぞれ前記前方フィルタのタッ
プ数の逆数に正規化する第３の手段と、前記前方フィル
タ出力から前記後方フィルタ出力を減じる減算手段と、
この減算手段の出力結果を判定する判定手段と、この判
定手段の出力信号を後方フィルタに入力する手段と、前
記第３の手段の出力を前方フィルタおよび後方フィルタ
のそれぞれの各タップ係数として供給する第４の手段と
を有する。
は、トランスバーサルフィルタで構成される前方フィル
タと後方フィルタとを有する干渉波除去装置において、
ディジタル伝送系の希望波信号と干渉波信号とを含む受
信信号を前記前方フィルタに入力し各タップ信号を出力
する第１の手段と、前記受信信号を基準として前記各タ
ップ信号との相関をとる第２の手段と、この第２の手段
による相関値の振幅をそれぞれ前記前方フィルタのタッ
プ数の逆数に正規化する第３の手段と、前記前方フィル
タ出力から前記後方フィルタ出力を減じる減算手段と、
この減算手段の出力結果を判定する判定手段と、この判
定手段の出力信号を後方フィルタに入力する手段と、前
記第３の手段の出力を前方フィルタおよび後方フィルタ
のそれぞれの各タップ係数として供給する第４の手段と
を有する。
【０００８】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の第１の実施例の構成図である。図１
において、１０１はＮ個の遅延時間Ｔ（シンボル周期）
を有する遅延素子、１０２はＮ個の乗算器、１０３は加
算器、１０４は減算器、１０５は判定器、１０６はＮ個
の遅延時間Ｔ（シンボル周期）を有する遅延素子、１０
７はＮ個の乗算器、１０８は加算器、１０９はＮ個の相
関器、１１０はＮ個のＡＧＣ増幅器である。今受信信号
ｒ（ｔ）を（３）式とする。
る。図１は本発明の第１の実施例の構成図である。図１
において、１０１はＮ個の遅延時間Ｔ（シンボル周期）
を有する遅延素子、１０２はＮ個の乗算器、１０３は加
算器、１０４は減算器、１０５は判定器、１０６はＮ個
の遅延時間Ｔ（シンボル周期）を有する遅延素子、１０
７はＮ個の乗算器、１０８は加算器、１０９はＮ個の相
関器、１１０はＮ個のＡＧＣ増幅器である。今受信信号
ｒ（ｔ）を（３）式とする。
【０００９】 ｒ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｎ（ｔ）＋√Ｊｅｘｐ（ｊΩｔ）……（３） ここでｄ（ｔ）は希望波、ｎ（ｔ）は受信機雑音、Ｊは
干渉波電力、ΩはＣＷ干渉波の角周波数である。この場
合に前方フィルタの各タップ上の受信信号は（４）〜
（７）式のように示される。
干渉波電力、ΩはＣＷ干渉波の角周波数である。この場
合に前方フィルタの各タップ上の受信信号は（４）〜
（７）式のように示される。
【００１０】 ｕ0 ＝ｒ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｎ（ｔ）＋√Ｊｅｘｐ（ｊΩｔ）……（４） ｕ1 ＝ｒ（ｔ−Ｔ）＝ｄ（ｔ−Ｔ）＋ｎ（ｔ−Ｔ）＋√Ｊｅｘｐ（ｊΩ（ｔ− Ｔ））……（５） ｕ2 ＝ｒ（ｔ−２Ｔ）＝ｄ（ｔ−２Ｔ）＋ｎ（ｔ−２Ｔ）＋√Ｊｅｘｐ（ｊΩ （ｔ−２Ｔ））……（６） ｕN ＝ｒ（ｔ−ＮＴ）＝ｄ（ｔ−ＮＴ）＋ｎ（ｔ−ＮＴ）＋√Ｊｅｘｐ（ｊΩ （ｔ−ＮＴ））……（７） Ｎ個の相関器１０９は（４）式のｕ0 を基準信号として
（５）式から（７）式で示された前方フィルタタップ信
号ｕi （ｉ＝１，…Ｎ）と相関を取る。ここで相関処理
はｕi （ｉ＝１，…Ｎ）に対しては複素共役を取り、こ
れを基準信号のｕ0 と乗じて平均化を行うものとする。
希望波成分ｄ（ｔ−ｉＴ）と雑音成分ｎ（ｔ−ｉＴ）に
関しては１シンボル周期のＴ以上離れたところの時間相
互相関係数は零になるので、上記相関操作では希望波お
よび雑音に関する相関値は出力されない。一方干渉波に
関しては、各タップ間で正弦振動という強い相関性を見
せる。すなわち各タップ受信信号と前方フィルタ入力受
信信号との相関結果は（８）〜（１０）式のようにな
る。
（５）式から（７）式で示された前方フィルタタップ信
号ｕi （ｉ＝１，…Ｎ）と相関を取る。ここで相関処理
はｕi （ｉ＝１，…Ｎ）に対しては複素共役を取り、こ
れを基準信号のｕ0 と乗じて平均化を行うものとする。
希望波成分ｄ（ｔ−ｉＴ）と雑音成分ｎ（ｔ−ｉＴ）に
関しては１シンボル周期のＴ以上離れたところの時間相
互相関係数は零になるので、上記相関操作では希望波お
よび雑音に関する相関値は出力されない。一方干渉波に
関しては、各タップ間で正弦振動という強い相関性を見
せる。すなわち各タップ受信信号と前方フィルタ入力受
信信号との相関結果は（８）〜（１０）式のようにな
る。
【００１１】 Ｅ［ｕ0 ・ｕ1 * ］＝Ｊｅｘｐ（ｊΩｔ）……（８） Ｅ［ｕ2 ・ｕ2 * ］＝Ｊｅｘｐ（ｊ２Ωｔ）……（９） Ｅ［ｕ0 ・ｕN * ］＝Ｊｅｘｐ（ｊＮΩｔ）……（１０） ここではＥ［］は平均操作を、＊は複素共役を示す。デ
ジタルマイクロ波伝送などにおいてはＳ／Ｎ比が比較的
高い。このような場合は雑音電力σ2 は希望波レベルお
よび干渉波レベルに比べ十分小さくなる。その場合、従
来技術で述べたＣＷ干渉除去のための判定帰還形等化器
理想解の（１）式は（１１）式のように近似できる。
ジタルマイクロ波伝送などにおいてはＳ／Ｎ比が比較的
高い。このような場合は雑音電力σ2 は希望波レベルお
よび干渉波レベルに比べ十分小さくなる。その場合、従
来技術で述べたＣＷ干渉除去のための判定帰還形等化器
理想解の（１）式は（１１）式のように近似できる。
【００１２】
【００１３】また従来技術で述べた（２）式の後方フィ
ルタ・タップ係数は前方フィルタ出力に後方フィルタ出
力を加算するという条件で求められた解である。従っ
て、図１の減算器１０４により前方フィルタ出力から後
方フィルタ出力を減ずるように構成すれば（２）式は
（１２）式となる。
ルタ・タップ係数は前方フィルタ出力に後方フィルタ出
力を加算するという条件で求められた解である。従っ
て、図１の減算器１０４により前方フィルタ出力から後
方フィルタ出力を減ずるように構成すれば（２）式は
（１２）式となる。
【００１４】
【００１５】前方フィルタおよび後方フィルタのタップ
係数は同じ値を取る。ここで図１の相関器出力であると
ころの（８），（９）および（１０）式の相関結果の振
幅Ｊをそれぞれ−１／Ｎに正規化すると（１１）および
（１２）式の理想解と一致する。すなわち判定器誤差信
号を用いたタップ係数修正を行わなくても干渉除去のた
めのタップ係数が得られる。従って図１のＡＧＣ増幅器
１１０は、相関器１０９出力の振幅をそれぞれＪから−
１／Ｎに正規化する。（８），（９）および（１０）式
に対応する正規化相関値はそれぞれｗ1 ，ｗ2 …ｗN と
して前方フィルタおよび後方フィルタのタップ係数とし
て供給される。以上の動作により判定帰還形等化器のタ
ップ係数設定に関して、判定器誤差信号を用いておら
ず、判定誤りによる影響は皆無である。従って判定帰還
形等化器でしばしば問題となる誤り伝搬による適応収束
の発散という現象は回避できる。
係数は同じ値を取る。ここで図１の相関器出力であると
ころの（８），（９）および（１０）式の相関結果の振
幅Ｊをそれぞれ−１／Ｎに正規化すると（１１）および
（１２）式の理想解と一致する。すなわち判定器誤差信
号を用いたタップ係数修正を行わなくても干渉除去のた
めのタップ係数が得られる。従って図１のＡＧＣ増幅器
１１０は、相関器１０９出力の振幅をそれぞれＪから−
１／Ｎに正規化する。（８），（９）および（１０）式
に対応する正規化相関値はそれぞれｗ1 ，ｗ2 …ｗN と
して前方フィルタおよび後方フィルタのタップ係数とし
て供給される。以上の動作により判定帰還形等化器のタ
ップ係数設定に関して、判定器誤差信号を用いておら
ず、判定誤りによる影響は皆無である。従って判定帰還
形等化器でしばしば問題となる誤り伝搬による適応収束
の発散という現象は回避できる。
【００１６】次に本発明の第２の実施例を図２により説
明する。第１の実施例においては、Ｓ／Ｎ比が比較的高
いという条件であったが実際にＳ／Ｎ比がそれほど高く
ない場合には、（８），（９）および（１０）式により
近似値と理想解との間にずれが生じる。そこで初期引き
込み時にのみ相関値による近似解を用いて、ある程度自
乗平均誤差が小さくなってから従来技術通りのＭＭＳＥ
法による適応動作を開始させる。図２の第２の実施例に
おいて、２０１はＮ個の遅延時間Ｔ（シンボル周期）を
有する遅延素子、２０２はＮ個の乗算器、２０３は加算
器、２０４は減算器、２０５は判定器、２０６はＮ個の
遅延時間Ｔ（シンボル周期）を有する遅延素子、２０７
はＮ個の乗算器、２０８は加算器、２０９はＮ個の相関
器、２１０はＮ個のＡＧＣ増幅器で第１の実施例と同様
に初期引き込み時に使用される。第２の実施例では、減
算器２１１、タップ係数修正器２１２、切替器２１３、
制御器２１４が設けられる。
明する。第１の実施例においては、Ｓ／Ｎ比が比較的高
いという条件であったが実際にＳ／Ｎ比がそれほど高く
ない場合には、（８），（９）および（１０）式により
近似値と理想解との間にずれが生じる。そこで初期引き
込み時にのみ相関値による近似解を用いて、ある程度自
乗平均誤差が小さくなってから従来技術通りのＭＭＳＥ
法による適応動作を開始させる。図２の第２の実施例に
おいて、２０１はＮ個の遅延時間Ｔ（シンボル周期）を
有する遅延素子、２０２はＮ個の乗算器、２０３は加算
器、２０４は減算器、２０５は判定器、２０６はＮ個の
遅延時間Ｔ（シンボル周期）を有する遅延素子、２０７
はＮ個の乗算器、２０８は加算器、２０９はＮ個の相関
器、２１０はＮ個のＡＧＣ増幅器で第１の実施例と同様
に初期引き込み時に使用される。第２の実施例では、減
算器２１１、タップ係数修正器２１２、切替器２１３、
制御器２１４が設けられる。
【００１７】次に第２の実施例の動作を説明する。制御
器２１４は減算器２１１出力の判定器誤差信号の自乗平
均を監視しており、ある値以下となると切替器２１３に
対してタップ修正器２１２からの係数を選択出力させ
る。タップ係数修正器２１２は判定器誤差信号εと前方
フィルタのタップ信号ｕ1 ，ｕ2 …ｕN および後方フィ
ルタのタップ信号ｖ1 ，ｖ2 …ｖN とからＬＭＳ（Ｌｅ
ａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムなどに
より更新を行う。そして前方フィルタ用タップ係数とし
てｐ1 ，ｐ2 …ｐN を、後方フィルタ用タップ係数とし
てｑ1 ，ｑ2 …ｑN を出力する。すなわち初期引き込み
時には切替器２１３出力のｗ1 ，ｗ2 …ｗN および
ｆ1 ，ｆ2 …ｆN にはそれぞれＮ個の相関器出力の
Ｒ1 ，Ｒ2 …ＲN が出力される。干渉波が十分除去され
始め自乗平均誤差が小さくなれば切替器２１３出力のｗ
1 ，ｗ2 …ｗN にはタップ係数修正器２１３出力の
ｐ1 ，ｐ2 …ｐNが、ｆ1 ，ｆ2 …ｆN にはｑ1 ，ｑ2
…ｑN が出力される。
器２１４は減算器２１１出力の判定器誤差信号の自乗平
均を監視しており、ある値以下となると切替器２１３に
対してタップ修正器２１２からの係数を選択出力させ
る。タップ係数修正器２１２は判定器誤差信号εと前方
フィルタのタップ信号ｕ1 ，ｕ2 …ｕN および後方フィ
ルタのタップ信号ｖ1 ，ｖ2 …ｖN とからＬＭＳ（Ｌｅ
ａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムなどに
より更新を行う。そして前方フィルタ用タップ係数とし
てｐ1 ，ｐ2 …ｐN を、後方フィルタ用タップ係数とし
てｑ1 ，ｑ2 …ｑN を出力する。すなわち初期引き込み
時には切替器２１３出力のｗ1 ，ｗ2 …ｗN および
ｆ1 ，ｆ2 …ｆN にはそれぞれＮ個の相関器出力の
Ｒ1 ，Ｒ2 …ＲN が出力される。干渉波が十分除去され
始め自乗平均誤差が小さくなれば切替器２１３出力のｗ
1 ，ｗ2 …ｗN にはタップ係数修正器２１３出力の
ｐ1 ，ｐ2 …ｐNが、ｆ1 ，ｆ2 …ｆN にはｑ1 ，ｑ2
…ｑN が出力される。
【００１８】以上述べたように初期引き込み時に強力な
干渉波が存在しても、判定帰還形等化器の誤り伝搬現象
による影響を受けずに、また判定帰還形等化器固有の適
応収束特性に依存することなく、干渉を除去する動作が
開始される。このことは従来のようなトレーニング信号
を用いることなく初期引き込みできる。
干渉波が存在しても、判定帰還形等化器の誤り伝搬現象
による影響を受けずに、また判定帰還形等化器固有の適
応収束特性に依存することなく、干渉を除去する動作が
開始される。このことは従来のようなトレーニング信号
を用いることなく初期引き込みできる。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、判定帰還
形等化器の前方フィルタ・タップ間での受信信号に対し
て相関を取ることにより、干渉除去のためのタップ係数
の近似解を得ることができる。ＳＮ比の高い回線に対し
てはこれをそのままタップ係数として採用することによ
り、誤り伝搬の影響を受けない適応動作が可能となる効
果がある。また上記の近似が出来ない回線に対しては相
関値を判定帰還形等化器の初期引き込み時に利用するこ
とでトレーニング信号を用いないで良好な適応収束が可
能となる効果がある。
形等化器の前方フィルタ・タップ間での受信信号に対し
て相関を取ることにより、干渉除去のためのタップ係数
の近似解を得ることができる。ＳＮ比の高い回線に対し
てはこれをそのままタップ係数として採用することによ
り、誤り伝搬の影響を受けない適応動作が可能となる効
果がある。また上記の近似が出来ない回線に対しては相
関値を判定帰還形等化器の初期引き込み時に利用するこ
とでトレーニング信号を用いないで良好な適応収束が可
能となる効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例の構成図である。
【図２】本発明の第２の実施例の構成図である。
【図３】従来の干渉波除去装置の構成図である。
１０１，１０６，２０１，２０６ 遅延素子 １０２，１０７，２０２，２０７ 乗算器 １０３，１０８，２０３，２０８ 加算器 １０４，２０４，２１１ 減衰器 １０５，２０５ 判定器 １０９，２０９ 相関器 １１０，２１０ ＡＧＣ増幅器 ２１２ タップ係数修正器 ２１３ 切替器 ２１４ 制御器
Claims (2)
- 【請求項１】 トランスバーサルフィルタで構成される
前方フィルタと後方フィルタとを有する干渉波除去装置
において、 ディジタル伝送系の希望波信号と干渉波信号とを含む受
信信号を前記前方フィルタに入力し各タップ信号を出力
する第１の手段と、前記受信信号を基準として前記各タ
ップ信号との相関をとる第２の手段と、この第２の手段
による相関値の振幅をそれぞれ前記前方フィルタのタッ
プ数の逆数に正規化する第３の手段と、前記前方フィル
タ出力から前記後方フィルタ出力を減じる減算手段と、
この減算手段の出力結果を判定する判定手段と、この判
定手段の出力信号を後方フィルタに入力する手段と、前
記第３の手段の出力を前方フィルタおよび後方フィルタ
のそれぞれの各タップ係数として供給する第４の手段と
を有することを特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項２】 前記判定手段の入力および出力の信号か
ら誤差信号を求める手段と、前記誤差信号，前記前方フ
ィルタの各タップ信号および前記後方フィルタの各タッ
プ信号を入力し前記前方フィルタおよび前記後方フィル
タのタップ係数の修正値を出力する手段と、前記誤差信
号の自乗平均値を監視し制御信号を出力する手段と、前
記制御信号の制御により前記第３の手段の正規化された
相関値と前記タップ係数の修正値とを切り替えて前記前
方フィルタおよび前記後方フィルタに供給する手段とを
有することを特徴とする請求項１記載の干渉波除去装
置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4184873A JP2982501B2 (ja) | 1992-07-13 | 1992-07-13 | 干渉波除去装置 |
| US08/086,554 US5398259A (en) | 1992-07-01 | 1993-07-01 | Decision-feedback equalizer for cancelling CW interference |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4184873A JP2982501B2 (ja) | 1992-07-13 | 1992-07-13 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0629886A JPH0629886A (ja) | 1994-02-04 |
| JP2982501B2 true JP2982501B2 (ja) | 1999-11-22 |
Family
ID=16160809
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4184873A Expired - Fee Related JP2982501B2 (ja) | 1992-07-01 | 1992-07-13 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
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| JP (1) | JP2982501B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2422989A (en) * | 2005-02-03 | 2006-08-09 | Agilent Technologies Inc | Correlating a received data signal with a time delayed version of the signal to obtain a measurement of inter-symbol interference |
-
1992
- 1992-07-13 JP JP4184873A patent/JP2982501B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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