JP2752692B2 - 位相変調信号復調器 - Google Patents
位相変調信号復調器Info
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- JP2752692B2 JP2752692B2 JP1102487A JP10248789A JP2752692B2 JP 2752692 B2 JP2752692 B2 JP 2752692B2 JP 1102487 A JP1102487 A JP 1102487A JP 10248789 A JP10248789 A JP 10248789A JP 2752692 B2 JP2752692 B2 JP 2752692B2
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- Japan
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- signal
- phase
- frequency
- output
- carrier
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、位相変調信号の搬送波復調に関するもので
ある。
ある。
（従来の技術） 従来、位相変調信号復調器は多くの方式が存在する
が、そのほとんどは位相ロックループ（文献:Floyd,M.G
ardner著“Phaselock techniques",Jhon Wiley ＆ ＆S
ons,Inc.,Newyork,1966年刊）を用いたものであった。
が、そのほとんどは位相ロックループ（文献:Floyd,M.G
ardner著“Phaselock techniques",Jhon Wiley ＆ ＆S
ons,Inc.,Newyork,1966年刊）を用いたものであった。
（発明が解決しようとする課題） 従来技術では、信号（Ｓ）に雑音（Ｎ）が加わりS/N
が非常に低下したり、搬送波周波数オフセット量が大き
いと特性が劣化していた。一般にキャプチャレンジの狭
さや長い引き込み時間等の問題の原因が搬送波周波数オ
フセットの影響で特性劣化していることが知られてい
る。本発明はこれらの問題を改善しようとしている。
が非常に低下したり、搬送波周波数オフセット量が大き
いと特性が劣化していた。一般にキャプチャレンジの狭
さや長い引き込み時間等の問題の原因が搬送波周波数オ
フセットの影響で特性劣化していることが知られてい
る。本発明はこれらの問題を改善しようとしている。
（課題を解決するための手段） 本発明の位相変調信号復調器は、複素表現される受信
Ｍ相位相変調信号を復調する復調器に於て、Ｍ相位相変
調信号から変調成分を除去するためにＭ逓倍する周波数
逓倍器と、該周波数逓倍器の出力信号から逓倍された搬
送波信号のみを抽出する適応輝線強調器と、該適応輝線
強調器により得られた信号より元の搬送波信号の周波数
を抽出する周波数分周器と、該周波数分周器の出力と位
相変調信号とを乗積検波する乗積検波器と、該乗積検波
器で取り除けなかった信号点からの位相ずれを前記乗積
検波器出力から取り除く移相器とを含んで構成されてい
る。
Ｍ相位相変調信号を復調する復調器に於て、Ｍ相位相変
調信号から変調成分を除去するためにＭ逓倍する周波数
逓倍器と、該周波数逓倍器の出力信号から逓倍された搬
送波信号のみを抽出する適応輝線強調器と、該適応輝線
強調器により得られた信号より元の搬送波信号の周波数
を抽出する周波数分周器と、該周波数分周器の出力と位
相変調信号とを乗積検波する乗積検波器と、該乗積検波
器で取り除けなかった信号点からの位相ずれを前記乗積
検波器出力から取り除く移相器とを含んで構成されてい
る。
（作用） 第１図を参照して本発明の動作を説明する。端子10よ
り入力された位相変調信号は逓倍器１でＭ逓倍され、変
調成分が取り除かれる。従って逓倍器１の出力は位相変
調信号のＭ倍の周波数の搬送波成分と雑音である。この
逓倍器１の出力を適応輝線強調器２に入力し、雑音を抑
制してＭ倍の周波数の搬送波成分のみを取り出す。この
適応輝線強調器２は入力信号の中に含まれる線スペクト
ルを適応的に強調し白色雑音を抑制するＱの非常に高い
狭帯域フィルタで、アダプティヴフィルタの一種であ
る。この適応狭帯域フィルタの特性は、線形操作で適応
しているためナイキスト帯域内ではどの周波数に線スペ
クトルがあっても変わらない。例えば、キャプチャレン
ジfcapは信号の伝送レートをfbとすると、 fcap＝±fb/2M （１） と表せ、その特性は搬送波周波数オフセットの影響を受
けない。周波数分周器３では、このＭ逓倍された搬送成
分から元の搬送波の周波数を再生する。この再生された
元の搬送波信号は乗積検波器４に於て端子10の位相変調
信号と乗積検波される。乗籍検波器４の出力は、搬送波
周波数が取り除かれ、信号点から固定位相誤差の残った
位相変調信号となる。従って乗積検波器４の後に位相器
５を用いてこの固定位相誤差を取り除くことにより、位
相変調信号は復調される。位相器５は、位相同期系で実
現されるが、位相器の入力信号は搬送波周波数オフセッ
トがないのでキャプチャレンジの特性には影響を及ぼさ
ない。従って、本発明の位相変調信号復調器のキャプチ
ャレンジは（１）式で表される。その他の特性について
も同様のことが言える。
り入力された位相変調信号は逓倍器１でＭ逓倍され、変
調成分が取り除かれる。従って逓倍器１の出力は位相変
調信号のＭ倍の周波数の搬送波成分と雑音である。この
逓倍器１の出力を適応輝線強調器２に入力し、雑音を抑
制してＭ倍の周波数の搬送波成分のみを取り出す。この
適応輝線強調器２は入力信号の中に含まれる線スペクト
ルを適応的に強調し白色雑音を抑制するＱの非常に高い
狭帯域フィルタで、アダプティヴフィルタの一種であ
る。この適応狭帯域フィルタの特性は、線形操作で適応
しているためナイキスト帯域内ではどの周波数に線スペ
クトルがあっても変わらない。例えば、キャプチャレン
ジfcapは信号の伝送レートをfbとすると、 fcap＝±fb/2M （１） と表せ、その特性は搬送波周波数オフセットの影響を受
けない。周波数分周器３では、このＭ逓倍された搬送成
分から元の搬送波の周波数を再生する。この再生された
元の搬送波信号は乗積検波器４に於て端子10の位相変調
信号と乗積検波される。乗籍検波器４の出力は、搬送波
周波数が取り除かれ、信号点から固定位相誤差の残った
位相変調信号となる。従って乗積検波器４の後に位相器
５を用いてこの固定位相誤差を取り除くことにより、位
相変調信号は復調される。位相器５は、位相同期系で実
現されるが、位相器の入力信号は搬送波周波数オフセッ
トがないのでキャプチャレンジの特性には影響を及ぼさ
ない。従って、本発明の位相変調信号復調器のキャプチ
ャレンジは（１）式で表される。その他の特性について
も同様のことが言える。
（実施例） 第２図に本発明の一実施例を示す。位相変調信号は逓
倍器１に入力され、その出力は適応輝線強調器２に入力
される。適応輝線強調器２は文献（B.Widrow,et al著
“Adaptive Noise Cancelling:Principles and Applica
tions",Proc.IEEE,VOL,63,No.12,Dec.,1975年刊）に記
載されているように遅延オペレータで構成される相関分
離器20、アダティブフィルタ21、加算器22から構成され
る。このアダプティブフィルタは離散系のウィナーフィ
ルタの最適解となっており、フィルタの伝達関数Ｈ
（ω）は、逓倍器の出力信号riと相関分離器の出力信号
xiとの相互相関スペクトルをSrx、また、xiの自己相関
スペクトルをSxxとすれば Ｈ（ω）＝Srx/Sxx （２） と表される。ここで信号riといxiをそれぞれ ri＝ai＋ni （３） xi＝ａ′ｉ＋ｎ′ｉ 但しａは搬送波成分、ｎは雑音成分 と定義する。これら（３）式を（２）式に代入するとフ
ィルタの伝送関数は Ｈ（ω）＝Saa/（Saa＋Snn）nTb（n:整数） （４） 但しnTb（＝fb）は相関分離器20の遅延量である （４）式は伝送関数（ω）が遅延された逓倍器出力信
号riを入力し、信号riの中の搬送波成分aiのみを抽出す
るフィルタに成っていることを意味する。さらに、時間
軸を用いた記述により、詳細に適応輝線強調器の動作の
例を以下に記述する。適応輝線強調器２の相関分離器20
は位相変調信号のシンボル時間（Td）だけ遅延させる遅
延素子である。これにより、逓倍器１の出力ｓ（ｉ）と
アダプティブフィルタ21の出力ｙ（ｉ）との間の相関成
分はＭ逓倍された搬送波信号のみとなる。適応輝線強調
器は、アダプティブフィルタ21がＭ逓倍された信号ｓ
（ｉ）と相関のある成分を抽出するフィルタを作り出す
ように適応フィルタの係数Ｃを制御する。この場合、相
関分離器を介して入力される信号と返上除去された信号
との間の相関成分は逓倍された搬送波信号のみであるの
で、フィルタは逓倍された搬送波信号のみを出力する狭
帯域フィルタになる。
倍器１に入力され、その出力は適応輝線強調器２に入力
される。適応輝線強調器２は文献（B.Widrow,et al著
“Adaptive Noise Cancelling:Principles and Applica
tions",Proc.IEEE,VOL,63,No.12,Dec.,1975年刊）に記
載されているように遅延オペレータで構成される相関分
離器20、アダティブフィルタ21、加算器22から構成され
る。このアダプティブフィルタは離散系のウィナーフィ
ルタの最適解となっており、フィルタの伝達関数Ｈ
（ω）は、逓倍器の出力信号riと相関分離器の出力信号
xiとの相互相関スペクトルをSrx、また、xiの自己相関
スペクトルをSxxとすれば Ｈ（ω）＝Srx/Sxx （２） と表される。ここで信号riといxiをそれぞれ ri＝ai＋ni （３） xi＝ａ′ｉ＋ｎ′ｉ 但しａは搬送波成分、ｎは雑音成分 と定義する。これら（３）式を（２）式に代入するとフ
ィルタの伝送関数は Ｈ（ω）＝Saa/（Saa＋Snn）nTb（n:整数） （４） 但しnTb（＝fb）は相関分離器20の遅延量である （４）式は伝送関数（ω）が遅延された逓倍器出力信
号riを入力し、信号riの中の搬送波成分aiのみを抽出す
るフィルタに成っていることを意味する。さらに、時間
軸を用いた記述により、詳細に適応輝線強調器の動作の
例を以下に記述する。適応輝線強調器２の相関分離器20
は位相変調信号のシンボル時間（Td）だけ遅延させる遅
延素子である。これにより、逓倍器１の出力ｓ（ｉ）と
アダプティブフィルタ21の出力ｙ（ｉ）との間の相関成
分はＭ逓倍された搬送波信号のみとなる。適応輝線強調
器は、アダプティブフィルタ21がＭ逓倍された信号ｓ
（ｉ）と相関のある成分を抽出するフィルタを作り出す
ように適応フィルタの係数Ｃを制御する。この場合、相
関分離器を介して入力される信号と返上除去された信号
との間の相関成分は逓倍された搬送波信号のみであるの
で、フィルタは逓倍された搬送波信号のみを出力する狭
帯域フィルタになる。
適応フィルタをFIRフィルタで構成するとフィルタの
タップ長Ｌ（タップ係数c1・・・・・cL）からなるトラ
ンスバーサルフィルタで、出力ｙ（ｉ）は ｙ（ｉ）＝CTXi Ｃ＝［c1c2c3・・・cL］Ｔ Ｘ=[x(i-Tｄ)x(i-1Tｄ)・・・x(i-L-1-Tｄ)]Ｔ 但し、ATはベクトルＡの転置を示す となる。また、加算器22の出力である誤差信号ｅ（ｉ）
は ｅ（ｉ）＝ｓ（ｉ）−ｙ（ｉ） で表される。係数ベクトルＣは、ｅ（ｉ）Xiの平均値が
０に保たれるように制御される。このとき、適応輝線強
調回路はＭ逓倍された搬送波信号を抽出する狭帯域フィ
ルタになる。
タップ長Ｌ（タップ係数c1・・・・・cL）からなるトラ
ンスバーサルフィルタで、出力ｙ（ｉ）は ｙ（ｉ）＝CTXi Ｃ＝［c1c2c3・・・cL］Ｔ Ｘ=[x(i-Tｄ)x(i-1Tｄ)・・・x(i-L-1-Tｄ)]Ｔ 但し、ATはベクトルＡの転置を示す となる。また、加算器22の出力である誤差信号ｅ（ｉ）
は ｅ（ｉ）＝ｓ（ｉ）−ｙ（ｉ） で表される。係数ベクトルＣは、ｅ（ｉ）Xiの平均値が
０に保たれるように制御される。このとき、適応輝線強
調回路はＭ逓倍された搬送波信号を抽出する狭帯域フィ
ルタになる。
係数を制御するアルゴリズムの例としては、ｅ（ｉ）
の自乗平均誤差を最小にするLMSアルゴリズムを用いる
と、係数ベクトルは適応乗数をμとすると次式により制
御される Ci+1＝Ci＋μｅ（ｉ）Xi これらは、マイクロプロセッサによる演算、もしくは
デジタル信号処理により実現される。ここで得られた信
号ｙ（ｉ）は雑音が抑圧されたＭ逓倍の搬送は信号であ
る。位相変調信号を復調するために、周波数分周器３で
このＭ逓倍された搬送波の元の周波数を求める。周波数
分周器３は例えば第２図に示すように、先ず微分器30、
位相検出器31、積分器32、で構成された複素信号−位相
変化変換器で信号の位相変化のみを抽出する。続いてこ
の位相変化を倍率器33で1/M倍することにより得られた
値を位相値Φｉとして複素信号変換34で zi＝exp｛ｊΦｉ｝ （５） 但しｊは複素オペレータを示す なる複素信号ziを求めると、その信号が元の搬送波信号
の周波数推定信号となる。また積分器32より出力された
位相変化は倍率器35で1/Mされ、乗積検波器４では、共
役回路41でこの周波数推定信号の複素共役を取り、入力
の位相変調信号と乗算器42で乗算する。乗算検波器４で
は搬送波周波数が除去されている。実際の受信信号は送
受局発のいずれによる搬送波周波数オフセットが生じる
だけでなく、送受局発が温度変化などにより周波数ドリ
フトを起こす。この現象は、適応輝線強調器２に於てア
ダプテーションの追従誤差を残す。この追従誤差はドリ
フトが一定の変化であれば出力信号に一定の固定位相誤
差を残す。位相器５は残りの信号点からの固定位相誤差
を取り除く為のものである。これは乗算器51、位相検出
器52、完全積分器53、複素信号変換器54、共役回路55で
構成される１次ループにより補正される。この１次ルー
プは推定固定位相誤差Φに対応した複素信号の共役信号
piと乗積検波器出力とを乗算し、推定誤差を得る。続い
て、推定誤差により固定位相誤差の推定値を更新する。
この操作により、乗算器出力51から固定位相誤差のない
復調位相変調信号が出力される。
の自乗平均誤差を最小にするLMSアルゴリズムを用いる
と、係数ベクトルは適応乗数をμとすると次式により制
御される Ci+1＝Ci＋μｅ（ｉ）Xi これらは、マイクロプロセッサによる演算、もしくは
デジタル信号処理により実現される。ここで得られた信
号ｙ（ｉ）は雑音が抑圧されたＭ逓倍の搬送は信号であ
る。位相変調信号を復調するために、周波数分周器３で
このＭ逓倍された搬送波の元の周波数を求める。周波数
分周器３は例えば第２図に示すように、先ず微分器30、
位相検出器31、積分器32、で構成された複素信号−位相
変化変換器で信号の位相変化のみを抽出する。続いてこ
の位相変化を倍率器33で1/M倍することにより得られた
値を位相値Φｉとして複素信号変換34で zi＝exp｛ｊΦｉ｝ （５） 但しｊは複素オペレータを示す なる複素信号ziを求めると、その信号が元の搬送波信号
の周波数推定信号となる。また積分器32より出力された
位相変化は倍率器35で1/Mされ、乗積検波器４では、共
役回路41でこの周波数推定信号の複素共役を取り、入力
の位相変調信号と乗算器42で乗算する。乗算検波器４で
は搬送波周波数が除去されている。実際の受信信号は送
受局発のいずれによる搬送波周波数オフセットが生じる
だけでなく、送受局発が温度変化などにより周波数ドリ
フトを起こす。この現象は、適応輝線強調器２に於てア
ダプテーションの追従誤差を残す。この追従誤差はドリ
フトが一定の変化であれば出力信号に一定の固定位相誤
差を残す。位相器５は残りの信号点からの固定位相誤差
を取り除く為のものである。これは乗算器51、位相検出
器52、完全積分器53、複素信号変換器54、共役回路55で
構成される１次ループにより補正される。この１次ルー
プは推定固定位相誤差Φに対応した複素信号の共役信号
piと乗積検波器出力とを乗算し、推定誤差を得る。続い
て、推定誤差により固定位相誤差の推定値を更新する。
この操作により、乗算器出力51から固定位相誤差のない
復調位相変調信号が出力される。
（発明の効果） 本発明によれば、キャプチャレンジなどの特性が改善
されると言う効果がある。
されると言う効果がある。
第１図は本発明の動作を示す図、第２図は本発明の１実
施例を示す図である。図中１……逓倍器、２……適応輝
線強調器、３……周波数分周器、４……乗積検波器、５
……位相器である。
施例を示す図である。図中１……逓倍器、２……適応輝
線強調器、３……周波数分周器、４……乗積検波器、５
……位相器である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−8192（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−177054（ＪＰ，Ａ) Ｂ．Ｗｉｄｒｏｗ他，“Ａｄａｐｔｉ ｖｅ Ｎｏｉｓｅ Ｃａｎｃｅｌｌｉｎ ｇ：Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ａ ｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ”，Ｐｒｏｃ，Ｉ ＥＥＥ，Ｖｏｌ．63，Ｎｏ．12，Ｄｅ ｃ．1975，ｐ．1692−1719 大沢「超低Ｅｂ／Ｎｏ蓄積一括復調方 式」，1989年電子情報通信学会春季全国 大会講演論文集，分冊２，Ｂ−208，ｐ. ２−208（1989年３月)
Claims (1)
- 【請求項１】複素表現される受信Ｍ相位相変調信号を復
調する復調器に於て、Ｍ相位相変調信号から変調成分を
除去するためにＭ逓倍する周波数逓倍器と、該周波数逓
倍器の出力信号から逓倍された搬送波信号のみを抽出す
る適応輝線強調器と、該適応輝線強調器により得られた
信号より元の搬送波信号の周波数を抽出する周波数分周
器と、該周波数分周器の出力と位相変調信号とを乗積検
波する乗積検波器と、該乗積検波器で取り除けなかった
信号点からの位相ずれを前記乗積検波器出力から取り除
く移相器とから構成され搬送波位相・周波数を復調する
位相変調信号復調器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1102487A JP2752692B2 (ja) | 1989-04-21 | 1989-04-21 | 位相変調信号復調器 |
| US07/470,215 US5090027A (en) | 1989-01-26 | 1990-01-25 | Coherent PSK demodulator with adaptive line enhancer |
| CA002008595A CA2008595C (en) | 1989-01-26 | 1990-01-25 | Coherent psk demodulator with adaptive line enhancer |
| AU48878/90A AU623484B2 (en) | 1989-01-26 | 1990-01-29 | Coherent psk demodulator with adaptive line enhancer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1102487A JP2752692B2 (ja) | 1989-04-21 | 1989-04-21 | 位相変調信号復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02280552A JPH02280552A (ja) | 1990-11-16 |
| JP2752692B2 true JP2752692B2 (ja) | 1998-05-18 |
Family
ID=14328793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1102487A Expired - Lifetime JP2752692B2 (ja) | 1989-01-26 | 1989-04-21 | 位相変調信号復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2752692B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2848328B2 (ja) * | 1996-04-08 | 1999-01-20 | 日本電気株式会社 | 位相変調信号復調方法およびその方法を実施するための装置 |
| JP3190318B2 (ja) | 1999-07-07 | 2001-07-23 | 三菱電機株式会社 | 周波数誤差推定装置および周波数誤差推定方法 |
| JP4607391B2 (ja) * | 2001-08-29 | 2011-01-05 | 株式会社日立国際電気 | 搬送波抽出回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB8411738D0 (en) * | 1984-05-09 | 1984-06-13 | Flyda Ltd | Transportation sortation materials handling &c |
| JP2540854B2 (ja) * | 1987-04-16 | 1996-10-09 | 日本電気株式会社 | 変調器 |
-
1989
- 1989-04-21 JP JP1102487A patent/JP2752692B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Ｂ．Ｗｉｄｒｏｗ他，"Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｎｏｉｓｅ Ｃａｎｃｅｌｌｉｎｇ：Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ"，Ｐｒｏｃ，ＩＥＥＥ，Ｖｏｌ．６３，Ｎｏ．１２，Ｄｅｃ．１９７５，ｐ．１６９２−１７１９ |
| 大沢「超低Ｅｂ／Ｎｏ蓄積一括復調方式」，１９８９年電子情報通信学会春季全国大会講演論文集，分冊２，Ｂ−２０８，ｐ．２−２０８（１９８９年３月） |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02280552A (ja) | 1990-11-16 |
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