JPS61137442A - デイジタル信号受信検波方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ディジタル信号の受信および検波のための方
式に関し、特に無線中継システムに関する応用のため、
ダイパーシティ受信に用いることを意図するものである
。この方式は、１つあるいはそれ以上の受信された（位
相変調、または位相および娠幅変調された）パルス列の
加算を必要とし、該加算操作のために従前に受信され復
調された信号によって重み付は係数が生成される。

〔従来の技術〕

この点に関して、次の文献が参考になる。

［１］［マイクロ波移動通信ｊ、Ｗ、Ｃ，ジエイクス編
、ジョンワイリー＆サンズ、ニューヨーク、１９７４年
、６４２頁（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　ｍｏｂｉｌｅ　ｃｏ
ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、　Ｗ、Ｃ，Ｊａｋｅｓ　（
ｅｄ、）　Ｊｈｏｎ　Ｗｉｌｅｙ　＆　５ｏｎｓ、　Ｎ
ｅｗ　Ｙｏｒｋ　１９７４．６４２　ｇ、　）。

［２１フイアに、、チャンＤ、［フェージングマイクロ
波チャンネル用組合せＰＳＫＪＩＥＥＥ通信会報、１９
７５年５月、セクション５５４・・・７（Ｆｅｈｅｒに
、、　Ｃｈａｎ　Ｄ、　：ＰＳＫ　ｃｏｍｂｉｎｅ　ｆ
ｏｒ　ｆａｄｉｎｇ　ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　ｃｈａｎｎ
ｅｌｓ、　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ
　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｎｓ、　Ｈａｙ　１９７５．
　ｓｓ、　５５４．、．７．　）［３１リンゼイＷ、Ｃ
，，サイモンＭ、に、ｒ遠隔通信システム技術」プレン
ティス−ホール社、イングルウッドクリフ、１９７３．
５７４頁（ｌｉｎｄｓｅｙ　　ｗ、ｃ、、　　Ｓｉｍｏ
ｎ　　Ｈ，に、：　　丁ｅｌｅｃＯｍｕｎｉｃａｔｉＯ
ｒｌ　　Ｓ１７Ｓｔｅｍｓ　ｅｎｇｅｎｅｅｒｉｎｇ、
　Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌ１、　Ｉｎｃ、、　Ｅｎｇ
ｌｅｗ。

ｏｄ　Ｃｌ１ｆｆｓ、　１９７３．５７４　ｐ、　　）
［４］米国特許第４．２７１，５２５、ワタナベＫ。

（Ｗａｔａｎａｂｅ　Ｋ、　）　、１９８１年６月２日
、日本電気（Ｎｉｐｐｏｎ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｃｏ、
　）　、日本。

Ｅ５ＪラッキーＲ，Ｗ、　、サルツＪ１、ウェルトンＥ
、Ｊ、ｒデータ通信の原理」、マグロウヒル、１９６８
年、４３３５頁（Ｌｕｃｋｙ　Ｒ，Ｗ、、　５ａｌｚ　
Ｊ、。

Ｗｅｌｄｏｎ　Ｅ、Ｊ、　：　Ｐｒ１ｎｃｉｐｌｅｓ　
ｏｒ　ｄａｔａ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａ口Ｏｎ　）ｌｃＧ
ｒａｗ−Ｈｉｌｌ　１９６８．４３３５　）。

［６１コマキＳ、、ヨシハルＯ１，コジロ下、「析しい
スペースダイパーシティを用いる１　６−ＱＡＭ　（４
ｘ４直交振幅変調）ディジタルラジオシステムのパフォ
ーマンス」、ｌ０Ｃ−８０，５２゜２．１−６頁（Ｋｏ
ｍａｋｉ　Ｓ、、　Ｙｏｓｈｉｈａｒｕ　Ｏ，、Ｋｏｊ
ｉｒｏ　　丁、：　　Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　　ｏｆ
　　１６−ＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　　ａｍｐｌ
ｔｕｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）　Ｄｉｇｉｔａｌ　
ｒａｄｉｏ　ｓｙｓｔｅｍｓ　ｕｓｉｎｇｎｅｗ　５ｐ
ａｃｅ　ｃｌｉｖｅｒｓｉｔｙ　ＩＣＣ−８０，ｐｐ、
　５２．２．１．、．６．）。

［１］ヴアントリースＨ，１，１７検波、推定および変
調理論Ｊ第３編、ジョンワイリー＆サンズ、ニューヨー
ク、１９７１年、６２６頁（Ｖａｎ　丁ｒｅｅｓＨ，Ｌ
、：　［）ｅｔｅｃｔｉｏｎ、　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ
　ａｎｄ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｔハｅｏｒｙ、　　
Ｏｔ、　　ＩＩ１、　　Ｊｏｈｎ　　Ｗｉｌｅｙ　　＆
　　５ｕｎｓ、　　Ｎｅｗ　　Ｙｏｒｋ１９７１、　８
２６　ｐ、）。

ダイパーシティ受信方式の趣旨は、マルチパスフェージ
ングのある状態においてできるだけ最善の信号を確保す
ることにある。このような目的でのダイパーシティ受信
の使用は、参照文献［１１の４２３〜４８９頁（アナロ
グ信号について）および参照文献［２］（ディジタル位
相変調信号について）に例示されている。

上述の方式は、トランスバーサルフィルタリングを使用
するイコライザにも応用でき、以前に知られている最適
化の基準（最小自乗誤差、ゼロ強制法１交献［５］１４
７〜１５６頁）は、以前に使用されていない基準または
最小のプロジェクションに置換される。

アナログおよびディジタル信号を合成し且つ復調するた
めの公知のシステムは、参照文献［月および［２１に従
って第９図に示された原理に従う。

受信機に入力される信号Ｓ１とＳ２はＡＰＳＫ（ａｍｐ
ｌ　１ｔｕｄｅ　ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎ
ｇ　：　振幅位相変調〉変調されている。信号Ｓ１は、
位相シフタ１０５に与えられ、θだけ移相されて信号ｓ
１　′となる。

信号Ｓ１−とＳ２は、加算回路１０６に供給されてｓｌ
　′＋ｓ２に等しい信号Ｓ３を生成する。キャリア再生
器１００　　（例えば、参考文献［４１の非線形＋フィ
ルタリング法またはコスタスループ（ｃｏｓｔａｓ　１
ｏｏｐ）を用いて）によって信号Ｓ３からキャリアが抽
出される。該キャリアｃａ３は、復調器１０１における
同期復調（ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ　）に供される。加算回路１０６において合成される
べき同期信号を得るために、信号ｓ１　＝とＳ２に対応
するキャリアがそれぞれキャリア再生器１０２および１
０３で生成される。得られたキャリアＣａ１およびｃａ
２は位相比較器１０４に与えられ、キャリアｃａ１およ
びｃａ２が同期しているときに該位相比較器１０４の出
力■１がゼロになる。

こうして、信号Ｓ１−と５２のキャリアが同期し、加算
信号Ｓ３が最大となったときに、位相シフタ１０５の調
整が終了する。

上述した操作のためには、多くの現実的な解法が知られ
ている。それらの全てがサイン波キャリア周波数を基礎
とする信号Ｓ１−と５２の位相再生により特徴付けられ
る。

上述に加えて、特にディジタル信号のためのダイパーシ
ティ受信方式がいくつか提案されている。

これらの技術は既に復調された信号を使用する。

この原理の良く知られた応用には、参照文献［４１に示
された、特別なダイパーシティ構成により、判定点にお
ける平均自乗誤差を最小としようとすることを特徴とす
るものが含まれる。参照文献［４］において、これは各
ダイパーシティブランチに整合適応イコライザを使用す
ることにより達成される。

ざらに、参照文献［６１における、最大平坦性のスペク
トラムを提供するための合成信号スペクトラムに従った
ダイパーシティ合成操作の位相整合を行なう構成が知ら
れている。その意図は、最小の分散合成の一つである。

そして、ディジタル信号の復調符号は使用されない。

キャリアの同期が保たれていることを基礎とするダイパ
ーシティ合成を採用するのに通常使用される構成は、高
度に分散的な伝送路（マルチパス伝播、選択的フェージ
ング）の状態のもとでは最適の結果を生成しない。

上述の技術は、ディジタル伝送における誤差増大の可能
性に通じる同期およびクオドラチャ−ブランチ間の信号
の相互作用を考慮していない。

判定点にあられれる平均自乗誤差の最小化に基づく方法
は上述のものよりも良い結果を与えるが、それらでさえ
も適用されたディジタル変調の性質を最適化することは
ない。最適化のための基準としての平均自乗誤差は判定
領域の形態と完全にコンパチブルではない。このことは
特に選択的フェージングが深いときに重要である。

最小分散合成を用い且つ主として信号スペクトラムへの
追随性に基づく方式は、低誤差の可能性を生成する必要
はない。そのようなシステムの実現は、しばしば技術的
に複雑となる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明の目的は、上述した従来技術に関する欠点を防止
して完全に新たなディジタル信号の受信復調方式を提供
することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明による方式は、次のような考察に基づいている。

本方式は、ＡＰＳＫ信号のダイパーシティ受信を行なう
復調器を使用する。

本方式は、平均自乗偏倚、すなわち最小プロジェクショ
ン、を最小とし、そしてそれはく良く知られた平均自乗
誤差と比較されたい）最適化の新たな基準である。

上記復調器は、リファレンスキャリアを生成するため決
定指導ループ（ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｄｉｒｅｃｔｅｄ　
ｌ。

ｏｐ）を使用する。これは、プロン１クシヨン制御増分
の生成にほとんど不可欠である。

ダイパーシティブランチ信号の加算は、全てのブランチ
あるいは１つを除く全てのブランチにおける位相シフタ
、または位相シフタと振幅シフタ（重み付は要素）の組
合せによりもたらされる。

重み付は要素の制御は、復調中の判定に基づく。

重み付は要素の制御は、次の各相互乗算、あるいはこれ
らと数学的に等価な機能を得るための技術的な変形によ
り得られる。

（ａ）決定指導ループの瞬時制御増分（プロジェクショ
ン）、および、 （ｂ１）上述の合成加算値と（ローパスフィルタされた
）重み付は要素に先行するブランチ信号との積、または （ｂ１）上述の合成加算値とブランチ信号との積、（ｂ
３）　（２つのブランチの場合）（ローパスフィルタさ
れた）カロ算点にあられれる両ブランチ信号の積。

本方式は、最小分散と最大レシオ合成技術を混合したも
のである。分散が無視できるときは、ブランチは最大レ
シオの原則に従って重み付けされるが、高分散状態にお
いては、ブランチ信号が分散成分の影響を最小とするよ
うに合成される。

上述の本方式の最大の特徴は、重み付は要素の制御のた
めのプロジェクション量ｚｋの利用である。プロジェク
ションｚｋは次式により得られる。

Ｚ　ｋ　＝　ｙＱｋＳ　Ｉｋ　−Ｖ　Ｉｋｓ　Ｑｋ但し
、ｙＩｋ：検波器において復調される前の同期ブランチ
における信号サンプル、ｙｑｋ：クオドラチャ−ブラン
チにお ける信号サンプル、 Ｓ　Ｉｋ　：同期ブランチにおける検波信号、 ＳＱｋ：クオドラチャ−ブランチにお ける検波信号。

本方式は、トランスバーサルフィルタを使用するイコラ
イザにも適用できる。そして、タップ重みは、最小プロ
ジェクション原理に基づいて制御される。

ざらに正確には、本発明による方式は、特許請求の範囲
第１項の記載により特徴付けられる。

〔発明の作用および効果〕

フェージングのない正常な状態においては、本提案の手
法によるダイパーシティ合成によって、以前の手法を用
いたのと同様の結果が得られる。

本発明の優位性は、高分散であって、選択的なフェージ
ングのあるチャンネルにおいて、受信機が主信号に加、
えて、振幅および位相の変化された遅延信号を受信した
ときに、顕著である。そのとき受信機は、最小プロジェ
クションの検出におけるノイズと干渉との組合せによる
妨害を最小とするように、ダイパーシティブランチを合
成する（またはイコライザ係数を調整する）。特に深い
フェージングの期間中において、上述したシステムによ
る分散成分の除去は、従来方式によって得られるそれに
ついての受信機のパフォーマンスを向上させる。

本発明による方式は、他のいくらかの方式、例えば参照
文献［６］に示されたような、最小分散を特徴とする結
果を得るために使用される他の制御形態の方式より、技
術的に複雑でない。

制御のための最小プロジェクションの基準は、本来、デ
ィジタル伝送において通常使用されるパフォーマンス計
測の誤差率に非常に近くなる。その結果、本発明による
最適化の原理は、誤差率の点で有利な結果を得る。

本発明は、最終的な位相差が自動的に考慮されるので、
ダイパーシティブランチにおける遅延の相違についての
補正の必要性を緩和する。

本発明は、ダイパーシティブランチが各タイミング位相
について最適に合成され、その結果使用可能なタイミン
グの範囲を拡大するので、受信機のタイミングについて
の要求を緩和する。

〔実　施　例〕

ディジタルクオドラチャ−変調を用いたダイパーシティ
受信機について考察する。このような受信機の構成は第
１図に示されるブロックダイアグラムで示される。

Ｍ個の信号Ｓ１・・・ｓＨは、例えば、分離された各ア
ンテナからあるいはトランスバーサルイコライザ遅延線
の各タップから、同時に受信される。

装置ＡＰＩ　、・・・ＡＰＲ−１（ＡＰＭ　＞によって
、これらの各信号（または後述のように１つを除く各信
号）に対し振幅および位相シフトまたは位相シフトのみ
が施される。これらシフトされた（処理された）信号Ｓ
１、・・・・・ＳＭは合成器（加算点）２に供給され、
合成された結果は、例えば第２図で与えられるような構
成からなる在来のクオドラチャ−変調の検波器３に供給
される。キャリア再生器４の出力でおるリファレンスキ
ャリアＣａは、（例えばコスタスループのような）どん
な適宜手段によっても生成され得るが、最善の結果は、
決定指導ループ（ＤＤ１〜文献［３］）の使用によって
得られる。第２図における復調器は、乗算器６と７（例
えば平衡ミキサ（ｂａｌａｎｃｅｄ　ｍ１ｘｅｒｓ）　
）、ローパス型受信フィルタ８と９、サンプルアンドホ
ールド回路１０と１１、および判定回路１２と１３で構
成される。図示上側のブランチは、同期信号の処理を行
ない、その出力は同期検波符号ｓＩｋであるのに対し、
図示下側のブランチは、クオドラチャ−信号を処理し、
その出力はクオドラチャ−検波符号ＳＱｋである。判定
回路１２および１３の前の同期およびクオドラチャ−信
号ＶＩｋおよびｙＱｋのアナログサンプルは、本発明の
キー演算をなし遂げるために必須である。

本発明の本質的な特徴は、受信機にあけるプロジェクシ
ョン量を演算することである。これは第３図に概略的に
図示され、そこでは、１６ＱＡＭ”変調の信号図の第１
の第１象限が与えられる。受信信号サンプルｙは複素形
式で、 ｙ＝ｙｌｋ＋ｊ　ｙｏｋ　　　・・・　（１）として与
えられ、生じ得る検波符号はｓ＋（ｉ＝０．１，２．３
＞で示される。そこで、プロジェクション変数は、 ｚｋ＝Ｉｍ（ｙｓｋ＊）　　　　　・・・　（２）＝ｙ
ＱｋｓＩｋ−ｙｌｋｓＱｋ−（３）で算定され、それは
実際上記プロジェクションに比例する変数である。この
プロジェクションの算定のメカニズムは第２図に与えら
れる。

検波符号ＳＩｋは、正または負の電圧でおり、各符号期
間の長ざＴの間一定の値を持つ。該符号電圧ＳＩｋは、
いくつかの固定値のみを持つことができ（第３図参照）
、例えば１６ＱＡＭにおいては、それは４つの値をとる
ことができる。同様に、信号サンプルｙＱｋは、正また
は負（またはゼロ）電圧となり得るが、これはアナログ
電圧であり、全ての値をとることができる。電圧ｙＱｋ
もまた符号期間Ｔの間一定値を保持する。これら２つの
電圧は、ＤＣ（直流）型乗算器１４に与えられる。この
乗算器は、例えば、電圧ｙＱｋおよびＳＩｋ用のアナロ
グ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）を用いることに
よりディジタル的に実現できる。同等の操作が、ｙＩｋ
ＳＱｋの積を得るために適用される。

これら積は、抵抗マトリクスと演算増幅器（ＯＰアンプ
）タイプから構成し得るアナログ電圧としてまたはディ
ジタル差分回路からなるディジタル的な実現による加算
回路１６に供給される。出力電圧ｚｋは、受信機の残部
の実現原理に応じてアナログ信号またはディジタル信号
であるであろう。

受信機の実現技術とは別に、信号ｚｋが、わずかの固定
値、例えば＋１および−１のみからなるように量子化さ
れ得ることも留意すべきである。

量ｚｋは、周知の原理によるキク１ノア再生のために決
定指導ループが使用され得る。

本発明の主たる思想は、平均自乗誤差Ｅ（ｓｒｎ２α）
を最小化することである。ここで、αは、検波符号ｓｋ
によ°つて定義される決定指導からの受信信号サンプル
ｙの偏向角度である（第３図参照）。第１図において、
積すを得るべく乗算器５にてプロジェクション電圧ｚｋ
に合成信号Ｓを乗算し、且つ相関器Ｃｏ　ｒｌ−Ｃｏ　
ｒＨ−１（Ｃｏ　ｒＨ）にて各ブランチ信号と上記槽す
との相関をとることにより、上述の目標に近付く。この
乗算器５は、信号ｚｋがローパス型であり、遷移が符号
期間Ｔの倍数で生じ且つ合成信号Ｓが中間周波数におけ
るバンドパス信号であるような広帯域平衡変調器を用い
ることができる。（しかし、同様の原理を他の構成によ
り実現することもでき、その場合、乗算動作は、他のタ
イプの乗算器により実現される。〉相関の結果Ｃｉ　　
（ｉ＝ｉ・・・Ｍ）は、乗算器５と同様のタイプの乗算
器により得ることができ、例えばローパスフィルタによ
り該結果を平均化する。

相関結果ｃｉは、相関結果がゼロとなるように振幅およ
び位相シフタＡＰＩ・・・△ｐＨを制御するのに使用さ
れる。上記目標に達することを可能とする１つの方式は
、振幅および位相シフタの制御において、最急峻下降ま
たは傾斜の方式を用いることでおる。このような制御に
おいては、振幅および位相の相関結果ｃｉに比例する電
圧は、シフタＡＰＩ・・・ＡＰＭの振幅および位相制御
電圧から減算される。平衡状態では相関結果はゼロで、
シフタの制御信号は変化されない。

第１図において与えられる受信機の原理は、Ｍ−１個の
振幅および位相シフタのみを含むように変形することが
できる。１つのブランチは、そのようなシフタのないま
まとしてよい。これは、キャリア再生器４が、再生キャ
リア位相を合成信号の位相に適合させるという事実によ
っている。除外された振幅制御は、自動利得制御（ａｕ
ｔｏｍａｔ　ｉｃｇａｉｎ　ｃｏｎｔｒｏｌ　〜Ａ　Ｇ
　Ｃ＞によって達成され、この制御は、この場合、全て
のブランチに共通でなければならない。

本発明の実現原理は、振幅および位相シフタＡＰ１・・
・ＡＰＨの代りに位相シフタのみが使用されるように変
形され得る。ざらに、これら位相シフトは、いくつかの
方法により実現し得る。第１に、振幅および位相シフタ
は位相シフタで置換えることができる。第２に、位相シ
フタは、中間周波数信号を生成するミキシングに使用さ
れる局部発振器の出力に接続することができる。第３に
、上記局部発振器は、その位相が相関電圧Ｃｌｌ１によ
って制御される電圧制御発振器（ｖｏｌｔａｇｅ　ｃｏ
ｎｔｒｏｌｌｅｄｏｓｃｉ　Ｉ　１ａｔｏｒ　−Ｖ　Ｃ
Ｏ）であってもよい。もしも、第１の方法が用いられる
ならば、少なくとも第４〜６図における実現原理が有効
である。これら全ての原理において、積電圧すの形成に
用いられる他の信号５ＩＩＩ−は、位相シフタの後にと
りだされる。第４図においては、一般的なＭ個のブラン
チの合成が与えられ、且つ１つのブランチにおける位相
シフタの制御が示されている。中間周波数信号ｓｍ−と
Ｓは、平衡変調器タイプからなる乗算器１７で乗算され
る。乗算結果は、二重周波数項は除去されるがローパス
環が歪みなく通過するフィルタ１８によってローパスフ
ィルタされる。そして、ローパスの結果は、乗算器１９
においてローパスプロジェクション電圧ｚｋと乗算され
る。このＤＣ型乗算器は８、電圧ｚｋの形成との関係で
上述したように例えばディジタル的に実現することがで
きる。乗算結果Ｃは、フィルタ２０においてローパスフ
ィルタされる。該ローパスフィルタ２０は、その時定数
が符号期間下と比較して非常に大きいＲＣローパスフィ
ルタであってもよい。平均結果Ｃ−は、位相シフタ１の
制御に使用される。位相シフトθは、制御電圧Ｃ−に比
例すると仮定される。

平衡状態で、電圧Ｃはゼロでおり、位相シフトθはフィ
ルタ出力における瞬時値Ｃ−に比例するであろう。入力
電圧Ｃがゼロのときのローパスフィルタの減衰する出力
電圧によって、θに僅かな変化が生じ、Ｃにおける厳密
な非ゼロ相関信号が供給されて再び平衡に達する。

第５図および第６図における原理は、積電圧すの形成に
おいて上述の第４図の原理とは相違する。

使用される特別な解法は２つのブランチの合成に対する
これらの原理の適用の範囲を制限する。第５図において
、信号ｓ１　”と５２′は、乗算され、ローパスフィル
タ１８を通った後に積電圧ｂ２を形成する。そして、第
４図と同様に制御信号Ｃが形成される。第７図において
は信号ｓ２　′および合成信号Ｓが乗算される。そして
受信機の他の構成は既に述べたのと同様でおる。

（具体例１） 上述した一般的な原理の一つにおける動作の詳細につい
て述べる。

第７図に示された、純粋の位相シフタ１のみが一方のブ
ランチに使用された２つのブランチのダイパーシティ受
信機を考える。これは第４図で与えられた原理における
特別なケースである。４位相変調（４ＰＳＫまたはＱＰ
ＳＫ）が使用され、チャンネルが理想的で且つ非分散的
であるとする。

白色ガウスノイズが両ブランチに存在し、且つこれらの
ノイズには相関がない。簡単のため、参照文献゛［７］
の５６５頁以降の複合エンベロープ記述を採用する。

ダイパーシティブランチ１に対する入力信号およびノイ
ズは、次のようになる。

５１（ｔ） ＝Ｒｅ　（（ｓｋ　ｆ（ｔ）　ｅＪθ１十石１　（ｔ）
　）　ｅ””　ｔ） ・・・　（４） ここでは、ｋ番目の期間のみを考えてあり、伝送パルス
波形がｆ（ｔ）、ノイズがｎｌ　（ｔ）　、θ１は伝送
チャンネルにより２つのブランチ間に生ずる位相差、ω
０は中間角周波数、そして変調はｓｋに含まれる。ｓｋ
は次式で示される。

五ｋ　＝ｓＩｋ＋　ｊ　ｓＱｋ　　　　　　・・・　（
５）ここで、ｓＩｋおよびｓＱｋは、それぞれ＋’Ｉ／
（）および−１／　ｆｆ　（４Ｐ　Ｓ　Ｋの場合）なる
値を持つ。

合成器２において信号ｓｌ　”と５２−が加算される。

これらの信号は次式であられされる。

５１′ ＝Ｒｅ　（（ｓｋ　ｆ（ｔ）　ｅｊθ＋ｊθ１＋ｎ１（
１）ｅｊθ）ｅｊ″ｔｌｔ） ・・・　（６） ＝Ｒｅ　（（ｓｋ　ｆ（ｔ） ＋ｎ２　（ｔ）　）　ｅＪ（ＩＪｏ　ｔ）・・・　（７
） 加算信号は ５＝３１−＋３２−　　　　　・・・　（７）角度θは
、信号Ｓ１に対して位相シフタ１により生ぜしめられた
位相シフトである。

コヒーレント検波を行なうために使用されるリファレン
スキャリア信号は、次式であられされる。

Ｃａ−Ｒｅ（ｅｊ（Ｌ′ｌｌｔ十」ρ）・・・　（９） ｃａ−＝Ｒｅ（ｊｅｊ″）ｆｉｔ＋ｊρ）・・・　（１
０） ここで、角度ρはＶＣＱからのリフルンスキャリアの位
相である。

検出器の同期ブランチについて考えてみよう。

加算信号Ｓは乗算器（例えば平衡変調器）６に入力され
、そこで、（９）式で与えられるリファレンスキャリア
信号が乗算される。ローパスフィルタ８は乗算器６の後
段で二重周波数項を除去し、乗算結果のローパス型環の
みがサンプル／ホールド回路１０の入力に達する。ロー
パスフィルタ８のインパルスレスポンスはｈ　（ｔ）で
おり、出力パルス波形は入力パルス波形ｆ　（ｔ）と上
記インパルスレスポンスｈ　Ｂ）のコンボリューション
である。このコンボリューション結果はｇ（ｔ）であら
れされる。このため、サンプル／ホールド回路１０の入
力信号は次式で与えられる。

ｙＩ　　（ｔ） ＝Ｒｅ　（Ｋ　（ｓｋ　（１＋ｅ　ｊθ杓θ１）Ｃｌ（
ｔ）＋Ｎ１（１）ｅｊθ ＋Ｎ２　（ｔ）　）　ｅ−ｊρ） ・・・　（１１） ここで、Ｋには乗算係数の効果が含まれ、Ｎｌ　ｅｊと
＆２はブランチ１と２からのローパスフィルタされたノ
イズである。

連続波形信号ｙｌ　（ｔ）はサンプル／ホールド回路１
０に供給され、アナログサンプルは時間下（実際には（
ｋ＋１　）Ｔ）において単一パルス解析のために取込ま
れる。出力ｙＩｋは、後続のパルスによる次のサンプル
が取込まれるまで時間下の間一定に保持される。判定回
路１２に入力されるサンプルｙ１には次式で与えられる
。

ｒｋ ＝Ｒｅ（Ｋ（Ｓｋ　（１＋ｅｊθ杓θ１）ｑげ）十Ｎ１
（旬ｅｊθ ＋Ｎ２げ）＞ｅ−ｊρ） ・・・　（１２） 同様にサンプルｙＱｋは次式で算出される。

ｏｈ ＝Ｉｍ（Ｋ（ｓｋ　　（１＋ｅ　　ｊθ＋ｊθ１　）　
ｇ（丁）＋Ｎ１　ｅ　ｊθ ＋Ｎ２）ｅ−ｊρ） ・・・　（１３） ここで、（２）　、（３）式の定義に従った加算装置１
６の後のプロジェクション変数ｚｋ＠算定することがで
きる。簡単のために、ｙについて（１）式における複合
定義を用いる。

ｋ ＝１ｍ（Ｋｓｋ＊　　（ｓｋ　　（１ ＋ｅｊθ゛ｊθ’）ｇ（Ｔ） 十Ｎ１ｅｊθ十劇２）ｅ−ｊρ） ・・・　（１４） が得られる。ここで、複合共役Ｓｋ＊は次式で与えられ
る。

ｓｋ　＊　＝ｓｌｋ　−ｊ　ｓＱｋ　　　・・・　（１
５）ここで、ＳＩｋおよびｓＱｋはそれぞれスレッショ
ルド装置１２および１３の出力における検波符号である
。

出力ＳＩｋは、もしも電圧ｙＩｋが正ならば＋１／Ｊ２
、もしも該電圧が負ならば一１／ｆｆでおる。

次に、参照キャリアＶＣＯ２２の入力における制御電圧
Ｗについて考察する。ローパスフィルタ２１は例えばＲ
Ｃフィルタであり、その時定数は符号長Ｔに比較して大
きい。そこで、このフィルタの出力Ｗは実質的に入力ｚ
ｋの平均値となる。したがって、次式が得られる。

Ｅ　（Ｚｋ　） ＝Ｉｍ（Ｋ（Ｅ　（ｓｋ＊ｓｋ　）（１＋ｅ　ｊθ゛ｊ
θ１　）　ｑ（丁） ＋Ｅ　（ｓｋ＊　Ｎｌ　ｅ　ｊθ） ＋Ｅ　（ｓｋ　＊　Ｎ２　＞）６−Ｊρ）・・・　（１
６） ここで、Ｅ（＞は、統計上の予測値（平均）をおられし
ている。

高Ｓ／Ｎ比であるとすれば、受信機は大部分の時間につ
いて正確に判定し、それゆえｇｋおよびｓｋは同一とな
って、次式が成立する。

Ｅ　（ｓｋ＊　ｓｋ　）＝１　　　　　・・・　（１７
）ざらに、ノイズと伝送符号は相関がなく、それらの平
均値はゼロとなる。そこで、（１６）式におけるノイズ
環の平均はゼロとなり次式が得られる。

Ｗ＝巳（ｚｋ　） ＝Ｋｑ（Ｔ）　　（ｓｉｎ　　（θ１＋θ−ρ）−ｓｉ
ｎ　　（ρ）　） ・・・　（１８） この制御電圧Ｗが制御発振器（ＶＣＯ）２２に供給され
ると、位相ρは、平衡が得られ、電圧Ｗがゼロとなるま
で変化する。これはよく知られたフェーズロックループ
理論である。平衡状態では（（１８）式でｗ＝Ｑとして
）次式を得る。

ρ＝（θ＋θ１）／２　　　・・・　（１９）さて、（
１４）式におけるプロジェクション変数２ｋに、ざらに
検討を加える。（１９）式におけるρの値を（１４）式
に代入して次式が得られる。

ｚｋ ＝　Ｉｍ　（Ｋｓｋ　＊　　（Ｎ１　ｅｘｐ（ｊ（θ−
・θ１）／２）＋　（Ｎ２　　ｅＸ１）（−ｊ（θ−θ
１）／２））　）・・・　（２０） 位相シフタ１の制御電圧Ｃ′の形成にあたっては、信号
Ｓ１−とＳがバンドパスフィルタ２３と２４に供給され
る。これらのフィルタは同一であり、それらは共通のロ
ーパスバンド幅がフィルタ８と９に選ばれるはずである
。もしもそうでないならば、これらバンドパスフィルタ
２３と２４における少なくとも遅延は検波処理によって
生ずるもの、すなわち王と同一とすべきである。最善の
結果は、バンドパスフィルタのインパルスレスポンスｈ
ｂ（１）が次式のように選ばれたときに得られる。

ｈｂ　　（ｔ） ＝Ｒｅ　（ｈ（ｔ）６Ｊ″）Ｏ１） ・・・　（２１） ここで、ｈ　（ｔ）はローパスフィルタ８と９のインパ
ルスレスポンスである。

こうして、バンドパスフィルタされた乗算器（例えば広
帯域平衡変調器）１７への入力信号は次式であられされ
る。

Ｓ１°゛ ＝Ｒｅ　（Ｋ２　（ｓｋ　Ｑ（ｔ）　ｅ　ｊθ＋ｊθ１
＋Ｎ１　ｅ　ｊθ）ｅｊ″ａ　ｉ） ・・・　（２２） ｓ” ＝ｓｉ°’十Ｒｅ　（Ｋ２　　（ｓｋ　ｇ（ｔ）＋Ｎ２
　）ｅｊ″’　”） ・・・　（２３） ここで、Ｋ２は比例係数であり、その正確な値は重要で
ない。

信号５１′とｓ”は乗韓され、その結果は二兎周波数項
を除去する機能を有するローパスフィルタ１８でローパ
スフィルタされる。このため、フィルタ１８のバンド幅
は符号レート１／Ｔと中間周波数ｆＱの間に選定される
べきである。乗算結果はフィルタ１８の後で主として１
／Ｔのレートで生ずる遷移を有するローパス型信号であ
り、次式で示される。

ｂｌ　　（ｔ） −に２２Ｒｅ（ｑ２（１＋ｅｊθ゛ｊθ１）ｊθ１ ＋２Ｒｅ　（ｓｋ　ｇｅ　　　　Ｎ１　＊　）／２＋ｌ
Ｎ１１　　＋ＮＩ　Ｎ２＊　ｅＪθ〜　　２〜〜 ＋ｓｋ　ｇＮ２　＊　ｅ　ｊθ杓θ１ ＋ＮＩ　Ｓｋ　＊　（Ｊｅｊθ） ・・・　（２４） ここで、ｇ（ｔ＞はフィルタパルス波形、すなわち伝送
パルス波形ｆ　（ｔ）とフィルタインパルスレスポンス
ｈ（ｔ）のコンボリューションでおる。

電圧ｂ１　　（ｔ）は、時間Ｔでサンプルされると、最
善の結果が得られ、サンプル／ホールド回路２５も省略
することができる。各時間において、電圧ｂｌ　　（Ｔ
）とｚｋは、ローパス型信号を処理し得る（例えば、デ
ィジタル乗算器解法が可能な）乗算器１９で乗算される
。乗算結果Ｃは、２０でローパスフィルタされる。該ロ
ーパスフィルタ２０は、符号長下に比して大きな時定数
を有するＲＣ型のフィルタでよい。このことは、フィル
タ２０の出力電圧Ｃ′が実質的に乗算結果Ｃの平均され
たものであることを意味している。そこで、制御電圧ｃ
−は次式で算定される。

ｃ”＝−Ｅ　　（ｚｋ　　ｂｌ　　（丁））−（２５）
ここで、ｂｌは（２４）式で与えられ、ｚｋは（２０）
式で与えられる。再び、Ｓ／Ｎ比が高い（そのためｓｋ
　＝ｓｋ　）と仮定し、ノイズＮ１とＮ２とが信号ｓｋ
と同様に非相関であることを考えれば、次式が得られる
。

一 ＝　（１／２＞（ＫＫ２２ｇ（Ｔ）（σ１２十ｃ２２）
　５ｉｎ（１／２）　（θ＋０１）・・・　（２６） ここで、平方偏差σ１　とσ２２は次式で定義される。

Ｅ（ｌＮ１１　　）＝２σ１２ ｔ＝１．２ ・・・　（２７） 明らかに、θ＝−６１のとき制御信号Ｃ−はゼロであり
、それは信号ｓ１　′およびＳ２−の情報伝達部分が同
相であることを意味している（（６）、（７）式参照）
。ざらに、もしも位相シフトθが平衡値に近ければ、そ
れは−θ１とは小さな差δθを有する。すなわち、 θ＝＝０１＋δθ　　　　　　・・・　（２８）であり
、制御電圧Ｃ′が小さな正の値をとることがわかる。位
相シフタ１の制御電圧ｃ”は、インバータ２６（例えば
電圧フォロワ）および符号長下に比して大きな時定数を
有するローパスフィルタ２７を通して電圧Ｃ′を与える
ことにより得られる。

（ローパスフィルタ２７は任意に設けられるものであり
、その機能はフィルタ２０に含めることができる。）し
たがって、Ｃ−にあける小さな正の変化は、位相シフタ
における制御電圧Ｃ“°にあける小ざな負の変化を生じ
、それゆえ位相シフトθは、再び平衡が達成されるまで
減少する。このように、平衡値θ＝−θ１は安定点であ
り、望まれた結果、すなわちダイパーシティ信号の情報
部分が同相となる状態に導かれる。

上述の解析は、非分散的でノイズの多いチャンネルにお
ける一つの特殊なケースである。これにより、本発明を
適用すればダイパーシティ信号の情報部分が同相となる
ことがわかり、そしてそれは望まれた結果である。しか
しながら、本発明の最大の利点は、分散的なマルチパス
のチャンネルに使用されたときに得られる。そのような
ケースでの受信機の解析は、全く複雑であり、ここでは
示さない。

（具体例２〉 第８図で与えられる２つのブランチのダイパーシティ受
信機を考える。これは第１図における一般原理の特殊な
ケースでおり、ここではただ一つの振幅および位相シフ
タＡＶか使用される。上述の具体例と同様の４位相変調
が使用されると仮定する。検波器３は第２図およびト述
の具体例にあける検波器と同様である。

入力信号およびノイズは前と同様であり、（４）式で与
えられる。例えば２ミキサ型の振幅／位相シフタ３０は
、電圧利得ａおよび位相シフトθを生ずる。そこで、加
算器２に与えられる信号ｓｌ　−は次式であられされる
。

Ｓｌ　　−（ｔ） ＝Ｒｅ　（（ｓｋ　ｆ（ｔ）　ａｅ　ｊＯ杓０１＋ｎｉ
　ａｅ　ｊθ）　ｅ　Ｊ　Ｑ　ｉ　）・・・　（２９） 上述の具体例と同様に進めて、プロジェクション変数ｚ
ｋを得ることができる。

ｚｋ ＝Ｉｍ（Ｋｓｋ＊　　（ｓｋ　　（１ ＋ａｅ　ｊθ杓６１）ｇ（旬 ＋Ｎ１　ａｅ　ｊθ）＋Ｎ２）ｅ　　””）・・・　（
３０） 前と同様に期待値を得る。

Ｗ＝Ｅ　（ｚｋ　） ＝Ｋ　ｇ　（丁）Ｉｍ（（１ ＋ａｅｊ（θ＋θＬ　　　−ｊρ ）ｅ　　　　　） ・・・　（３１） 平衡時、すなわちリファレンスキャリア位相がもはや変
化しなくなったときに、ＶＣＯ２２に対する制御電圧Ｗ
はゼロでなければならない。すなわち次式が成立する。

ρ＝ａｒ（］　（１＋ａｅ”θ“Ｃ１〉）・・・　（３
２） 大部分の判定は正しいと仮定し且つ（３０）式に（３２
）式を適用すると、次式の平衡を得る。

ｚｋ ＝Ｉｍ（Ｋｇｋ＊　（ａｅｊθ電十雷２））・・・　（
３３） 振幅／位相シフタ３０の制御電圧ｃｒ　−およびＣ１′
の形成にあたって、まず信号Ｓ１および合成信号Ｓがバ
ンドパスフィルタ３１および２４を介して供給される。

やはり、該バンドパスフィルタのローパス等価インパル
スレスポンスがローパスフィルタ８および９のインパル
スレスポンスと同様であるときに、最善の動作が達成さ
れる。

さて、フィルタ２４の後のバンドパスフィルタされた合
成信号は次式であられされる。

ｓ”（ｔ） ＝Ｒｅ　（Ｋ２　　（ｇｋ　ｃ＋（ｔ）　　（１＋ａｅ
　ｊθ÷ｊθ１） ＋ａｅ　Ｊθ帽＋＼２）ｅｊ（ａ　ｔ）・・・　（３４
） そして、３１の後のフィルタされた信号は次式であられ
される。

Ｓ”’　　（ｔ） ＝Ｒｅ　（Ｋ２　（ｓｋ　ｑ（ｔ）　ｅ　ｊθ１＋Ｎ１
　）ｅＪ（Ｉ）０　”） ・・・　（３５） 信号Ｓｌ＋は、９０’位相シフタ３２を通り、乗算器３
３（例えば、広帯域変調器）で信号ｓ１°゛が乗算され
る。この結果は、乗算で生ずる二重周波数環を除去する
ための相対的に広帯域のフィルタ３５でローパスフィル
タされる。フィルタ３５の後の信号電圧は、 ｂ２　＝（１／２）　Ｋ２　　Ｒｅ　（ｇ２（１＋ａｅ
　ｊθ＋ｊθ１−ｊθ１ ）　ｅ ＋ａＮ１　ｓｋ　＊　ｇｅ　Ｊθ−ｊθ１＋Ｎ２　ｓｋ
　＊　ｇｅ−ｊθ１ ＋Ｎ１　＊　ｇｓｋ　（１＋ａｅ　ｊθ＋ｊθ１）＋ａ
ｌＮ１１２ｅ　ｊ０＋ｉｌ　＊　Ｎ２　）・・・　（３
６） この結果ｂ２は、サンプル／ホールド回路３７でサンプ
ルされる。該サンプル／ホールド回路３７は任意付加的
でおり、省略することができる。そして、ｂ２は、乗算
器３９でプロジェクション変数２ｋ　　（（３３）式で
与えられる）に乗算される。この乗算器の両人力信号は
共にローパス型からなり、この乗算器もローパス型であ
るべきである。それは、例えばディジタル的に、そして
一方または両方の入力が＋Ｕおよび−Ｕなる値のみを持
つように量子化されることにより実現される。ここで、
Ｕは選択された成分に依存する特定の電圧でおる。

複合器３９の出力ｂ３は、狭帯域ローバスフィルタ４１
に供給され、該フィルタ４１は、実質的に積ｂ３の平均
をとる。高Ｓ／Ｎ比であると仮定すれば、大部分の判定
ｓＩｋおよびｓＱｋ（ｇ、ｋ）は正しく、上述と同様に
（負の電圧利得を有するインバータである）増幅器４３
の後で電圧ｃｒを得る。

ｃｒ　　＝Ｅ　　（−ｚｋ　　ｂ２　　（丁）　　）　
　　　　　・　　　（３７）そして、（３３）式と（３
６）式を（３１）式に代入して次式を得る。

ｃｒ ＝（２δ１　　／４）ＫＫ２２Ｃ１ｍ ｘＲｅ（。ｊρ−ｊθ１２ （ａ ＋（σ２／σ１）２） −ｏ−ｊρ＋ｊθａ　（１＋ａｅ　ｊθ＋ｊθ１））＝
Ｒｅ　（ＣＩ　） ・・・　（３８） ここで、Ｃ１は、複合変数である。同様に図示上側の経
路を通して ｃｉ　＝　Ｉｎ　（ｃｌ　）　　　　　　・＝　　（３
９）か得られる。

平衡状態において、ｃｒおよびｃｉは共にゼロでなけれ
ばならない。これは、（３８）式の減算における両頂が
等しく且つ同位相でなければならないことを意味する。

（３２）式を考慮すると次式が得られる。

ｃｒ ＝に４　Ｒｅ　（ｅ　ｊρ−ｊθ１２ （ａ ＋（σ２／σ１）２） 一１１＋ａｅｊθ゛ｊθ１１ａｅｊθ）・・・　（４０
） ここで、Ｋ４は定数を含む。各項は同位相でなければな
らないから、次式が得られる。

ρ＝θ＋θ工　　　　　　・・・　（４１）（３２）式
との関係で次式が導かれる。

θ＝−６１　　　　　　　　・・・　（４２）（４１）
および（４２）式を（４０）式に代入することにより、
次のようにａの値が導かれる。

ａ＝（σ２／σ１）　　・・・　（４３）この結果は良
く知られた最大レシオ合成前であり、非分散的チャンネ
ルに最適なものとして知られている。本発明は、ディジ
タル伝送においてこの規則を実現する新規な方式でのる
。

電圧ｃｒおよびｃｉは、狭帯域ローパスフィルタ（例え
ばＲＣ型）４５および４６に与えられる。それらの出力
ｃｒ−およびＣ１′は、補正電圧ｃｒおよびｃｉの平均
化または積分の結果である。全幅７泣相シフタ３０は、
与えられた入力ａ＊ｃｏｓθおよびａ＊Ｓｉｎθに増幅
率ａおよび位相シフトθを施すような制御特性を有して
いるとみなされる（これらのシフタは、例えば、２ミキ
サ型として市販されている）。そして、出力電圧ｃｒ−
は、３０の入力に、ａ＊ｃｏｓθを求めるために供給さ
れ、Ｃ１−はａ＊ｃｏｓθを求めるために供給される。

これに代えて、フィルタ４５および４６は省略し、それ
らの機能をローパスフィルタ４１および４２に含めるよ
うにしてもよい。

ａおよびθについての結果が安定な平衡点にあるか否か
は容易に確認できる。ａおよびθに僅かな変化を与える
と、逆方向へ補正しようとする電圧が発生するのを確認
することができる。これは、ｃｒ　”とｃｉ　　−が上
述のように結合されていることを意味する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の一般的な原理構成を示すブロ
ック図、第２図は同実施例におけるプロジェクションを
判定するシステムを示すブロック図、第３図は第２図に
のシステムによってどのようにプロジェクションが判定
されるかを示す図、第４〜６図はそれぞれ本発明による
他の実施例の構成を説明するためのブロック図、第７図
および第８図はそれぞれ本発明を具体的に実施するため
の２つの異なる具体的システムの例を示すブロック図、
第９図は従来の方式を説明するための図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）少なくとも１つのアンテナまたはそれに相当する
   ものによって、少なくともほぼ同等の情報成分を有する
   少なくとも２つの信号（Ｓ＿１、Ｓ＿２、・・・Ｓ＿Ｍ
   ）を受信する過程と、 少なくとも１つを除く全ての信号（Ｓ＿１、Ｓ＿２、・
   ・・Ｓ＿Ｍ）を位相シフトおよび／または振幅シフトに
   供する過程と、 上記シフトされた信号（Ｓ＿１′、Ｓ＿２′、Ｓ＿Ｍ′
   ）を加算点（２）において合成する過程と、この加算信
   号（Ｓ）を検波のために検波器 （３）に与える過程と、 リファレンスキャリア発生器（４）にてリファレンスキ
   ャリア（ｃａ）を生成する過程と、検波器（３）にて上
   記キャリア（ｃａ）によって同期復調および検波を実行
   する過程とを有するディジタル信号の受信検波方式にお
   いて、Ｚ＿ｋ＝ｙ＿Ｑ＿ｋＳ＿Ｉ＿ｋ−ｙ＿Ｉ＿ｋＳ＿
   Ｑ＿ｋ（但し、ｙＩ＿ｋ：検波器においてスレッショー
   ルド判定される前の同期ブランチにおける信号サンプル
   、ｙ＿Ｑ＿ｋ：判定前のクオドラチャーブランチにおけ
   る信号サンプル、Ｓ＿Ｉ＿ｋ：同期ブランチにおける検
   波信号、Ｓ＿Ｑ＿ｋ：クオドラチャーブランチにおける
   検波信号） なる式で定義されるプロジェクション電圧（Ｚ＿ｋ）を
   生成する過程と、 上記加算信号（Ｓ）を上記プロジェクション電圧（Ｚ＿
   ｋ）に乗算して乗積信号（ｂ）を生成する過程と、 相関器（Ｃｏｒ＿１、・・・Ｃｏｒ＿Ｍ）またはそれに
   相当するものにおける処理中に上記乗積信号（ｂ）と各
   ブランチの受信信号との相関をとることにより制御電圧
   （ｃ＿１、・・・ｃ＿Ｍ）を生成する過程と、 上記制御電圧（ｃ＿１、・・・ｃ＿Ｍ）によって位相シ
   フト、または位相および電圧シフトを制御する過程とを
   有することを特徴とするディジタル信号の受信検波方式
   。 （２）特許請求の範囲第１項記載の方式において、位相
   シフトのみが実施され、且つこの位相シフトは在来の位
   相シフタにより実施されることを特徴とする受信検波方
   式。 （３）特許請求の範囲第１項記載の方式において、位相
   シフトのみが実施され、且つこの位相シフトは発振器の
   位相を制御することによって実施されることを特徴とす
   る受信検波方式。 （４）特許請求の範囲第１項記載の方式において、位相
   シフトおよび振幅シフトの両方が実施され、且つシフト
   されない受信信号（Ｓ＿１、・・・Ｓ＿Ｍ）が相関器（
   Ｃｏｒ＿１、Ｃｏｒ＿２、・・・Ｃｏｒ＿Ｍ）への入力
   信号として用いられることを特徴とする受信検波方式。 （５）特許請求の範囲第１項記載の方式において、位相
   シフトのみが実施され、且つシフトされた受信信号（Ｓ
   ＿１′、・・・Ｓ＿Ｍ′）が相関器（Ｃｏｒ＿１、Ｃｏ
   ｒ＿２、・・・Ｃｏｒ＿Ｍ）への入力信号として用いら
   れることを特徴とする受信検波方式。 （６）特許請求の範囲第１項記載の方式において、変調
   方式として２、４、・・・ｎ相変調等の角度変調が用い
   られることを特徴とする受信検波方式。 （７）特許請求の範囲第１項記載の方式において、変調
   方式としてＱＡＭ方式等の角度変調および振幅変調の組
   合わされた変調が用いられることを特徴とする受信検波
   方式。 （８）特許請求の範囲第１項記載の方式において、１つ
   を除く全ての信号（Ｓ＿１、Ｓ＿２、・・・・Ｓ＿Ｍ＿
   −＿１）が位相シフトまたは位相および振幅シフトに供
   されることを特徴とする受信検波方式。 （９）特許請求の範囲第１項記載の方式において、キャ
   リア（ｃａ）は検波信号（Ｓ＿Ｉ＿ｋ、Ｓ＿Ｑ＿ｋ）に
   よって再変調されることを特徴とする受信検波方式。 （１０）特許請求の範囲第９項記載の方式において、再
   変調キャリア（ｒ）は、各対応する位相シフタ（Ｐ＿１
   、Ｐ＿２、・・・Ｐ＿Ｍ）に関連する相関器（Ｃｏｒ＿
   １、Ｃｏｒ＿２、・・・Ｃｏｒ＿Ｍ）に供給されること
   を特徴とする受信検波方式。 （１１）少なくとも１つのアンテナまたはそれに相当す
   るものによって、少なくともほぼ同等の情報成分を有す
   る２つの信号（Ｓ＿１、Ｓ＿２）を受信する過程と、 第１の信号（Ｓ＿１）を位相シフトおよび／または振幅
   シフトに供する過程と、 上記両信号（Ｓ＿１′、Ｓ＿２′）を加算点（２）にお
   いて合成する過程と、 この加算信号（Ｓ）を検波のために検波器 （３）に与える過程と、 リファレンスキャリア発生器（４）にてリファレンスキ
   ャリア（ｃａ）を生成する過程と、検波器（３）にて上
   記キャリア（ｃａ）によって同期復調および検波を実行
   する過程とを有するディジタル信号の受信検波方式にお
   いて、Ｚ＿ｋ＝ｙ＿Ｑ＿ｋＳ＿Ｉ＿ｋ−ｙ＿Ｉ＿ｋＳ＿
   Ｑ＿ｋ（但し、ｙ＿Ｉ＿ｋ：検波器においてスレッショ
   ールド判定される前の同期ブランチにおける信号サンプ
   ル、ｙ＿Ｉ＿ｋ：判定前のクオドラチャーブランチにお
   ける信号サンプル、Ｓ＿Ｉ＿ｋ：同期ブランチにおける
   検波信号、Ｓ＿Ｑ＿ｋ：クオドラチャーブランチにおけ
   る検波信号） なる式で定義されるプロジェクション電圧（Ｚ＿ｋ）を
   生成する過程と、 第２のブランチの信号（Ｓ＿２）を第１のブランチのシ
   フトされた信号（Ｓ＿１′）に乗算して第１の乗積信号
   を生成する過程と、 第１の乗積信号をプロジェクション電圧 （Ｚ＿ｋ）に乗算して第２の乗積信号を生成する過程と
   、 例えば浮動平均をとることにより上記第２の乗積信号を
   平均化する過程と、 上記平均化された信号によって位相シフト、または位相
   および電圧シフトを制御する過程とを有することを特徴
   とするディジタル信号の受信検波方式。 （１２）特許請求の範囲第１１項記載の方式において、
   位相シフトのみが実施され、且つ加算信号（Ｓ）が乗算
   器に与えられるシフトされた信号（Ｓ＿１′）として用
   いられることを特徴とする受信検波方式。 （１３）特許請求の範囲第１１項または第１２項に記載
   の方式において、位相シフトのみが実施され、且つこの
   位相シフトは在来の位相シフタにより実施されることを
   特徴とする受信検波方式。 （１４）特許請求の範囲第１１項または第１２項に記載
   の方式において、位相シフトのみが実施され、且つこの
   位相シフトは発振器により実施されることを特徴とする
   受信検波方式。