JP2848328B2 - 位相変調信号復調方法およびその方法を実施するための装置 - Google Patents
位相変調信号復調方法およびその方法を実施するための装置Info
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- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＰＳＫ（位相変調）
信号の復調方法およびそれを実施するための装置に関
し、特に衛星通信のように低Ｃ／Ｎ条件下で高速・広帯
域の同期引き込み特性と高安定な復調動作が共に要求さ
れる場合のＰＳＫ信号復調方法およびその装置器に関す
る。
信号の復調方法およびそれを実施するための装置に関
し、特に衛星通信のように低Ｃ／Ｎ条件下で高速・広帯
域の同期引き込み特性と高安定な復調動作が共に要求さ
れる場合のＰＳＫ信号復調方法およびその装置器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図３はＰＳＫ信号復調器の従来例を示す
ブロック図である。入力したＮ相ＰＳＫ信号Ｒ(t) は、
まずＮ逓倍器１でＮ逓倍されて変調成分が除去され、搬
送周波数のＮ倍の周波数をもつ信号がＮ逓倍器１から出
力される。適応輝線強調器２はＮ逓倍器１の出力の輝線
信号に適応した狭帯域のバンドパスフィルタの特性をも
っている。したがって、適応輝線強調器２は、輝線信号
が入力するとその周波数成分を通過させ、その出力はＮ
逓倍器出力から雑音成分が除去されて輝線成分である無
変調信号が強調された信号になる。位相検出器３は適応
輝線強調器２の出力の位相角に対応する位相信号θA を
生成する。その位相信号は微分器４によって微分され角
周波数信号ωN に変換される。乗算器５は周波数信号ω
N を１／Ｎ倍し、再生搬送角周波数ωR を生成する。積
分器７は再生搬送角周波数ωR を積分して再生搬送波の
位相角θS を算出する。−ｓｉｎ変換器８及びｃｏｓ変
換器９は位相角θS を−ｓｉｎ関数値、ｃｏｓ関数値に
変換する。前記の、位相検出器３から乗算器５までの回
路の動作は周波数のＮ分周を行っていることに相当す
る。したがって、−ｓｉｎ変換器８、ｃｏｓ変換器９の
出力は復調用の再生搬送波として使用することができ
る。複素乗算器１０は複素表示された入力信号Ｒ(t)
に、複素表示された−ｓｉｎ変換器８およびｃｏｓ変換
器９の出力を乗算して復調信号Ｄ(t) を生成する。
ブロック図である。入力したＮ相ＰＳＫ信号Ｒ(t) は、
まずＮ逓倍器１でＮ逓倍されて変調成分が除去され、搬
送周波数のＮ倍の周波数をもつ信号がＮ逓倍器１から出
力される。適応輝線強調器２はＮ逓倍器１の出力の輝線
信号に適応した狭帯域のバンドパスフィルタの特性をも
っている。したがって、適応輝線強調器２は、輝線信号
が入力するとその周波数成分を通過させ、その出力はＮ
逓倍器出力から雑音成分が除去されて輝線成分である無
変調信号が強調された信号になる。位相検出器３は適応
輝線強調器２の出力の位相角に対応する位相信号θA を
生成する。その位相信号は微分器４によって微分され角
周波数信号ωN に変換される。乗算器５は周波数信号ω
N を１／Ｎ倍し、再生搬送角周波数ωR を生成する。積
分器７は再生搬送角周波数ωR を積分して再生搬送波の
位相角θS を算出する。−ｓｉｎ変換器８及びｃｏｓ変
換器９は位相角θS を−ｓｉｎ関数値、ｃｏｓ関数値に
変換する。前記の、位相検出器３から乗算器５までの回
路の動作は周波数のＮ分周を行っていることに相当す
る。したがって、−ｓｉｎ変換器８、ｃｏｓ変換器９の
出力は復調用の再生搬送波として使用することができ
る。複素乗算器１０は複素表示された入力信号Ｒ(t)
に、複素表示された−ｓｉｎ変換器８およびｃｏｓ変換
器９の出力を乗算して復調信号Ｄ(t) を生成する。
【０００３】図４は図３に示したＰＳＫ信号復調回路の
各回路要素の動作を示す信号の波形図である。図３のＰ
ＳＫ信号復調器は次のように動作する。
各回路要素の動作を示す信号の波形図である。図３のＰ
ＳＫ信号復調器は次のように動作する。
【０００４】入力されたＮ相ＰＳＫ信号Ｒ(t) は、受信
後、非同期に直交検波された（いわゆる準同期検波）信
号であり、従って同相成分と直交成分の２系列よりな
る。
後、非同期に直交検波された（いわゆる準同期検波）信
号であり、従って同相成分と直交成分の２系列よりな
る。
【０００５】準同期検波されたＮ相ＰＳＫ信号Ｒ(t)
は、次式のように複素数で表わすことができる。
は、次式のように複素数で表わすことができる。
【０００６】 R(t)=exp[j{(2πk(t)/N)+θ(t)}]+z(t) (1) ここで、ｚ(t) は雑音成分、ｋ(t) は整数で０≦ｋ＜
Ｎ、θ(t) は位相誤差である。
Ｎ、θ(t) は位相誤差である。
【０００７】この信号をＮ逓倍器１でＮ逓倍するとその
出力Ｍ(t) は式（２）のように無変調信号となる。
出力Ｍ(t) は式（２）のように無変調信号となる。
【０００８】 M(t)=R(t)N=exp[jNθ(t)]+z'(t) (2) 適応輝線強調器２の出力はＭ(t) から雑音成分ｚ'(t)が
除去された信号Ａ(t) となる。
除去された信号Ａ(t) となる。
【０００９】 A(t)=exp[jNθ(t)] (3) 位相検出器３は信号Ａ(t) の位相に対応する信号θA(t)
を出力する。
を出力する。
【００１０】 θA(t)=Nθ(t) (4) この信号を微分器４で時間微分した後、乗算器５で１／
Ｎした信号ωR(t)は式（５）のようになる。
Ｎした信号ωR(t)は式（５）のようになる。
【００１１】 ωR(t)=dθ(t)/dt (5) 乗算器５の出力は積分器７に出力される。積分器７の出
力θS(t)は次式（６）のようになり搬送波位相が再生さ
れていることがわかる。
力θS(t)は次式（６）のようになり搬送波位相が再生さ
れていることがわかる。
【００１２】 θS(t)=∫ωR(t)dt (6) −ｓｉｎ変換器８とｃｏｓ変換器９はこの積分器７の出
力θS(t)を入力する。ｃｏｓ変換器の出力を実部、−ｓ
ｉｎ変換器の出力を虚部として表わすと、−ｓｉｎ変換
器８とｃｏｓ変換器９の出力Ｃ(t) は次式（７）のよう
になる。
力θS(t)を入力する。ｃｏｓ変換器の出力を実部、−ｓ
ｉｎ変換器の出力を虚部として表わすと、−ｓｉｎ変換
器８とｃｏｓ変換器９の出力Ｃ(t) は次式（７）のよう
になる。
【００１３】 C(t)=cosθ(t)-jsinθ(t)=exp[-jθ(t)] (7) これを複素乗算器１０で入力信号Ｒ(t) に乗じると D(t)=R(t)C(t)=exp[j2πk(t)/N]+z(t)exp[-jθ(t)] (8) となる。式（８）の右辺第２項を低域通過フィルタで除
去すると、位相同期のとれた復調信号が得られる。
去すると、位相同期のとれた復調信号が得られる。
【００１４】信号Ｒ(t) が入力し始めた直後は、適応輝
線強調器２はまだ入力に適応していないので、式（３）
に表わされているような出力とならない。その結果、複
素乗算器１０出力は位相同期がとれないが、すぐに適応
輝線強調器２が入力に適応するので位相同期が確立され
る。
線強調器２はまだ入力に適応していないので、式（３）
に表わされているような出力とならない。その結果、複
素乗算器１０出力は位相同期がとれないが、すぐに適応
輝線強調器２が入力に適応するので位相同期が確立され
る。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来方式のＰＳ
Ｋ信号復調装置においては適応輝線強調器が用いられて
いるので、入力信号の周波数オフセットが大きい場合で
も高速に復調同期を達成することができるという利点が
ある。しかし、搬送波再生を行うために、Ｎ逓倍を行な
うので適応輝線強調器への入力信号のＳＮ比が劣化する
という問題点がある。
Ｋ信号復調装置においては適応輝線強調器が用いられて
いるので、入力信号の周波数オフセットが大きい場合で
も高速に復調同期を達成することができるという利点が
ある。しかし、搬送波再生を行うために、Ｎ逓倍を行な
うので適応輝線強調器への入力信号のＳＮ比が劣化する
という問題点がある。
【００１６】再生搬送波のＳＮ比を向上させるためには
適応輝線強調器で形成されるバンドパスフィルタの帯域
幅を狭くする必要がある。周知のように、適応輝線強調
器の帯域幅を狭くするためにはＦＩＲ型適応フィルタの
タップ数を大きくする必要があり、その結果、ＦＩＲ型
適応フィルタの回路規模はかなり大きなものとなる。従
って、搬送波のＳＮ比を十分に向上させるためには極め
て大きな回路規模を要する。逆に回路規模を小さくおさ
えた場合には、搬送波のＳＮ比が低下し、復調信号にサ
イクルスリップ等が発生して安定な復調動作が得られな
い。
適応輝線強調器で形成されるバンドパスフィルタの帯域
幅を狭くする必要がある。周知のように、適応輝線強調
器の帯域幅を狭くするためにはＦＩＲ型適応フィルタの
タップ数を大きくする必要があり、その結果、ＦＩＲ型
適応フィルタの回路規模はかなり大きなものとなる。従
って、搬送波のＳＮ比を十分に向上させるためには極め
て大きな回路規模を要する。逆に回路規模を小さくおさ
えた場合には、搬送波のＳＮ比が低下し、復調信号にサ
イクルスリップ等が発生して安定な復調動作が得られな
い。
【００１７】このように、従来のＰＳＫ信号復調装置に
おいては、高速な復調同期引き込み特性を得るために適
応輝線強調器が用いられているけれど、そのことのため
に、復調同期後に安定な復調動作を得ようとすると極め
て大きな回路が必要になるという問題がある。
おいては、高速な復調同期引き込み特性を得るために適
応輝線強調器が用いられているけれど、そのことのため
に、復調同期後に安定な復調動作を得ようとすると極め
て大きな回路が必要になるという問題がある。
【００１８】本発明はこのような点に鑑みて行われたも
ので、比較的小さな回路規模で復調同期引き込みが速
く、かつ、復調同期引き込み後安定な復調動作を行うこ
とができるＰＳＫ信号復調装置を提供することを目的と
する。
ので、比較的小さな回路規模で復調同期引き込みが速
く、かつ、復調同期引き込み後安定な復調動作を行うこ
とができるＰＳＫ信号復調装置を提供することを目的と
する。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の位相変調信号復調方法は、入力したＮ相
ＰＳＫ信号と再生搬送波との間の位相同期が確立するま
では第１の搬送波再生方法を用いて搬送波の再生を実行
し、前記位相同期が確立した後には、第２の搬送波再生
方法に切り換えて搬送波の再生を実行し、入力したＮ相
ＰＳＫ信号から復調信号を生成する位相変調信号復調方
法であって、第１の搬送波再生方法は、入力したＮ相Ｐ
ＳＫ信号をＮ逓倍して変調成分を除去し、前記Ｎ逓倍さ
れた信号を、該信号の輝線成分に適応するバンドパスフ
ィルタを通過させて輝線成分を強調した適応輝線強調信
号を生成し、前記適応輝線強調信号をＮ分周して再生搬
送角周波数を表わす再生搬送角周波数信号を生成し、該
再生搬送角周波数信号を積分して復調用の再生搬送波の
位相角を演算し、該位相角に対応する−ｓｉｎ関数値、
ｃｏｓ関数値を演算して復調用の再生搬送波を生成する
処理を含み、第２の搬送波再生方法は、復調信号の残留
位相誤差を表わす位相誤差信号を生成し、該位相誤差信
号に第１の定数を乗算する比例演算と、前記位相誤差信
号に第２の定数を乗算し、第１の搬送波再生方法から第
２の搬送波再生方法への切換え時に第１の搬送波再生方
法によって生成された角周波数を初期値として、前記第
２の定数を乗算した乗算結果を積分する積分演算とを行
い、比例演算の結果と積分演算の結果とを加算する比例
・積分演算を行い、その比例・積分演算結果を再生搬送
角周波数信号として該再生搬送角周波数信号を積分して
復調用の再生搬送波の位相角を演算し、該位相角に対応
する−ｓｉｎ関数値、ｃｏｓ関数値を演算して復調用の
再生搬送波を生成する処理を含む。
めに、本発明の位相変調信号復調方法は、入力したＮ相
ＰＳＫ信号と再生搬送波との間の位相同期が確立するま
では第１の搬送波再生方法を用いて搬送波の再生を実行
し、前記位相同期が確立した後には、第２の搬送波再生
方法に切り換えて搬送波の再生を実行し、入力したＮ相
ＰＳＫ信号から復調信号を生成する位相変調信号復調方
法であって、第１の搬送波再生方法は、入力したＮ相Ｐ
ＳＫ信号をＮ逓倍して変調成分を除去し、前記Ｎ逓倍さ
れた信号を、該信号の輝線成分に適応するバンドパスフ
ィルタを通過させて輝線成分を強調した適応輝線強調信
号を生成し、前記適応輝線強調信号をＮ分周して再生搬
送角周波数を表わす再生搬送角周波数信号を生成し、該
再生搬送角周波数信号を積分して復調用の再生搬送波の
位相角を演算し、該位相角に対応する−ｓｉｎ関数値、
ｃｏｓ関数値を演算して復調用の再生搬送波を生成する
処理を含み、第２の搬送波再生方法は、復調信号の残留
位相誤差を表わす位相誤差信号を生成し、該位相誤差信
号に第１の定数を乗算する比例演算と、前記位相誤差信
号に第２の定数を乗算し、第１の搬送波再生方法から第
２の搬送波再生方法への切換え時に第１の搬送波再生方
法によって生成された角周波数を初期値として、前記第
２の定数を乗算した乗算結果を積分する積分演算とを行
い、比例演算の結果と積分演算の結果とを加算する比例
・積分演算を行い、その比例・積分演算結果を再生搬送
角周波数信号として該再生搬送角周波数信号を積分して
復調用の再生搬送波の位相角を演算し、該位相角に対応
する−ｓｉｎ関数値、ｃｏｓ関数値を演算して復調用の
再生搬送波を生成する処理を含む。
【００２０】第１の搬送波再生方法は、適応輝線強調型
の搬送波再生方法で、高速で広帯域の同期引き込みを行
うことができる。第２の搬送波再生方法は比例・積分演
算処理を含むＰＬＬ型搬送波再生方法である。周知のよ
うに、ループフィルタを含んでいないＰＬＬは１次ルー
プである。また、比例・積分演算処理は１次フィルタに
対応する。したがって、比例・積分演算素子を含むＰＬ
Ｌは２次ループである。さらに、上記の比例・積分演算
は第１、第２の定数を乗算する処理を含んでいるので、
第２の搬送波再生方法は第１、第２の定数をパラメータ
として含む２次ループの動作に対応する。したがって、
第１、第２の定数の値を適切に選択することによって、
回路規模を大きくすることなく、ループバンドを任意に
狭く設定することができると共に比例・積分フィルタを
含むＰＬＬの長所である安定した動作を行うことができ
る。
の搬送波再生方法で、高速で広帯域の同期引き込みを行
うことができる。第２の搬送波再生方法は比例・積分演
算処理を含むＰＬＬ型搬送波再生方法である。周知のよ
うに、ループフィルタを含んでいないＰＬＬは１次ルー
プである。また、比例・積分演算処理は１次フィルタに
対応する。したがって、比例・積分演算素子を含むＰＬ
Ｌは２次ループである。さらに、上記の比例・積分演算
は第１、第２の定数を乗算する処理を含んでいるので、
第２の搬送波再生方法は第１、第２の定数をパラメータ
として含む２次ループの動作に対応する。したがって、
第１、第２の定数の値を適切に選択することによって、
回路規模を大きくすることなく、ループバンドを任意に
狭く設定することができると共に比例・積分フィルタを
含むＰＬＬの長所である安定した動作を行うことができ
る。
【００２１】さらに、本発明の位相変調信号復調方法に
おいては、第１の搬送波再生方法から第２の搬送波再生
方法への切換え時に第１の搬送波再生方法によって生成
された角周波数を初期値として第２の搬送波再生方法を
による復調を行うので、第２の搬送波再生方法による処
理は、初めから復調同期が確立した状態で開始される。
おいては、第１の搬送波再生方法から第２の搬送波再生
方法への切換え時に第１の搬送波再生方法によって生成
された角周波数を初期値として第２の搬送波再生方法を
による復調を行うので、第２の搬送波再生方法による処
理は、初めから復調同期が確立した状態で開始される。
【００２２】このように、位相変調信号の入力初期時に
は第１の搬送波再生方法によって高速で広帯域の同期引
き込みを行い、復調同期が確立した後には、第２の搬送
波再生方法を採用することによって、狭いループバンド
で安定な復調を行うことができる。しかし、ＰＬＬ型復
調回路では同期引き込み周波数レンジが狭く、同期まで
の時間も極めて長くなってしまうので、引き込み過程で
得られた復調に必要な情報がＰＬＬ型復調回路にロード
されるように制御を行い、ＰＬＬ型搬送波再生方法に切
り換えた直後にも復調同期が維持されるようにする。そ
のために、第１の搬送波再生方法から第２の搬送波再生
方法に切り換えるとき、第１の搬送波再生方法によって
生成された角周波数を初期値として第２の搬送波再生方
法を開始する。このようにして、復調同期に不連続が生
じることが防止される。
は第１の搬送波再生方法によって高速で広帯域の同期引
き込みを行い、復調同期が確立した後には、第２の搬送
波再生方法を採用することによって、狭いループバンド
で安定な復調を行うことができる。しかし、ＰＬＬ型復
調回路では同期引き込み周波数レンジが狭く、同期まで
の時間も極めて長くなってしまうので、引き込み過程で
得られた復調に必要な情報がＰＬＬ型復調回路にロード
されるように制御を行い、ＰＬＬ型搬送波再生方法に切
り換えた直後にも復調同期が維持されるようにする。そ
のために、第１の搬送波再生方法から第２の搬送波再生
方法に切り換えるとき、第１の搬送波再生方法によって
生成された角周波数を初期値として第２の搬送波再生方
法を開始する。このようにして、復調同期に不連続が生
じることが防止される。
【００２３】本発明の位相変調信号復調装置は、第１の
位相変調信号復調回路と、第２の位相変調信号復調回路
と、第１、第２の位相変調信号復調回路を切り換える切
り換え手段を有し、第１の位相変調信号復調回路は、入
力されたＮ相ＰＳＫ信号の角周波数をＮ逓倍するＮ逓倍
器と、前記Ｎ逓倍器の出力の輝線成分に適応して該輝線
成分を強調した信号を出力する適応輝線強調器と、前記
適応輝線強調器の出力の位相を検出する位相検出器と、
前記位相検出器の出力を微分する微分器と、前記微分器
の出力を１／Ｎ倍して再生搬送波の角周波数に対応する
再生搬送角周波数信号を生成する分周手段と、再生搬送
角周波数信号をクロック信号毎に加算して再生搬送波の
位相角としてクロック信号毎に出力する積分器と、積分
器の出力を−ｓｉｎ関数値とｃｏｓ関数値に変換するｓ
ｉｎ・ｃｏｓ変換器と、前記ｓｉｎ・ｃｏｓ変換器の出
力と前記入力したＮ相ＰＳＫ信号とを複素数で表現し乗
算して復調信号を出力する複素乗算器とを有し、第２の
位相変調信号復調回路は、積分器とｓｉｎ・ｃｏｓ変換
器と複素乗算器とを第１の位相変調信号復調回路と共有
し、さらに、前記復調信号を入力して復調信号の残留位
相誤差に対応する位相誤差信号を出力する位相誤差検出
器と、前記位相誤差信号を入力し、該位相誤差信号に第
１の定数を乗算する比例演算と、前記位相偏差信号に第
２の定数を乗算し、第１の位相変調信号復調回路から第
２の位相変調信号復調回路への切換え時に第１の位相変
調信号復調回路によって生成された角周波数を初期値と
して、前記第２の定数を乗算した乗算結果を積分する積
分演算とを行って前記比例演算の結果と前記積分演算の
結果とを加算する比例・積分演算を行い、その比例・積
分演算結果を再生搬送角周波数信号として前記積分器に
出力する比例・積分フィルタを有し、切り換え手段は、
Ｎ相ＰＳＫ信号の入力初期時に、入力したＮ相ＰＳＫ信
号と再生搬送波との間の位相同期が確立するまでは第１
の位相変調信号復調回路が復調を実行し、前記位相同期
が確立した後には、第２の位相変調信号復調回路が復調
を実行するように復調回路を切り換える。
位相変調信号復調回路と、第２の位相変調信号復調回路
と、第１、第２の位相変調信号復調回路を切り換える切
り換え手段を有し、第１の位相変調信号復調回路は、入
力されたＮ相ＰＳＫ信号の角周波数をＮ逓倍するＮ逓倍
器と、前記Ｎ逓倍器の出力の輝線成分に適応して該輝線
成分を強調した信号を出力する適応輝線強調器と、前記
適応輝線強調器の出力の位相を検出する位相検出器と、
前記位相検出器の出力を微分する微分器と、前記微分器
の出力を１／Ｎ倍して再生搬送波の角周波数に対応する
再生搬送角周波数信号を生成する分周手段と、再生搬送
角周波数信号をクロック信号毎に加算して再生搬送波の
位相角としてクロック信号毎に出力する積分器と、積分
器の出力を−ｓｉｎ関数値とｃｏｓ関数値に変換するｓ
ｉｎ・ｃｏｓ変換器と、前記ｓｉｎ・ｃｏｓ変換器の出
力と前記入力したＮ相ＰＳＫ信号とを複素数で表現し乗
算して復調信号を出力する複素乗算器とを有し、第２の
位相変調信号復調回路は、積分器とｓｉｎ・ｃｏｓ変換
器と複素乗算器とを第１の位相変調信号復調回路と共有
し、さらに、前記復調信号を入力して復調信号の残留位
相誤差に対応する位相誤差信号を出力する位相誤差検出
器と、前記位相誤差信号を入力し、該位相誤差信号に第
１の定数を乗算する比例演算と、前記位相偏差信号に第
２の定数を乗算し、第１の位相変調信号復調回路から第
２の位相変調信号復調回路への切換え時に第１の位相変
調信号復調回路によって生成された角周波数を初期値と
して、前記第２の定数を乗算した乗算結果を積分する積
分演算とを行って前記比例演算の結果と前記積分演算の
結果とを加算する比例・積分演算を行い、その比例・積
分演算結果を再生搬送角周波数信号として前記積分器に
出力する比例・積分フィルタを有し、切り換え手段は、
Ｎ相ＰＳＫ信号の入力初期時に、入力したＮ相ＰＳＫ信
号と再生搬送波との間の位相同期が確立するまでは第１
の位相変調信号復調回路が復調を実行し、前記位相同期
が確立した後には、第２の位相変調信号復調回路が復調
を実行するように復調回路を切り換える。
【００２４】第１の位相変調信号復調回路は、第１の搬
送波生成方法を用いて、復調を行う回路である。第２の
位相変調信号復調回路は第２の搬送波生成方法を用いて
復調を行う回路である。切り換え手段は第１の位相変調
信号復調回路から第２の位相変調信号復調回路へ復調回
路を切り換える装置である。
送波生成方法を用いて、復調を行う回路である。第２の
位相変調信号復調回路は第２の搬送波生成方法を用いて
復調を行う回路である。切り換え手段は第１の位相変調
信号復調回路から第２の位相変調信号復調回路へ復調回
路を切り換える装置である。
【００２５】切り換え手段は同期判定制御回路と第１の
セレクタ手段によって構成することができる。同期判定
制御回路は、復調信号を入力して、位相変調信号復調装
置に入力したＮ相ＰＳＫ信号と再生搬送波との間の位相
同期が確立したことを判定し、位相同期が確立したとき
には、その同期確立後、所定の期間が経過した時に切り
換え制御信号を出力する。第１のセレクタ手段は、切り
換え制御信号に応答して第１の位相変調信号復調回路の
分周手段の出力、または第２の位相変調信号復調回路の
比例・積分フィルタの出力を積分器に接続する。
セレクタ手段によって構成することができる。同期判定
制御回路は、復調信号を入力して、位相変調信号復調装
置に入力したＮ相ＰＳＫ信号と再生搬送波との間の位相
同期が確立したことを判定し、位相同期が確立したとき
には、その同期確立後、所定の期間が経過した時に切り
換え制御信号を出力する。第１のセレクタ手段は、切り
換え制御信号に応答して第１の位相変調信号復調回路の
分周手段の出力、または第２の位相変調信号復調回路の
比例・積分フィルタの出力を積分器に接続する。
【００２６】第２の位相変調信号復調回路は平均回路と
第２のセレクタ手段によって構成することができる。平
均回路は、第１の位相変調信号復調回路の分周手段の出
力を時間平均する。第２のセレクタ手段は、切り換え制
御信号が出力されたとき平均回路の出力を初期値として
比例・積分フィルタに接続する。
第２のセレクタ手段によって構成することができる。平
均回路は、第１の位相変調信号復調回路の分周手段の出
力を時間平均する。第２のセレクタ手段は、切り換え制
御信号が出力されたとき平均回路の出力を初期値として
比例・積分フィルタに接続する。
【００２７】前掲のように、この装置は本発明の位相変
調信号復調方法を実施するための装置であるから、位相
変調信号復調方法と同様に作用する。
調信号復調方法を実施するための装置であるから、位相
変調信号復調方法と同様に作用する。
【００２８】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００２９】図１は本発明の位相変調信号復調方法を実
施するための位相変調信号復調装置の実施形態の一例を
示すブロック図であり、図２は図１に示した実施形態の
比例・積分フィルタの積分器の構成図である。本実施形
態例のＰＳＫ信号復調装置は、第１のＰＳＫ信号復調回
路と、第２のＰＳＫ信号復調回路と、第１、第２のＰＳ
Ｋ信号復調回路を切り換える切り換え回路および初期値
供給回路から成っている。
施するための位相変調信号復調装置の実施形態の一例を
示すブロック図であり、図２は図１に示した実施形態の
比例・積分フィルタの積分器の構成図である。本実施形
態例のＰＳＫ信号復調装置は、第１のＰＳＫ信号復調回
路と、第２のＰＳＫ信号復調回路と、第１、第２のＰＳ
Ｋ信号復調回路を切り換える切り換え回路および初期値
供給回路から成っている。
【００３０】第１のＰＳＫ信号復調回路（以下、第１の
復調回路と記す）は、前掲の「従来の技術」の項に記載
されている適応輝線強調型のＰＳＫ復調回路と同一の構
成をもち、同一の動作をする。第２のＰＳＫ信号復調回
路（以下、第２の復調回路と記す）はＰＬＬ型のＰＳＫ
復調回路である。
復調回路と記す）は、前掲の「従来の技術」の項に記載
されている適応輝線強調型のＰＳＫ復調回路と同一の構
成をもち、同一の動作をする。第２のＰＳＫ信号復調回
路（以下、第２の復調回路と記す）はＰＬＬ型のＰＳＫ
復調回路である。
【００３１】第２の復調回路は、積分器７と、−ｓｉｎ
変換器８およびｃｏｓ変換器９とでなるｓｉｎ・ｃｏｓ
変換器と、複素乗算器１０とを第１の復調回路と共有
し、さらに、位相誤差検出器１１、比例・積分フィルタ
１２を備えている。位相誤差検出器１１は復調信号を入
力して復調信号の位相誤差に対応する位相誤差信号を出
力する。ここで位相誤差とは入力ＰＳＫ信号の搬送波の
位相（式（１）のθ(t)）と再生搬送波の位相（式
（６）のθ(t) ）とが完全に同期していないことから生
じる復調信号の位相誤差、すなわち、復調後の残留位相
誤差である。比例・積分フィルタ１２は乗算器１４と乗
算器１３および積分器１５、加算器１６を備えている。
乗算器１４は位相誤差信号を入力し、該位相誤差信号に
可変の比例定数βを乗算する（比例演算）。乗算器１３
は位相誤差信号に可変の定数αを乗算する。積分器１５
は、第１の復調回路から第２の復調回路に復調動作が切
り換えられた時に初期値供給回路（後述）を介して供給
される角周波数を初期値として乗算器１３の出力を積分
する（積分演算）。加算器１６は比例演算の結果と積分
演算の結果とを加算して加算結果を再生搬送角周波数信
号として積分器７に出力する。
変換器８およびｃｏｓ変換器９とでなるｓｉｎ・ｃｏｓ
変換器と、複素乗算器１０とを第１の復調回路と共有
し、さらに、位相誤差検出器１１、比例・積分フィルタ
１２を備えている。位相誤差検出器１１は復調信号を入
力して復調信号の位相誤差に対応する位相誤差信号を出
力する。ここで位相誤差とは入力ＰＳＫ信号の搬送波の
位相（式（１）のθ(t)）と再生搬送波の位相（式
（６）のθ(t) ）とが完全に同期していないことから生
じる復調信号の位相誤差、すなわち、復調後の残留位相
誤差である。比例・積分フィルタ１２は乗算器１４と乗
算器１３および積分器１５、加算器１６を備えている。
乗算器１４は位相誤差信号を入力し、該位相誤差信号に
可変の比例定数βを乗算する（比例演算）。乗算器１３
は位相誤差信号に可変の定数αを乗算する。積分器１５
は、第１の復調回路から第２の復調回路に復調動作が切
り換えられた時に初期値供給回路（後述）を介して供給
される角周波数を初期値として乗算器１３の出力を積分
する（積分演算）。加算器１６は比例演算の結果と積分
演算の結果とを加算して加算結果を再生搬送角周波数信
号として積分器７に出力する。
【００３２】切り換え回路は、同期判定回路１７、制御
回路１８、タイマー１９でなる同期判定制御回路とセレ
クタ６を備えている。同期判定回路１７は、Ｎ相ＰＳＫ
信号の入力初期時に第１の復調回路によって生成された
復調信号を入力して、当該Ｎ相ＰＳＫ信号と再生搬送波
との間の位相同期（復調同期）が確立したことを判定
し、制御回路１８に通知する。制御回路１８は復調同期
が確立したときには、その復調同期確立後、所定時間が
経過した時に切り換え制御信号を出力する。タイマー１
９は前記所定時間を計時する。セレクタ６は、切り換え
制御信号が出力されていないときには、第１の復調回路
の乗算器５の出力を積分器７に接続し、切り換え制御信
号が出力されたときには第２の復調回路の比例・積分フ
ィルタの出力を積分器７に接続する。
回路１８、タイマー１９でなる同期判定制御回路とセレ
クタ６を備えている。同期判定回路１７は、Ｎ相ＰＳＫ
信号の入力初期時に第１の復調回路によって生成された
復調信号を入力して、当該Ｎ相ＰＳＫ信号と再生搬送波
との間の位相同期（復調同期）が確立したことを判定
し、制御回路１８に通知する。制御回路１８は復調同期
が確立したときには、その復調同期確立後、所定時間が
経過した時に切り換え制御信号を出力する。タイマー１
９は前記所定時間を計時する。セレクタ６は、切り換え
制御信号が出力されていないときには、第１の復調回路
の乗算器５の出力を積分器７に接続し、切り換え制御信
号が出力されたときには第２の復調回路の比例・積分フ
ィルタの出力を積分器７に接続する。
【００３３】初期値供給回路は平均回路２０とセレクタ
２１（図２参照）を備えている。平均回路２０は第１の
復調回路の乗算器５から出力される角周波数ωR(t)（式
（５）参照）の時間平均を演算する。セレクタ２１は、
制御回路１８から切り換え制御信号が出力されたとき、
平均回路２０の出力を比例・積分フィルタの積分器１５
の積分回路に接続し、積分初期値として角周波数ωR(t)
の移動平均値を積分器１５にロードする。
２１（図２参照）を備えている。平均回路２０は第１の
復調回路の乗算器５から出力される角周波数ωR(t)（式
（５）参照）の時間平均を演算する。セレクタ２１は、
制御回路１８から切り換え制御信号が出力されたとき、
平均回路２０の出力を比例・積分フィルタの積分器１５
の積分回路に接続し、積分初期値として角周波数ωR(t)
の移動平均値を積分器１５にロードする。
【００３４】積分器１５は図２に示されているように、
１クロック遅延器（以下、遅延器と記す）２２と加算器
２３で成るディジタル積分回路とセレクタ２１を備えて
いる。切り換え制御信号が出力されると、セレクタ２１
は１クロックの間、平均回路２０の出力を加算器２３に
接続し、その１クロックが経過した時セレクタ２１は遅
延器２２の出力を加算器２３に接続する。したがって、
切り換え制御信号が出力されたのち、最初の１クロック
の間には平均回路２０の出力が積分初期値として加算器
２３にロードされ、その１クロックが経過した後には加
算器２３と遅延器２２によって周知のディジタル積分回
路が構成される。
１クロック遅延器（以下、遅延器と記す）２２と加算器
２３で成るディジタル積分回路とセレクタ２１を備えて
いる。切り換え制御信号が出力されると、セレクタ２１
は１クロックの間、平均回路２０の出力を加算器２３に
接続し、その１クロックが経過した時セレクタ２１は遅
延器２２の出力を加算器２３に接続する。したがって、
切り換え制御信号が出力されたのち、最初の１クロック
の間には平均回路２０の出力が積分初期値として加算器
２３にロードされ、その１クロックが経過した後には加
算器２３と遅延器２２によって周知のディジタル積分回
路が構成される。
【００３５】次に、本実施形態例の動作について説明す
る。
る。
【００３６】位相変調信号復調装置が到来したＮ相ＰＳ
Ｋ信号を受信した初期時には、制御回路１８から切り換
え制御信号が出力されていないので、セレクタ６は乗算
器５の出力を積分器７に接続する。その結果、第１の復
調回路は接続を完結するとともに、第２の復調回路は信
号のパスから切り離され、位相変調信号復調装置は従来
の技術に記載された適応輝線強調型のＰＳＫ信号復調回
路として動作する。
Ｋ信号を受信した初期時には、制御回路１８から切り換
え制御信号が出力されていないので、セレクタ６は乗算
器５の出力を積分器７に接続する。その結果、第１の復
調回路は接続を完結するとともに、第２の復調回路は信
号のパスから切り離され、位相変調信号復調装置は従来
の技術に記載された適応輝線強調型のＰＳＫ信号復調回
路として動作する。
【００３７】同期判定器１７は第１の復調回路による復
調同期判定を行い、復調同期が確立すると同期判定器１
７は位相同期がとれたことを示す同期確立信号を制御回
路１８に送る。制御回路１８は、同期確立信号を受信
後、タイマ１９によって計時された所定時間が経過した
時、セレクタ６を制御して乗算器５の出力と積分器７と
の接続を切り離して、比例・積分フィルタ１２の出力と
積分器７とを接続する。また、この切り換えと同時に、
制御回路１８はセレクタ２１（図２参照）を制御して、
１クロックの間、平均回路２０の出力を積分回路の加算
器２３にロードし、当該１クロックが経過したとき積分
回路の加算器２３と平均回路２０の出力との接続を切り
離し、積分回路の加算器２３を遅延器２２の出力に接続
する。
調同期判定を行い、復調同期が確立すると同期判定器１
７は位相同期がとれたことを示す同期確立信号を制御回
路１８に送る。制御回路１８は、同期確立信号を受信
後、タイマ１９によって計時された所定時間が経過した
時、セレクタ６を制御して乗算器５の出力と積分器７と
の接続を切り離して、比例・積分フィルタ１２の出力と
積分器７とを接続する。また、この切り換えと同時に、
制御回路１８はセレクタ２１（図２参照）を制御して、
１クロックの間、平均回路２０の出力を積分回路の加算
器２３にロードし、当該１クロックが経過したとき積分
回路の加算器２３と平均回路２０の出力との接続を切り
離し、積分回路の加算器２３を遅延器２２の出力に接続
する。
【００３８】制御回路１８による前記の制御が行われた
後は、第２の復調回路は、複素乗算器１０→位相誤差検
出器１１→比例・積分フィルタ１２→セレクタ６→積分
器７→ｓｉｎ・ｃｏｓ変換器８，９→複素乗算器１０と
いう２次ＰＬＬ型復調回路として動作する。位相誤差検
出器１１は複素乗算器１０から出力される復調信号Ｄ
(t) の残留位相誤差を検出して位相誤差信号として出力
する。位相誤差信号は、比例・積分フィルタ１２によっ
て、第１のＰＳＫ信号復調回路から第２のＰＳＫ信号復
調回路への切り換え時に第１のＰＳＫ信号復調回路によ
って生成された搬送角周波数の平均値を初期値として比
例・積分演算処理が施される。比例・積分フィルタ１２
の出力は積分器７によって１クロック毎加算され、その
加算結果は１クロック毎にｓｉｎ・ｃｏｓ変換器へフィ
ードバックされる。ここで、積分器７の出力は第２の復
調回路（ＰＬＬ型復調回路）の復調用位相に該当し、比
例・積分フィルタ１２の出力は復調用角周波数（再生角
周波数）に相当する。しかし、第２の復調回路の復調用
位相（再生位相角）は、復調同期引き込み時に第１の復
調回路によって生成された復調用位相と無関係に生成さ
れるのではなく、積分器７には制御回路１８が切り換え
制御信号を出力する以前の復調同期引き込み過程におけ
るθS(t)が残っているので、第１のＰＳＫ信号復調回路
から第２のＰＳＫ信号復調回路へ復調回路が切り換えら
れても連続性は保持される。また、積分器１５には、乗
算器５出力値ωR(t)を平均回路２０で平均化した値すな
わち再生角周波数の平均値がロードされる。従ってこの
復調回路は、復調回路切り換え後には初めから復調同期
がとれた状態で動作を開始することができる。また、本
実施形態のＰＬＬ型復調回路では比例・積分フィルタ１
２内の乗算器１３，１４を用いて乗算する定数のα，β
の値を変えるだけで、ループバンドをどんなにも狭くで
きるので、回路規模を大きくすることなく安定した復調
動作を行うことができる。
後は、第２の復調回路は、複素乗算器１０→位相誤差検
出器１１→比例・積分フィルタ１２→セレクタ６→積分
器７→ｓｉｎ・ｃｏｓ変換器８，９→複素乗算器１０と
いう２次ＰＬＬ型復調回路として動作する。位相誤差検
出器１１は複素乗算器１０から出力される復調信号Ｄ
(t) の残留位相誤差を検出して位相誤差信号として出力
する。位相誤差信号は、比例・積分フィルタ１２によっ
て、第１のＰＳＫ信号復調回路から第２のＰＳＫ信号復
調回路への切り換え時に第１のＰＳＫ信号復調回路によ
って生成された搬送角周波数の平均値を初期値として比
例・積分演算処理が施される。比例・積分フィルタ１２
の出力は積分器７によって１クロック毎加算され、その
加算結果は１クロック毎にｓｉｎ・ｃｏｓ変換器へフィ
ードバックされる。ここで、積分器７の出力は第２の復
調回路（ＰＬＬ型復調回路）の復調用位相に該当し、比
例・積分フィルタ１２の出力は復調用角周波数（再生角
周波数）に相当する。しかし、第２の復調回路の復調用
位相（再生位相角）は、復調同期引き込み時に第１の復
調回路によって生成された復調用位相と無関係に生成さ
れるのではなく、積分器７には制御回路１８が切り換え
制御信号を出力する以前の復調同期引き込み過程におけ
るθS(t)が残っているので、第１のＰＳＫ信号復調回路
から第２のＰＳＫ信号復調回路へ復調回路が切り換えら
れても連続性は保持される。また、積分器１５には、乗
算器５出力値ωR(t)を平均回路２０で平均化した値すな
わち再生角周波数の平均値がロードされる。従ってこの
復調回路は、復調回路切り換え後には初めから復調同期
がとれた状態で動作を開始することができる。また、本
実施形態のＰＬＬ型復調回路では比例・積分フィルタ１
２内の乗算器１３，１４を用いて乗算する定数のα，β
の値を変えるだけで、ループバンドをどんなにも狭くで
きるので、回路規模を大きくすることなく安定した復調
動作を行うことができる。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、復調同
期引き込み過程では高速・広帯域の引き込み特性を持つ
適応輝線強調型復調回路による復調を行い、復調同期後
には小規模な回路構成で高安定な復調を行うことができ
るＰＬＬ型復調回路に切り換え、復調同期引き込み過程
の位相・周波数情報をＰＬＬ型復調回路にロードするこ
とにより、回路規模を大きくすることなく、復調同期引
き込み時には高速で広帯域の復調同期を行い、復調同期
後にはループバンドを狭くして高安定な復調を行うこと
ができ、これにより回路規模を削減することができる効
果がある。
期引き込み過程では高速・広帯域の引き込み特性を持つ
適応輝線強調型復調回路による復調を行い、復調同期後
には小規模な回路構成で高安定な復調を行うことができ
るＰＬＬ型復調回路に切り換え、復調同期引き込み過程
の位相・周波数情報をＰＬＬ型復調回路にロードするこ
とにより、回路規模を大きくすることなく、復調同期引
き込み時には高速で広帯域の復調同期を行い、復調同期
後にはループバンドを狭くして高安定な復調を行うこと
ができ、これにより回路規模を削減することができる効
果がある。
【図１】本発明の位相変調信号復調方法を実施するため
の位相変調信号復調装置の実施形態の一例を示すブロッ
ク図
の位相変調信号復調装置の実施形態の一例を示すブロッ
ク図
【図２】図１に示した実施形態の比例・積分フィルタの
積分器の構成図
積分器の構成図
【図３】位相変調信号復調器の従来例を示すブロック図
【図４】図３に示した位相変調信号復調回路の各回路要
素の動作を示す信号の波形図
素の動作を示す信号の波形図
１ Ｎ逓倍器 ２ 適応輝線強調器 ３ 位相検出器 ４ 微分器 ５，１３，１４ 乗算器 ６，２１ セレクタ ７，１５ 積分器 ８ −ｓｉｎ変換器 ９ ｃｏｓ変換器 １０ 複素乗算器 １１ 位相誤差検出器 １２ 比例・積分フィルタ １６，２３ 加算器 １７ 同期判定器 １８ 制御回路 １９ タイマ ２０ 平均回路 ２１ １クロック遅延器
Claims (4)
- 【請求項１】 入力したＮ相ＰＳＫ信号と再生搬送波と
の間の位相同期が確立するまでは第１の搬送波再生方法
を用いて搬送波の再生を実行し、前記位相同期が確立し
た後には、第２の搬送波再生方法に切り換えて搬送波の
再生を実行し、入力したＮ相ＰＳＫ信号から復調信号を
生成する位相変調信号復調方法であって、 第１の搬送波再生方法は、入力したＮ相ＰＳＫ信号をＮ
逓倍して変調成分を除去し、前記Ｎ逓倍された信号を、
該信号の輝線成分に適応するバンドパスフィルタを通過
させて輝線成分を強調した適応輝線強調信号を生成し、
前記適応輝線強調信号をＮ分周して再生搬送角周波数を
表わす再生搬送角周波数信号を生成し、該再生搬送角周
波数信号を積分して復調用の再生搬送波の位相角を演算
し、該位相角に対応する−ｓｉｎ関数値、ｃｏｓ関数値
を演算して復調用の再生搬送波を生成する処理を含み、 第２の搬送波再生方法は、復調信号の残留位相誤差を表
わす位相誤差信号を生成し、該位相誤差信号に第１の定
数を乗算する比例演算と、前記位相誤差信号に第２の定
数を乗算し、第１の搬送波再生方法から第２の搬送波再
生方法への切換え時に第１の搬送波再生方法によって生
成された角周波数を初期値として、前記第２の定数を乗
算した乗算結果を積分する積分演算とを行い、前記比例
演算の結果と積分演算の結果とを加算する比例・積分演
算を行い、その比例・積分演算結果を再生搬送角周波数
信号として該再生搬送角周波数信号を積分して復調用の
再生搬送波の位相角を演算し、該位相角に対応する−ｓ
ｉｎ関数値、ｃｏｓ関数値を演算して復調用の再生搬送
波を生成する処理を含む位相変調信号復調方法。 - 【請求項２】 第１の位相変調信号復調回路と、第２の
位相変調信号復調回路と、第１、第２の位相変調信号復
調回路を切り換える切り換え手段を有し、 第１の位相変調信号復調回路は、入力されたＮ相ＰＳＫ
信号の角周波数をＮ逓倍するＮ逓倍器と、前記Ｎ逓倍器
の出力の輝線成分に適応して該輝線成分を強調した信号
を出力する適応輝線強調器と、前記適応輝線強調器の出
力の位相を検出する位相検出器と、前記位相検出器の出
力を微分する微分器と、前記微分器の出力を１／Ｎ倍し
て再生搬送波の角周波数に対応する再生搬送角周波数信
号を生成する分周手段と、再生搬送角周波数信号をクロ
ック信号毎に加算して再生搬送波の位相角としてクロッ
ク信号毎に出力する積分器と、積分器の出力を−ｓｉｎ
関数値とｃｏｓ関数値に変換するｓｉｎ・ｃｏｓ変換器
と、前記ｓｉｎ・ｃｏｓ変換器の出力と前記入力したＮ
相ＰＳＫ信号とを複素数で表現し乗算して復調信号を出
力する複素乗算器とを有し、 第２の位相変調信号復調回路は、積分器とｓｉｎ・ｃｏ
ｓ変換器と複素乗算器とを第１の位相変調信号復調回路
と共有し、さらに、前記復調信号を入力して復調信号の
残留位相誤差に対応する位相誤差信号を出力する位相誤
差検出器と、前記位相誤差信号を入力し、該位相偏差信
号に第１の定数を乗算する比例演算と、前記位相誤差信
号に第２の定数を乗算し、第１の位相変調信号復調回路
から第２の位相変調信号復調回路への切換え時に第１の
位相変調信号復調回路によって生成された角周波数を初
期値として、前記第２の定数を乗算した乗算結果を積分
する積分演算とを行って前記比例演算の結果と前記積分
演算の結果とを加算する比例・積分演算を行い、その比
例・積分演算結果を再生搬送角周波数信号として前記積
分器に出力する比例・積分フィルタを有し、 前記切り換え手段は、Ｎ相ＰＳＫ信号の入力初期時に、
入力したＮ相ＰＳＫ信号と再生搬送波との間の位相同期
が確立するまでは第１の位相変調信号復調回路が復調を
実行し、前記位相同期が確立した後には、第２の位相変
調信号復調回路が復調を実行するように復調回路を切り
換えることを特徴とする位相変調信号復調装置。 - 【請求項３】 前記切り換え手段は復調信号を入力し
て、位相変調信号復調装置に入力したＮ相ＰＳＫ信号と
再生搬送波との間の位相同期が確立したことを判定し、
位相同期が確立したときには、その同期確立後、所定の
期間が経過した時に切り換え制御信号を出力する同期判
定制御回路と、切り換え制御信号に応答して第１の位相
変調信号復調回路の分周手段の出力、または第２の位相
変調信号復調回路の比例・積分フィルタの出力を積分器
に接続する第１のセレクタ手段を有する、請求項２に記
載の位相変調信号復調装置。 - 【請求項４】 第２の位相変調信号復調回路は第１の位
相変調信号復調回路の分周手段の出力を時間平均する平
均回路を有し、比例・積分フィルタは切り換え制御信号
が出力されたとき平均回路の出力を前記初期値として比
例・積分フィルタに接続する第２のセレクタ手段を有す
る、請求項２に記載の位相変調信号復調装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8084971A JP2848328B2 (ja) | 1996-04-08 | 1996-04-08 | 位相変調信号復調方法およびその方法を実施するための装置 |
| US08/825,764 US5912930A (en) | 1996-04-08 | 1997-04-01 | Phase shift keying signal demodulation method and device |
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