CN1163525A - 相移键控信号的解调方法与器件 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种小电路规模的相移键控(PSK)信号解调器件，它能快速同步牵引并能跟随解调同步牵引稳定解调运行。它设有一自适应线增强器解调电路、一PLL解调电路、以及一个使前一电路转换至后一电路的开关电路。当N-相PSK信号输入一开始就由自适应线增强器解调电路进行解调直至在此输入的信号和恢复的载波之间建立相位同步为止，并在相位同步建立之后由PLL解调电路进行解调。

Description

相移键控信号的解调方法与器件

本发明涉及一种PSK(相移键控)信号的解调方法以及用于实现此方法的器件，特别涉及，在如卫星通信这样一类情况中，在低C/N(载波对噪音之比)的条件下、在整个宽频带的范围内既要求有高稳定的解调运行又要求有高速同步牵引特征的PSK信号的解调方法和器件。

图1示出一种现有技术PSK信号解调器的方框图。一个输入的N-相PSK信号(N-PSK信号)R(t)首先在N-倍频器1经过N-倍频以消除调制成分，并由N-倍频器1输出频率为载波频率N倍的信号。自适应线增强器2具有自适应于N-倍频器1的输出信号线的窄频带带通滤波器特征，因此，当输入一个线信号时，自适应线增强器2使它的频率成分能够通过。来自N-倍频器1的输出的噪音成分从自适应线增强器2的输出中消除，因而输出的信号中着重成为未调制的信号，即线成分。相位检测器3产生与自适应线增强器2的输出相角相对应的相位信号θ_A。微分器4对相位信号θ_A，进行微分运算，并使它转换成角频率信号ω_N。倍频器5用1/N使角频率信号ω_N倍频并产生再转换的载波角频率ω_R。积分器7对再转换的载波角频率ω_R求积分并计算再转换载波的相角θ_s。然后用正弦(sin)转换器8将相角θ_s转换成正弦函数值并用余弦(cos)转换器9将其转换成余弦函数值。

从相位检测器3到倍频器5的电路运行相应于N频率的频率划分，因此，正弦转换器8和余弦转换器9的输出可以用作供解调的转换的载波。

复数乘法器10用复数指示输入信号R(t)使正弦转换器8和余弦转换器9的复数指示输出倍增并产生解调信号D(t)。

图2为说明图1所示PSK信号解调电路中各个电路成分运行的信号波形图。图1所示PSK信号解调器作如下运行：

在接收之后，输入的N-相PSK信号R(t)是一个异步90°相位移检测(即准相干检测)信号，因此，是由一系列同相位成分和一系列90°相位移成分组成。

准相干检测的N-相PSK信号R(t)可以用下式(1)中的复数表示：

R(t)＝exp[j2πk(t)/N+θ(t)]+Z(t)    (1)其中Z(t)为噪音成分，K(t)为一个整数0≤K＜N，而θ(t)为相位差。

当此信号是在N-倍频器1中经过倍频的N-频率时，输出M(t)成为式(2)所示的未调制的信号：

M(t)＝R(t)^N＝exp[jNθ(t)]＋Z′(t)；    (2)

自适应线增强器2的输出成为信号A(t)，其中的噪音成分从M(t)中消除掉，如式(3)所示：

A(t)＝exp[jNθ(t)]    (3)

相位检测器3输出信号θ_A(t)，它相应于信号A(t)的相位：

θ_A(t)＝Nθ(t)        (4)

此信号在微分器4中经过时间微分之后，信号ω_R(t)在倍频器5中用1/N倍频，如式(5)所示：

ω_R(t)＝dθ(t)/dt     (5)

将倍频器5的输出输往积分器7。积分器7的输出θs(t)如式(6)所示，从其中可以看到载波相位已恢复： ${\mathrm{\θ}}_s\left(t\right)={\∫\mathrm{\ω}}_R\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(6\right)$

将积分器7的输出θs(t)输入至正弦转换器8和余弦转换器9。若是余弦转换器的输出表示为实部，而正弦转换器的输出表示为虚部，则正弦转换器8和余弦转换器9的输出C(t)如式(7)所示：

C(t)＝cosθ(t)－jsinθ(t)＝exp[-jθ(t)]    (7)

在复数乘法器10中用输入信号R(t)乘此结果，所得结果示于式(8)：

D(t)＝R(t)C(t)＝exp[j2πk(t)/N]＋z(t)exp[-j0(t)]  (8)

可以得到一个相位同步解调的信号。

由于在信号R(t)输入一开始之后自适应线增强器2尚未立即自适应于输入，未能按照式(3)所示进行输出而复数乘法器10的输出不是相位同步的，但自适应线增强器2很快自适应于输入并建立相位同步。

由于采用了自适应线增强器，上述已有技术的PSK信号调制器件提供了能够高速同步解调的优点，即使是在输入信号的频率偏移很大的情况下，也是如此。然而，为了有效地进行载波恢复利用N-倍频给自适应线增强器带来了输入信号的信噪比下降的缺点。

为了改进恢复载波的信噪比，自适应线增强器中形成的带通滤波器的带宽必须受到限制。人们在技术上都知道，要降低自适应线增强器的带宽，必须增加有限脉冲响应(FIR)自适滤波器的抽头数，但这种增加引起FIR自适滤波器电路规模的很大增加。因此，改进载波的信噪比就需要大量增加电路规模。另一方面，限制电路规模引起载波的信噪比下降以及在解调信号中出现周期滑动等等，因而不能得到稳定的解调运行。

因此，当在现有技术的PSK信号解调器件中采用自适应线增强器以获取高速同步解调的牵引特性时，若要试图在同步解调之后稳定进行解调运行，这样的结构就必需有极大规模的电路。

本发明是考虑到上述问题而发展的，且其所具有的目的在于提供一种PSK信号解调器件，它能用较小的电路规模实现快速同步解调牵引，并且在实现同步解调牵引之后能够稳定进行解调运行。

(1)为了实现上述目的，本发明提出一种相移键控信号的解调方法：

其中用第一载波恢复法通过第一次恢复载波由一个输入的N-相PSK信号恢复为一个解调信号直至在输入的N-相PSK信号和恢复的载波之间建立起相位同步为止，并在建立起相位同步之后转换到第二载波恢复法以恢复载波；其中

第一载波恢复法包括的过程有：输入的N-相PSK信号经N-倍频消除掉调制成分，N-倍频的信号通过自适应于信号线成分的带通滤波器产生增强了线成分的自适应线增强信号，自适应线增强信号经N-分频产生表示恢复载波的角频率的恢复载波角频率信号，恢复载波角频率信号经积分计算出用于解调的恢复载波的相位角，并计算出与相位角相对应的正弦函数值和余弦函数值以产生解调的恢复载波；

而其中第二载波恢复法包括的过程有：产生表示解调信号的剩余相位差的相位差信号；完成一次正比运算使相位差信号乘第一常数，以及完成一次积分运算使相位差信号乘第二常数并用从第一载波恢复法转换到第二载波恢复法时由第一载波恢复法产生的角频率作为初始值对用第二常数相乘的乘积求积分；完成一次正比积分运算使正比运算的结果与积分运算的结果相加；将正比积分运算的结果作成恢复载波角频率的信号，并对恢复载波角频率信号求积分计算出解调的恢复载波的相角；计算出与相角相对应的正弦函数值和余弦函数值以产生一个恢复载波。

第一载波恢复法是一种自适应线增强载波恢复法并能在一宽频带范围内进行高速同步牵引。第二载波恢复法是一种包括正比积分运算的锁相环路(PLL)载波恢复法。在技术上通常都知道，不包含环路滤波器的PLL是一个原始的环路。正比积分运算相应于一个原始的滤波器，因而，包含一个正比积分运算元件的PLL是一个次级环路。上述正比积分运算还包括用第一和第二常数倍增的过程，并且作为一项结果，第二载波恢复法对应于包含作为参数第一和第二常数的次级环路。因此，通过合适选择第一和第二常数值，无需大规模的电路，就能使环路的频带设置成如所需要的那样窄。此过程提供了稳定的运行，它是含有正比积分滤波器的PLL的一项优点。

当在本发明的相移键控信号解调法中由第一载波恢复法转换到第二载波恢复法时，由于第二载波恢复法用了由第一载波恢复法产生的角频率作为初始值进行解调，因此可以从同步解调状态建立的一开始就进行用第二载波恢复法的处理。

因此，根据初始输入的相移键控信号采用第一载波恢复法通过在高速下达到宽带同步牵引并在建立解调同步之后采用第二载波恢复法就能够在窄的环路上实现稳定的解调。然而，在PLL解调电路中同步牵引频率的范围很窄，造成在同步之前有一段非常长的时间间隔，并且其结果是，在为解调所需的牵引过程中获得的信息有效地控制着向PLL解调电路的输入，使得保持着解调同步，即使立即转换至PLL载波恢复法仍能保持。由于这种原因，当从第一载波恢复法转换到第二载波恢复法时，由第一载波恢复法产生的角频率被用作第二载波恢复法起始时的初始值。这样，就能避免解调同步的不连续性。

(2)本发明的相移键控信号解调器件：

包括一个第一相移键控信号解调电路、一个第二相移键控信号解调电路以及在第一和第二相移键控信号解调电路之间转换的开关装置，其中：

第一相移键控信号解调电路包括一个使输入的N-相PSK信号的角频率进行N-倍频的N-倍频器、一个自适应于N-倍频器输出的线成分并在输出信号中增强线成分的自适应线增强器、一个检测自适应线增强器的输出相位的相位检测器、一个对相位检测器的输出进行微分运算的微分器、用1/N乘微分器的输出并产生一个与恢复载波的角频率相对应的恢复载波角频率信号的分频装置、一个使各个时钟信号的恢复载波角频率信号相加并以各个时钟信号的恢复载波相角作为结果输出的积分器、一个将积分器的输出转换成正弦函数值和余弦函数值的正弦-余弦转换器、以及一个将正弦-余弦转换器的输出和输入的N-相PSK信号作为复数表示、相乘并输出一个解调信号的复数乘法器；

第二相移键控信号解调电路与第一相移键控信号解调电路共用积分器、正弦-余弦转换器和复数乘法器；

此外还包括：

一个输入解调信号和输出一相位差信号对应于解调信号的残存相位差的相位差检测器。

以及一个正比积分滤波器，它输入相位差信号，完成一次正比运算，用第一常数乘相位差信号，并完成一次积分运算，用第二常数乘相位差信号并用当第一相移键控信号解调电路转换到第二相移键控信号解调电路时用第一相移键控信号解调电路产生的角频率作为初始值对用第二常数乘得的乘积结果求积分，完成一次正比积分运算，使正比运算的结果和积分运算的结果相加，并将此正比积分运算的结果作为一个恢复载波角频率信号向积分器输出；以及其中

开关装置转换第一和第二相移键控信号解调电路，使得根据初始输入的N-相PSK信号，用第一相移键控信号解调电路进行有效的解调，直至在输入的N-相PSK信号和恢复载波之间建立起相位同步时为止，而在相位同步建立之后用第二相移键控信号解调电路进行有效的解调。

第一相移键控信号解调电路是用第一载波恢复法进行解调的电路。第二相移键控信号解调电路则为用第二载波恢复法进行解调的电路。开关装置是使解调电路从第一相移键控信号解调电路转换到第二相移键控信号解调电路的器件。

(3)开关装置可以由一个同步判断控制电路和一个首选装置组成。同步判断控制电路输入解调信号，判断在向相移键控信号解调器件输入的N-相PSK信号与恢复载波之间相位同步的建立，并当建立相位同步时，在随着建立同步通过一段规定的间隔之后输出一个开关控制信号。根据开关控制信号，首选装置将第一相移键控信号解调电路的分频装置的输出或是将第二相移键控信号解调电路的正比积分滤波器的输出接至积分器。

(4)第二相移键控信号解调电路可从由一个平均电路组成，而正比积分滤波器可以由一个次选装置组成。平均电路对第一相移键控信号解调电路的分频装置的输出进行时间平均。当开关控制信号由同步判断控制电路输出时，次选装置将平均电路的输出作为初始值连接到正比积分滤波器。

如在以前的说明中所描述的那样，此器件的目标在于实现本发明的相移键控信号解调方法，并按相移键控信号解调方法的相同途径运行。

本发明如此采用一个自适应线增强解调电路，使得在解调同步牵引过程中展现出对于进行解调的高速和宽频带的牵引特性，并在解调同步之后，转换到一个PLL解调电路，它以小规模的电路结构提供了高稳定的解调；并通过向PLL解调电路输入在解调同步牵引过程中获得的相位和频率信息，使得本发明能在解调同步牵引的时间无需大量增大电路规模就实现了高速和宽频带的解调同步，并在解调同步之后，能够限制环路的频带以提供高稳定的解调，从而能够大量压缩电路规模。

根据以下结合附图进行的说明，将会从中明显看到本发明的上述和其它目的、特点以及优点，附图对本发明的一项最佳实施例进行了图示。

图1为示明一种现有技术相移键控信号解调器的方框图。

图2为对图1所示相移键控信号解调电路的各个电路部件的运行进行图示的信号波形卡。

图3为示明为实现本发明相移键控信号解调方法的一项相移键控信号解调器件实施例的方框图。

图4为图3所示实施例中正比积分滤波器的积分器的结构视图。

紧接在下面将参照附图对本发明的一项实施例进行描述。

图3为示明为实现本发明相移键控信号解调方法的一项相移键控信号解调器件实施例的方框图。图4为图3所示实施例中正比积分滤波器的积分器的结构图。该实施例的相移键控信号解调器件属于一种构造，它包括一个第一PSK信号解调电路、一个第二PSK信号解调电路、一个在第一和第二PSK信号解调电路之间转换的开关电路、以及一个初始值的提供电路。

第一PSK信号解调电路(以下称为“第一解调电路”)设置成与以前现有技术说明中所描述的自适应线增强PSK解调电路具有同样的结构，并进行相同的运行。第二PSK信号解调电路(以下称为“第二解调电路”)是一种PLL型的PSK解调电路。

第二解调电路与第一解调电路共用一个积分器7、一个设置有正弦转换器8和余弦转换器9的正弦-余弦转换器、以及一个复数乘法器10。第二解调电路增设了相位差检测器11和正比积分滤波器(环路滤波器)12。相位差检测器11输入解调信号并输出一个与解调信号的相位差相对应的相位差信号。这里的“相位差”是指解调信号的相位差，它是由于在输入PSK信号的载波(式(1)的θ(t))和恢复载波(式(6)的θ(t))的相位之间没有完全同步造成的。换句话说，这种相位差是解调之后残存的相位差。

正比积分滤波器12设置有乘法器14、乘法器13、积分器15、和加法器16。乘法器14输入相位差信号，并用一个可变的正比常数β乘输入的相位差信号(正比运算)。乘法器13用一个可变的常数α乘相位差信号。积分器15在解调电路从第一解调电路转换到第二解调电路时经初始值提供电路(将予说明)的途径提供一个角频率用作初始值对乘法器13的输出进行积分(积分运算)。加法器16将正比运算的结果和积分运算的结果相加，输出相加的结果作为一个恢复的载波角频率信号，并向积分器7输入。

开关电路设置有选择器6和一个同步判断控制电路，此同步判断控制电路依次设置有同步判断电路17、控制电路18、和计时器19。同步判断电路17在起始输入N-相PSK信号的时间输入一个由和第一解调电路产生的解调信号，判断在N-相PSK信号和恢复载波之间是否已建立起相位同步(解调同步)，并通知控制电路18。当已经建立起解调同步时，控制电路18接在建立解调同步的后面输出一个转换控制信号按规定的时间间隔通过。计时器19对此规定的时间间隔进行计时。在转换控制信号尚未输出的时候，选择器6将第一解调电路的乘法器5的输出接到积分器7，而当转换控制信号已经输出时，则将第二解调电路的正比积分滤波器12的输出接至积分器7。

初始值提供电路设置有平均电路20和选择器21(参见图4)。平均电路20计算从第一解调电路的乘法器5输出的角频率ω_R(t)(见式(5))的时间平均数。当从控制电路18输出一个转换控制信号时，选择器21将平均电路20的输出接至正比积分滤波器12的积分器15的积分电路，并将调动的角频率ω_R(t)平均值作为积分的初始值加至积分器15。

如图4中所示，积分器15设置有选择器21和一个数字积分电路，该数字积分电路依次设置有1-时钟延迟电路(以下称为“延迟电路”)22和加法器23。当输出一个转换控制信号时，选择器21隔一个时钟间隔将平均电路20的输出接至加法器23。按照这一个时钟的通道，选择器21将延时电路22的输出接至加法器23。从而，在一次转换控制信号输出之后，平均电路20的输出是作为第一时钟间隔内初始积分值被加到加法器23中，并接着通过第一时钟，一个已知的数字积分电路是由加法器23和延迟电路22组成。

接着，将对本实施例的运行进行描述。

在相移键控信号解调器件初始接收进入的N-相PSK信号的时候，转换控制信号尚未从控制电路18输出，因此选择器6将乘法器5的输出接至积分器7。其结果是，完成了第一解调电路的连接，第二解调电路从信号通道上切断，而相移键控信号解调器件则如在现有技术中所描述的那样进行着自适应线增强PSK信号解调电路的运行。

同步判断电路17利用第一解调电路进行着解调同步的判断，而一旦建立了解调同步，就从同步判断电路17向控制电路18发送一个“已建立同步”的信号表示已经实现相位同步。在接收到“已建立同步”的信号之后，在经计时器19计测规定的间隔时间通过之后控制电路18使选择器6切断乘法器5与积分器7之间的连接，并将正比积分滤波器12的输出连接至积分器7。

与此转换的同时，控制电路18控制选择器21(见图4)使平均电路20的输出加到集成电路的加法器23上一个时钟间隔，并在通过一个时钟后，切断自平均电路20的输出与集成电路的加法器23之间的连接，而将集成电路的加法器23连接至延迟电路22的输出。

在由控制电路18进行上述控制之后，第二解调电路作为次级PLL解调电路运行，以复数乘法法10开始并继续至相位差检测器11，至正比积分滤波器12，至选择器6，至积分器7，至正弦-余弦转换器8和9，以及至复数乘法器10。

相位差检测器11检测由复数乘法器10输出的解调信号D_(t)的残存相位差并将残存相位差作为一个相位差信号输出。相位差信号通过正比积分滤波器12经受一次正比积分运算，此运算是用从第一PSK信号解调电路转换到第二PSK信号解调电路的时候由第一PSK信号解调电路产生的载波角频率平均值作为初始值进行的。每一时钟的正比积分滤波器12的输出由积分器7相加将将各次时钟相加的结果反馈至正弦-余弦转换器8和9。

积分器7的输出与第二解调电路(PLL解调电路)解调的相位有关，而正比积分滤波器12的输出则与解调的角频率有关(恢复的角频率)。然而，没有在解调同步牵引的时候由第一解调电路产生解调相位的关系就不会产生第二解调电路解调的相位(恢复的相角)。由于在控制电路18输出转换控制信号之前在积分器7中留有解调同步牵引过程的θS(t)，因而除非解调电路从第一PSK信号解调电路转换到第二PSK信号解调电路，连续性是能够得到保持的。此外，在平均电路20进行平均的数值是乘法器5的输出值ωR(t)，即恢复角频率的平均值，被加至积分器15。

从而，这种调制电路能在调制同步的状态下开始工作从一开始接着进行调制电路的转换。此外，在该实施例的PLL解调电路中，仅仅通过改变在正比积分滤波器12内乘法器13和14中所用倍增常数α和β的值就能按照要求将环路的频带变窄，结果是，未经增大电路规模就能实现稳定的解调运行。

然而，不讲自明，尽管在以前的说明中已对本发明的特征和优点进行过陈述，但这仅属于解说性的披露，而且在所附权利要求的范围之内可以在部件的配置上进行改变。

Claims (4)

1.一种相移键控信号解调方法，它通过采用一种第一载波恢复法第一次恢复一个载波从一个输入的N-相PSK(相移键控)信号恢复成一个解调信号直至在所述输入的N相PSK信号和一个恢复的载波之间建立起相位同步为止，并在建立所述的相位同步之后转换到一种第二载波恢复法以恢复一个载波；其特征在于

所述第一载波恢复法其中所包括的过程为：所述输入的N相PSK信号经N-频率倍频以消除调制成分，所述经N-频率倍频的信号通过一个自适应于所述信号一个线成分的带通滤波器以产生一个增强了所述线成分的自适应线增强信号，所述自适应线增强信号经N-频率分频以产生一个表示一个恢复的载波角频率的恢复的载波角频率信号，所述恢复的载波角频率信号经积分以计算一个用于解调的所述恢复载波的相角，并计算出与所述相角对应的正弦函数值和余弦函数值以产生一个供解调的恢复载波；以及

所述第二载波恢复法其中所包括的过程为：产生一个表示解调信号残存相位差的相位差信号；完成一次正比计算，在其中用第一常数乘所述相位差信号，以及完成一次积分计算，在其中用第二常数乘所述相位差信号并用当从所述第一载波恢复法转换到所述第二载波恢复法时由所述第一载波恢复法产生的所述角频率作为一个初始值对用所述第二常数乘出的结果求积分；完成一次正比积分运算，在其中使所述正比计算的结果与所述积分计算的结果相加；将所述正比积分运算的结果加工成一个恢复的载波角频率信号，并对所述恢复的载波角频率信号求积分以计算供解调的恢复载波的相角；并计算出与所述相角相对应的正弦函数值和余弦函数值以产生一个供解调的恢复载波。

2.一种相移键控信号解调器件包括一个第一相移键控信号解调电路，一个第二相移键控信号解调电路，以及用于在所述第一和第二相移键控信号解调电路之间进行转换的开关装置，其特征在于：

所述第一相移键控信号解调电路包括一个使一个输入的N-相PSK信号的角频率N-频率倍频的N-频率倍频器，一个自适应于所述N-频率倍频器输出的一个线成分并输出一个增强了所述线成分的信号的自适应线增强器，一个检测所述自适应线增强器的输出相位的相位检测器，一个对所述相位检测器的输出进行微分的微分器，用1/N乘所述微分器的输出并产生一个与一恢复载波的角频率相对应的恢复载波角频率信号的分频装置，一个使每个时钟信号的所述恢复载波角频率信号相加并以每个时钟信号的所述恢复载波相位角作为结果输出的积分器，一个将所述积分器的输出转换为正弦函数值和余弦函数值的正弦-余弦转换器，以及一个将所述正弦-余弦转换器的输出和所述输入的N-相PSK信号表示为复数，相乘，并输出一个解调信号的复数乘法器；

所述第二相移键控信号解调电路与所述第一相移键控信号解调电路共用所述积分器，所述正弦-余弦转换器，以及所述复数乘法器，并包括增加的：

一个输入所述解调信号并输出一个与所述解调信号的残存相位差对应的相位差信号的相位差检测器；以及

一个正比积分滤波器，它输入所述相位差信号，完成一次用第一常数乘所述相位差信号的正比运算以及一次用第二常数乘所述相位差信号并利用当由所述第一相移键控信号解调电路转换到所述第二相移键控信号解调电路时由所述第一相移键控信号解调电路产生的所述角频率作为初始值对用所述第二常数乘出的结果求积分的积分运算，完成一次正比积分运算使所述正比运算的结果和所述积分运算的结果相加，并作为一个恢复的载波角频率信号将此正比积分运算的结果向所述积分器输出；并且

所述开关装置转换所述第一和第二相移键控信号解调电路使得在所述N-相PSK信号的输入一开始就受到所述第一相移键控信号解调电路的解调直至在所述输入的N-相PSK信号和一恢复的载波之间建立起相位同步时为止，并跟在所述相位同步建立之后受到所述第二相移键控信号解调电路的解调。

3.按照权利要求2所说的一种相移键控信号解调器件，其特征在于，所述开关装置包括：

一个同步判断控制电路，它输入所述解调信号，判断在向所述相移键控信号解调器件输入的所述N-相PSK信号与一恢复的载波之间是否建立相位同步，并当所述相位同步建立时，跟随建立同步通过一段规定的间隔之后输出一个转换控制信号；以及

第一选择装置，它对所述转换控制信号作出响应，将所述第一相移键控解调电路的所述分频装置的输入或是将所述第二相移键控解调电路的所述正比积分滤波器的输入接至所述积分器。

4.按照权利要求2所说的一种相移键控信号解调器件，其特征在于，所述第二相移键控信号解调电路包括一个对所述第一相移键控信号解调电路的所述分频装置的输出进行时间平均的平均电路；以及

所述正比积分滤波包括当从所述转换装置输出一个转换控制信号时将所述平均装置的输出作为所述初始值接至所述正比积分滤波器的第二选择装置。

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