JPH09289528A - Vsb変調信号におけるサンプリングタイミング位相誤差検出器 - Google Patents

Vsb変調信号におけるサンプリングタイミング位相誤差検出器

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JPH09289528A
JPH09289528A JP8102463A JP10246396A JPH09289528A JP H09289528 A JPH09289528 A JP H09289528A JP 8102463 A JP8102463 A JP 8102463A JP 10246396 A JP10246396 A JP 10246396A JP H09289528 A JPH09289528 A JP H09289528A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 高速伝送を実現し得るVSB変調信号におけ
るサンプリングタイミング位相誤差検出器を提供するこ
とを目的とする。 【解決手段】 実数の送出シンボル系列をシンボル周波
数fSでVSB変調した多値VSB変調信号を周波数n・
S(nは正の整数)でサンプリングした離散系列から
サンプリングのタイミング位相誤差を検出するサンプリ
ングタイミング位相誤差検出器であって、上記離散系列
をナイキスト周波数fS/2を中心に検波して得られた信
号に基づいて上記タイミング位相誤差を求める。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、多値VSB(vest
igial sideband:残留側波帯)変調信号をサンプリング
した離散系列からサンプリングのタイミング位相誤差を
検出するサンプリングタイミング位相誤差検出器に関す
る。
【0002】
【従来の技術】映像信号、及び音声信号の如き情報デー
タをディジタル伝送する際の変調方式として、多値VS
B変調が知られている。例えば、16値VSB変調にお
いては、先ず、伝送すべき符号化情報データ(例えば、
誤り訂正符号化されたデータ)を4ビット毎に実数値シ
ンボル系列{a k}に変換する。尚、かかる実数値シン
ボル系列の任意の1シンボルは16種類の実数値のいず
れかを取り、これら16値の内、何れの値をとるかは4
ビットデータの組み合わせにより決定される。
【0003】次に、かかる実数値シンボル系列{ak
は、次式で表される過程によって16値VSB変調信号
r(t)に変換される。
【0004】
【数3】 j :虚数単位 ak :送出シンボル系列 y(t) :送出VSBパルス g(t) :基底域VSB変調信号 T :送出シンボル周期 fS :送出シンボル周波数 real[] :括弧内の複素信号の実部 fC :搬送波周波数 上記送出パルスy(t)のフーリエ変換は、図1(a)又は
(b)に示されるが如きVSB特性を有する。又、かかる
16値VSB変調信号には、送出シンボル周波数(fS
=1/T)に同期したタイミングクロックが時分割的に
重畳されている。
【0005】かかる16値VSB変調信号は、伝送路を
介して受信側へと伝送される。図2は、かかる伝送路を
介して伝送された上記16値VSB変調信号を復調する
16値VSB復調器の構成を示す図である。図2におい
て、チューナ1は、かかる16値VSB変調信号を受信
し、この16値VSB変調信号を、後述する位相誤差検
出回路3から供給される位相誤差信号に応じてその局部
発振周波数を調整しつつIF(intermediate frequenc
y)信号に変換する。この際、チューナ1は、後述するA
GC(automatic gain control)2から供給されるAG
C信号に応じてかかるIF信号の利得調整をも行う。ナ
イキストフィルタ4は、前述した送出VSBパルスy
(t)との総合特性がナイキスト特性となるように上記I
F信号のパルス整形を行い、これを直交検波器5に供給
する。直交検波器5は、かかるナイキストフィルタ4に
よって波形整形されたIF信号を複素周波数変換して複
素基底域信号を得る。図中のi及びjは夫々、かかる複
素基底域信号の実部及び虚部である。位相誤差検出回路
3は、この複素基底域信号から重畳パイロットの位相角
を推定し、この推定位相角と所定位相角との誤差をチュ
ーナ内のVCOに負帰還することで位相誤差のない検波
動作を実施せしめる。LPF(low pass filter)6は、
上記複素基底域信号の実部信号から、上記検波過程で生
じたイメージスペクトラム等の不要な周波数成分を除去
した信号をAGC2、A/D変換器7、及びタイミング
リカバリ回路8の各々に供給する。AGC2は、かかる
LPF6から供給された信号の信号レベルを所定レベル
に調整すべきAGC信号を発生してこれを上記チューナ
1に帰還供給する。
【0006】タイミングリカバリ回路8は、LPF6か
ら供給された信号中から、送出シンボル周波数(fS
1/T)に同期したタイミングクロック信号を抽出し、
このタイミングクロック信号に位相同期したサンプリン
グクロック信号を上記A/D変換器7に供給する。A/
D変換器7は、上記LPF6から供給されてくる信号
を、かかるサンプリングクロック信号毎にサンプリング
して、ディジタルの受信離散信号列を得る。等化器9
は、かかる受信離散信号系列に対して等化処理を施すこ
とにより、伝送路に生じた妨害、及び装置内部で生じる
歪み等を除去した受信離散信号系列を出力する。シンボ
ル値判定回路10は、この等化処理が施された受信離散
信号系列が、16値の内のいずれのシンボル値に該当す
るものであるかを判定し、このシンボル値に対応した符
号化情報データを出力する。かかる符号化情報データを
図示せぬ誤り訂正回路にて誤り訂正処理することによ
り、伝送されてきた情報データを得ることが出来るので
ある。
【0007】以上の如く、かかる16値VSB復調にお
いては、伝送されてきた16値VSB変調信号から、送
出シンボル周波数(fS=1/T)に同期したタイミン
グクロック信号を抽出し、この抽出したタイミングクロ
ック信号に位相同期したタイミングにて、ディジタル復
調処理を行う構成となっている。よって、かかる伝送シ
ステムにおいては、伝送すべき情報データのみならず、
送出シンボル周波数に同期したタイミングクロック信号
をも重畳して伝送しなければならず、高速伝送の妨げに
なるという問題があった。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
を解決せんとして為されたものであり、高速伝送を実現
し得るVSB変調信号におけるサンプリングタイミング
位相誤差検出器を提供することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明によるサンプリン
グタイミング位相誤差検出器は、実数の送出シンボル系
列をシンボル周波数fSでVSB変調した多値VSB変
調信号を周波数n・fS(nは正の整数)でサンプリング
した離散系列から前記サンプリングのタイミング位相誤
差を検出するサンプリングタイミング位相誤差検出器で
あって、前記離散系列をナイキスト周波数fS/2を中心
に検波して得られた信号に基づいて前記タイミング位相
誤差を求めることを特徴としている。
【0010】
【発明の実施の形態】図3は、本発明によるサンプリン
グタイミング位相誤差検出器を備えた多値VSB復調器
の構成を示す図である。図3において、チューナ21
は、図示せぬ送信装置から伝送路を介して送信されてく
る多値VSB変調信号を受信する。
【0011】例えば、16値VSB変調器を搭載した送
信装置では、先ず、伝送すべき符号化情報データ系列
(例えば、誤り訂正符号化されたデータ)を4ビット毎
に実数値シンボル系列{ak}に変換する。尚、かかる
実数値シンボル系列の任意の1シンボルは16種類の実
数値のいずれかを取るものであり、これら16値の内、
何れの値をとるかは4ビットデータの組み合わせにより
決定される。次に、かかる実数値シンボル系列{ak
を、次式で表される過程によって16値VSB変調信号
f(t)に変換し、これを伝送路に送出するのである。
【0012】
【数4】 j :虚数単位 ak :送出シンボル系列 y(t) :送出VSBパルス g(t) :基底域VSB変調信号 T :送出シンボル周期 fS :送出シンボル周波数 real[] :括弧内の複素信号の実部 fC :搬送波周波数 チューナ21は、かかる多値VSB変調信号を、後述す
る位相誤差検出回路23から供給される位相誤差信号に
応じてその局部発振周波数を調整しつつ所定周波数のI
F(intermediate frequency)信号に変換する。この
際、チューナ21は、後述するAGC(automatic gain
control)22から供給されるAGC信号に応じてかか
るIF信号の利得調整をも行う。BPF(band pass fi
lter)24は、後述するA/D変換器25がそのサンプ
リング動作の際にエイリアシングを起こさないように、
上記IF信号に対して帯域制限を施し、この際得られた
帯域制限IF信号をA/D変換器25に供給する。
【0013】A/D変換器25は、後述するタイミング
リカバリ回路26から供給されるサンプリングクロック
毎に上記帯域制限IF信号をサンプリングして得られた
ディジタルのIF離散系列をAGC22及び直交検波器
27の各々に供給する。AGC22は、かかるIF離散
系列中のIF離散値各々を所定の範囲内に収束すべきA
GC信号を発生し、これを上記チューナ21に帰還供給
する。
【0014】直交検波器27は、上述の如くサンプリン
グされたIF離散系列に対して複素周波数変換を施して
離散複素基底域系列Ckを得る。すなわち、直交検波器
27は、供給されてくるIF離散系列にIF信号周波数
に対応した複素指数関数系列exp{-(2πfC/fSP)kj}
を乗算して離散複素基底域系列Ckを得る。位相誤差検
出回路23は、かかる離散複素基底域系列Ckから重畳
パイロットの位相角を推定し、この推定位相角と所定位
相角との誤差をチューナ21内のVCOに負帰還するこ
とで位相誤差のない検波動作を実施せしめる。ナイキス
トフィルタ28は、例えば、複素係数FIRフィルタか
らなり、上記送出VSBパルスy(t)との総合特性がナ
イキスト特性となるようにパルス整形を行う。ナイキス
トフィルタ28は、このパルス整形した信号の内、実部
信号をシンボルレートでリサンプリングした離散信号系
列を等化器29に供給する。かかるナイキストフィルタ
28の動作により、IF信号をサンプリングした際に生
じたイメージスペクトラムの除去が為される。等化器2
9は、かかるナイキストフィルタ28から供給される離
散信号系列に対して等化処理を施すことにより、伝送路
で生じた妨害、及び装置内部で生じる歪み等を除去した
離散信号系列を出力する。シンボル値判定回路30は、
この等化処理が施された受信離散信号系列が、多値(例
えば16値)シンボル値の内のいずれのシンボル値に該
当するものであるかを判定し、このシンボル値に対応し
た符号化情報データを出力する。
【0015】これら直交検波器27、ナイキストフィル
タ28、等化器29及びシンボル値判定回路30によ
り、上記IF離散系列から元の符号化情報データを復調
するというディジタルの復調手段を形成しているのであ
る。タイミングリカバリ回路26は、上記離散複素基底
域系列Ckをナイキスト周波数を中心に検波し、この際
得られた信号に応じた分だけ位相補正したn・fS(nは
正の整数)なる周波数のサンプリングクロック信号を発
生して上記A/D変換器25に供給する。
【0016】図4は、かかるタイミングリカバリ回路2
6の内部構成を示す図である。図4において、周波数変
換用複素系列発生器261は、以下に示される周波数変
換用複素系列pkを発生し、これを乗算器262に供給
する。
【0017】
【数5】 pk=exp{−2π(fS/2fSP)jk} ・・・・(5) j :虚数単位 fSP:サンプリング周波数 尚、かかる周波数変換用複素系列pkは、上記離散複素
基底域系列Ckの主側帯波スペクトラムが図5(a)に示さ
れるが如く正周波数側に存在する場合のものである。こ
こで、上記離散複素基底域系列Ckの主側帯波スペクト
ラムが図5(b)に示されるが如く負周波数側に存在する
場合には、周波数変換用複素系列発生器261は、以下
に示される周波数変換用複素系列pkを発生し、これを
乗算器262に供給する。
【0018】
【数6】 pk=exp{2π(fS/2fSP)jk} ・・・・(6) 乗算器262は、離散複素基底域系列Ckに上記周波数
変換用複素系列pkを複素乗算して得られた複素周波数
変換系列qkをLPF(low pass filter)263に供給
する。つまり、乗算器262は、離散複素基底域系列C
kのVSBスペクトラム中のナイキスト周波数部が直流
成分となるように、離散複素基底域系列C kを複素周波
数変換して複素周波数変換系列qkを得るのである。か
かる動作により、後述のようにナイキスト周波数周辺の
余剰帯域に存在する送出シンボルタイミングに対応した
タイミング情報が、複素周波数変換系列qk中の直流複
素成分として抽出されることになる。LPF263は、
後述する複素二乗演算回路264にて為される複素二乗
演算の際に折り返しが生じないように、上記複素周波数
変換系列qkの信号帯域をfSP/2未満に制限した帯域
制限複素系列rkを複素二乗演算回路264に供給す
る。複素二乗演算回路264は、かかる帯域制限複素系
列rkを複素二乗演算して得られた複素二乗系列ukをL
PF(low pass filter)265に供給する。LPF26
5は、かかる複素二乗系列uk中の直流複素成分を抽出
して得られた直流二乗複素系列wkを位相角変換回路2
66に供給する。位相角変換回路266は、上記直流二
乗複素系列wkを位相角に変換し、この位相角に対応し
たタイミング位相誤差dkをクロック発生回路267に
供給する。
【0019】図6は、かかる位相角変換回路266の変
換関数として、imag(X)を用いた場合の位相比較特性を
示す図であり、図7は、位相角変換回路266の変換関
数として、tan-1{imag(X)/real(X)}を用いた場合の位
相比較特性を示す図である。これら周波数変換用複素系
列発生器261、乗算器262、LPF263、複素二
乗演算回路264、LPF265、及び位相角変換回路
266なる構成により、サンプリングクロックに生じた
位相誤差の検出を行うという本発明によるサンプリング
タイミング位相誤差検出器300を形成している。
【0020】クロック発生回路267は、例えば、図8
に示されるが如き、ループフィルタ268、D/A変換
器269、LPF(low pass filter)270、及びVC
O(voltage controlled oscillator)271から構成さ
れ、上記タイミング位相誤差dkに応じたタイミング誤
差の分だけ位相補正したn・fS(nは正の整数)なる周
波数のサンプリングクロック信号を発生する。
【0021】次に、かかるタイミングリカバリ回路26
の動作原理について述べる。先ず、上述した如く、基底
域VSB変調信号g(t)は、
【0022】
【数7】 である。
【0023】すなわち、基底域VSB変調信号g(t)
は、送出シンボル系列akを送出VSBパルスy(t) で
PAM(pulse amplitude modulation)したものであ
る。ここで、送出VSBパルスy(t)は複素基底域VS
Bパルスであり、そのフーリエ変換H(ω)を、図9に示
されるが如き純実数関数であると仮定する。更に、y
(t)は位相直線、遅延ゼロであると仮定する。
【0024】基底域VSB変調信号g(t)は、送信側に
おいて送出シンボル周波数fSの定倍(n倍:n≧2)
のサンプリング周波数fSPでサンプリングされる。従っ
て、以下に示される離散複素基底域系列Ckが、図4に
示されるが如き構成を有するタイミングリカバリ回路2
6に供給されることになる。
【0025】
【数8】 Ck=g(k・TSP+τ) ・・・・(8) TSP=1/fSP=T/n、n≧2 τ:サンプリングタイミング位相 ここで、図4におけるLPF263の伝達関数E(ω)
は、
【0026】
【数9】 E(ω)=|E(ω)|exp{jθE(ω)} ・・・・(9) θE(ω)=−θE(−ω) ・・・・(10) である。この際、|E(ω)|は、伝達関数のゲイン部で
あり、図10に示されるが如き特性を有するものとす
る。又、θE(ω)は、伝達関数の位相部でありωの奇関
数であるとする。
【0027】送出シンボル系列akの離散フーリエ変換
をA(ω)、基底域VSB変調信号g(t)のフーリエ変換
をG(ω)とすれば、上記式(7)に示されるPAM過程
は、
【0028】
【数10】 G(ω)=H(ω)A(ω) ・・・・(11) と表すことが出来る。又、離散複素基底域系列Ckの離
散フーリエ変換をC(ω)とすれば、上記式(8)に示され
る標本過程は、
【0029】
【数11】 となる。
【0030】ここで、H(ω)は図9に示されるが如き範
囲{−0.1fS〜0.6fS}にて帯域制限されているので、
サンプリング周波数fSP=nfSなるサンプリング周波
数にてサンプリングしても折り返しは生じない。従っ
て、離散複素基底域系列Ckの離散フーリエ変換C(ω)
は、
【0031】
【数12】 C(ω)=G(ω)exp(−jωτ) ・・・・(13) (-ωSP/2)<ω<(ωSP/2) となる。図4における乗算器262は、かかる離散複素
基底域系列Ckに、上述した如き周波数変換用複素系列
k=exp{−2π(fS/2fSP)jk}を複素乗算して、次
式にて示される複素周波数変換系列qkを得る。
【0032】
【数13】 qk=Ck・exp{−2π(fS/2fSP)jk} ・・・・(14) ここで、かかる複素周波数変換系列qkの離散フーリエ
変換をO(ω)とすれば上記過程は、
【0033】
【数14】 O(ω)=C(ω+ωS/2) ・・・・(15) ωS=2πfS と表せる。次に、図4におけるLPF263は、かかる
複素周波数変換系列qkに対して帯域制限を施した帯域
制限複素系列rkを得る。
【0034】この際、かかる帯域制限複素系列rkの離
散フーリエ変換をR(ω)とすれば、LPF263の伝達
関数が上述した如くE(ω)であることから、
【0035】
【数15】 R(ω)=E(ω)O(ω) ・・・・(16) となる。よって、かかる数式に上記式(11)、(13)及び(1
5)を代入すると、
【0036】
【数16】 R(ω)=|E(ω)|exp{jθE(ω)}B(ω) H(ω+ωS/2)exp{−j(ω+ωS/2)τ}・・・・(17) ただし、
【0037】
【数17】 B(ω)=A(ω+ωS/2) ・・・・(18) であり、ωの範囲は、
【0038】
【数18】 {(-ωSP/2)-(ωS/2)}<ω<{(ωSP/2)-(ωS/2)} ・・・・(19) とする。ここで、上記A(ω)は、送出シンボル周波数
S毎に発生するという送出シンボル系列akの離散フー
リエ変換であるから、
【0039】
【数19】 A(ω)=A(−ω) ・・・・(20) A(ω)=A(ω−LωS) ・・・・(21) L:任意の自然数 が成立する。
【0040】上記式(18)、(20)及び(21)より、
【0041】
【数20】 B(ω)=B(−ω) ・・・・(22) B(ω)=B(ω−LωS) ・・・・(23) L:任意の自然数 が得られる。
【0042】次に、図4における複素二乗演算回路26
4は、かかる帯域制限複素系列rkを複素二乗して複素
二乗系列ukを求める。この際、かかる複素二乗系列uk
の離散フーリエ変換をU(ω)とすれば、時間領域での乗
算は周波数領域での畳み込みであることから、
【0043】
【数21】 となる。
【0044】ここで、かかる複素二乗系列ukの直流成
分に着目すると、
【0045】
【数22】 となる。
【0046】この際、積分範囲X0を{(−ωSP/2)−(ω
S/2)}と定めれば、この積分区間内で上記式(17)が成立
するから、この積分範囲、及び上記式(15)、(22)及び(2
3)を上記式(25)に代入すると、
【0047】
【数23】 U(0)=(1/2π)exp(−jωSτ)Z ・・・・(26)
【数24】 を得る。尚、かかる数式中、積分内の関数は全て純実数
であるから、Zも純実数である。
【0048】すなわち、図4の複素二乗演算回路264
から出力される複素二乗系列ukには、上式(25)にて示
される直流複素成分が重畳されていることになる。かか
る直流複素成分は、上記乗算器262にて、ナイキスト
周波数周辺の余剰帯域を周波数変換して得られたもので
あり、これは、前述した如く、送出シンボルのタイミン
グを示す情報に他ならない。そこで、図4におけるLP
F265にて、かかる複素二乗系列uk中の直流複素成
分を抽出する。更に、位相角変換回路266にてこの直
流複素成分を位相角に変換することによりタイミング位
相誤差dkを得ているのである。
【0049】すなわち、上記サンプリングタイミング位
相誤差検出器300においては、直交検波器27にて得
られた離散複素基底域系列Ckに対して、ナイキスト周
波数を中心とした検波を実行して得られた信号をタイミ
ング位相誤差dkとしているのである。よって、かかる
タイミングリカバリ回路26によれば、送出シンボルに
同期したタイミングクロック信号が重畳されていない多
値VSB変調信号からでも、この送出シンボルに同期し
たサンプリングクロック信号を自己生成することが出来
るのである。
【0050】尚、上記実施例においては、直交検波器2
7にて得られた離散複素基底域系列Ckに対して、ナイ
キスト周波数を中心とした検波を実行する構成としてい
るが、図11に示されるが如く、A/D変換器25から
のIF離散系列に対してナイキスト周波数を中心とした
検波を実行するようにしても同様にタイミング位相誤差
を検出することが出来る。
【0051】この際、タイミングリカバリ回路26にお
ける周波数変換用複素系列発生器261は、以下に示さ
れる周波数変換用複素系列pkを発生し、これを乗算器
262に供給するのである。
【0052】
【数25】 pk=exp{−2π(fC+0.5fS)/(2fSP)} ・・・(28) fC :搬送波周波数 fS :送出シンボル周波数 fSP:サンプリング周波数 要するに、上記サンプリングタイミング位相誤差検出器
300により、伝送されてくる多値VSB変調信号をサ
ンプリングした離散系列に対して、ナイキスト周波数を
中心とした検波を実行することにより、送出シンボルの
タイミング位相誤差を検出し、このタイミング位相誤差
に応じた分だけ位相補正したサンプリングクロックにて
上記多値VSB変調信号のサンプリングを行うような構
成であれば良いのである。
【0053】尚、かかる図11において、図3に示され
ている機能ブロックと同一機能を有する機能ブロックに
は同一符号を付してある。又、図4に示されている位相
角変換回路266の変換関数として図6に示される特性
のimag(X)を用いる場合には、タイミングリカバリ回路
26を、図12に示されるが如き構成にて実現出来る。
【0054】図12において、乗算器262aは、多値
VSB変調信号をサンプリングした離散系列に、上述し
た如き周波数変換用複素系列pkのCOS(コサイン)系列pk1
を乗算して得られた信号を実部信号としてLPF(low
pass filter)263aに供給する。LPF63aは、か
かる実部信号から直流成分を抽出してこれを乗算器65
に供給する。一方、乗算器262bは、上記離散系列
に、上記周波数変換用複素系列pkのSIN(サイン)系列pk2
を乗算して得られた信号を虚部信号としてLPF(low
pass filter)263bに供給する。LPF263bは、
かかる虚部信号から直流成分を抽出してこれを乗算器6
5に供給する。乗算器65は、上記LPF62及び64
各々から供給された信号同士を乗算して得られた信号を
タイミング位相誤差dkとしてクロック発生回路267
に供給する。クロック発生回路267は、かかるタイミ
ング位相誤差dkに応じたタイミング誤差の分だけ位相
補正したn・fS(nは正の整数)なる周波数のサンプリ
ングクロック信号を発生する。
【0055】
【発明の効果】以上の如く、本発明においては、伝送さ
れてくるVSB変調信号のタイミングを反映する情報成
分がナイキスト周波数周辺の余剰帯域のみに存在すると
いうことに着目し、この情報成分を取り出すことによっ
て、サンプリングタイミングの位相誤差を検出するよう
にしている。
【0056】よって、本発明によるサンプリングタイミ
ング位相誤差検出器によれば、送出シンボルに同期した
タイミングクロック信号が重畳されていない多値VSB
変調信号からでも、この送出シンボルに位相同期したタ
イミングにてサンプリングを行うことが可能となる。従
って、タイミングクロック信号の伝送を不要とした高速
伝送を実現できるのである。
【図面の簡単な説明】
【図1】VSB特性を示す図である。
【図2】従来の多値VSB復調器の構成を示す図であ
る。
【図3】本発明によるサンプリングタイミング位相誤差
検出器を備えた多値VSB復調器の構成を示す図であ
る。
【図4】タイミングリカバリ回路26の内部構成の一例
を示す図である。
【図5】離散複素基底域系列Ckの主側帯波スペクトラ
ムを示す図である。
【図6】位相角変換回路266の変換関数としてimag
(X)を用いた場合の位相比較特性を示す図である。
【図7】位相角変換回路266の変換関数としてtan
-1{imag(X)/real(X)}を用いた場合の位相比較特性を示
す図である。
【図8】クロック発生回路267の内部構成を示す図で
ある。
【図9】送出VSBパルスy(t)のフーリエ変換H(ω)
を示す図である。
【図10】LPF263の伝達関数E(ω)のゲイン特性
を示す図である。
【図11】多値VSB復調器の他の構成を示す図であ
る。
【図12】タイミングリカバリ回路26の内部構成の一
例を示す図である。
【主要部分の符号の説明】
21 チューナ 24 BPF 25 A/D変換器 26 タイミングリカバリ回路 27 直交検波器 28 ナイキストフィルタ 261 周波数変換用複素系列発生回路 262 乗算器 263 LPF 264 複素二乗演算回路 265 LPF 266 位相角変換回路 267 クロック発生回路 300 サンプリングタイミング位相誤差検出器

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 実数の送出シンボル系列をシンボル周波
    数fSでVSB変調した多値VSB変調信号を周波数n・
    S(nは正の整数)でサンプリングした離散系列から
    前記サンプリングのタイミング位相誤差を検出するサン
    プリングタイミング位相誤差検出器であって、 前記離散系列をナイキスト周波数fS/2を中心に検波し
    て得られた信号に基づいて前記タイミング位相誤差を求
    めることを特徴とするサンプリングタイミング位相誤差
    検出器。
  2. 【請求項2】 実数の送出シンボル系列をシンボル周波
    数fSでVSB変調した多値VSB変調信号を周波数n・
    S(nは正の整数)でサンプリングした離散系列から
    前記サンプリングのタイミング位相誤差を検出するサン
    プリングタイミング位相誤差検出器であって、 前記離散系列のナイキスト周波数fS/2が直流成分とな
    るように前記離散系列を複素周波数変換して複素周波数
    変換系列を得る周波数変換手段と、 前記複素周波数変換系列を複素二乗演算して複素二乗系
    列を求める複素二乗演算手段と、 前記複素二乗系列中から直流複素成分を抽出しこれを前
    記タイミング位相誤差とするフィルタとからなることを
    特徴とするサンプリングタイミング位相誤差検出器。
  3. 【請求項3】 前記周波数変換手段は、 【数1】exp{−2πj(fC+0.5fS)/(2fSP)} fC :搬送波周波数 fS :シンボル周波数 fSP:サンプリング周波数 で表される周波数変換用複素系列を発生する周波数変換
    用複素系列発生器と、 前記離散系列に前記周波数変換用複素系列を乗算したも
    のを前記複素周波数変換系列として得る乗算器とからな
    ることを特徴とする請求項2記載のサンプリングタイミ
    ング位相誤差検出器。
  4. 【請求項4】 実数の送出シンボル系列をシンボル周波
    数fSでVSB変調した多値VSB変調信号を周波数n・
    S(nは正の整数)でサンプリングした離散系列から
    前記サンプリングのタイミング位相誤差を検出するサン
    プリングタイミング位相誤差検出器であって、 【数2】exp{−2πj(fC+0.5fS)/(2fSP)} fC :搬送波周波数 fS :シンボル周波数 fSP:サンプリング周波数 で表されるコサイン周期系列及びサイン周期系列を夫々
    発生する周波数変換用複素系列発生器と、 前記離散系列に前記コサイン周期系列を乗算したものを
    複素周波数変換系列の実部信号として得る第1乗算器
    と、 前記離散系列に前記サイン周期系列を乗算したものを前
    記複素周波数変換系列の虚部信号として得る第2乗算器
    と、 前記実部信号及び前記虚部信号を互いに乗算して得られ
    た信号を前記タイミング位相誤差信号とする第3乗算器
    とからなることを特徴とするサンプリングタイミング位
    相誤差検出器。
  5. 【請求項5】 情報データを多値シンボル値に変換した
    信号をシンボル周波数fSでVSB変調した多値VSB
    変調信号を復調して前記情報データを得る多値VSB復
    調器であって、 前記多値VSB変調信号をサンプリングクロック信号に
    応じてサンプリングして離散系列に変換するサンプリン
    グ手段と、 前記離散系列から前記情報データを復調する復調手段
    と、 前記離散系列をナイキスト周波数fS/2を中心に検波し
    て得られた信号に基づいて位相補正したn・fS(nは正
    の整数)なる周波数のクロック信号を前記サンプリング
    クロック信号として発生するタイミングリカバリ回路と
    からなることを特徴とする多値VSB復調器。
  6. 【請求項6】 前記タイミングリカバリ回路は、 前記離散系列中の前記ナイキスト周波数成分が直流成分
    となるように前記離散系列を複素周波数変換して複素周
    波数変換系列を得る周波数変換手段と、 前記複素周波数変換系列を複素二乗演算して複素二乗系
    列を求める複素二乗演算手段と、 前記複素二乗系列中から直流複素成分を抽出するフィル
    タと、 前記直流複素成分を位相角に変換して得られた信号をタ
    イミング位相誤差信号とする位相角変換手段と、 前記タイミング位相誤差信号に応じた分だけ位相補正し
    たn・fS(nは正の整数)なる周波数のクロック信号を
    前記サンプリングクロック信号として発生するクロック
    発生手段とからなることを特徴とする請求項5記載の多
    値VSB復調器。
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