JP2956724B2 - オーバーサンプリングトランスバーサル等化器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は多値ＱＡＭ(Quadrature
Amplitude Modulation) 変調を用いた多重無線装置等の
復調部に使用されるトランスバーサル形の回線等化器に
関し、特にオーバーサンプリングを用いた高精度化され
たトランスバーサル等化器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】マイクロ波帯では限られた帯域で多くの
情報を伝送できるＱＡＭ変調を用いることが多い。ＱＡ
Ｍはデータを正弦波の振幅及び位相の情報に載せてデー
タ伝送を行うものであり、伝送路の帯域を有効に利用し
て効率の高いデータ伝送を実現するものである。受信さ
れるパルスは伝送路歪みにより符号間干渉を受けるため
従来から伝送波形歪みの等化を目的として、一般的に回
線状態に適合可能なトランスバーサル形の自動等化器が
使用されている。

【０００３】図１０は従来のＱＡＭ復調部を示すブロッ
ク図である。図において、アンテナ９で受信された変調
速度ｆの信号は２つのミキサ回路１２のそれぞれの入力
へ与えられる。各ミキサ回路１２の他方の入力には搬送
周波数ｆ_C で発振する局部発信器１１からの出力がハイ
ブリッド１０によって互いに位相が９０°異なる２つの
信号に分けられて入力される。前記受信信号は各ミキサ
回路１２において前記２つの直交する信号との混合によ
って位相検波され、同相（Ｉチャネル）信号と直交（Ｑ
チャネル）信号に分離される。これら同相信号と直交信
号は、次段の各ローパスフィルタ１３によって高調波成
分が除去されてベースバンド信号だけが残る。次に、受
信信号の変調速度ｆに同期した装置内ＰＬＬのＶＣＯ１
４からのサンプリングクロックｆを使って各アナログ−
デジタル変換器１はそれらの信号を８ビットのデジタル
化されたＩチャネル信号とＱチャネル信号に変換する。

【０００４】アナログ−デジタル変換器１におけるアナ
ログからデジタルへの変換閾値は１６−ＱＡＭの場合上
位２ビットがその信号に担わされたデジタル情報となる
ように設定され、下位６ビットは波形歪等による誤差を
デジタル値で表す信号になる。デジタル化されたＩチャ
ネル及びＱチャネル信号はトランスバーサル等化器２に
おいて波形等化処理が行われる。この処理のために以下
で説明される極性信号ｄと誤差信号ｅが使われる。この
結果、トランスバーサル等化器２出力から波形歪みが除
去された送信時に相当する波形が出力される。

【０００５】図１１はトランスバーサル等化器２が実際
に使用される時の周知の２次元トランスバーサル等化器
の構成を示している。図に示すようにＩチャネルとＱチ
ャネル間の相互干渉はトランスバーサルフィルタ３０１
とトランスバーサルフィルタ３０２をたすきがけ接続す
ることによって除去される。図１２は一例として５タッ
プのトランスバーサルフィルタ３００を示している。ト
ランスバーサルフィルタ３００は４個のフリップフロッ
プ４０１〜４０４、入力信号及び各フリップフロップの
出力信号と極性信号ｄと誤差信号ｅにより自動的に可変
されるタップ係数Ｃ₂ 〜Ｃ_-2とを掛け合わせるための乗
算器４１０〜４１４、そしてそれらの全加算出力を得る
ための加算器４２１〜４２４で構成される。

【０００６】図１３は図１２の具体的な回路構成を示し
たものである。ＭＺＦ法によれば、タップ係数Ｃ₂ 〜Ｃ
_-2は、等化前の極性信号ｄと等化後の誤差信号ｅによ
り、

【数１】 のように決定される。ここでＴ＝１／ｆである。極性信
号ｄは信号レベルが中間レベルより大きいか小さいかを
表す信号であり前記アナログ−デジタル変換器１のＭＳ
Ｂに相当する。また誤差信号ｅは本来信号が通るべきレ
ベルより大きいか小さいかを表す信号であり、データを
示す最下位ビットより１ビット下位のビットに相当す
る。（１６−ＱＡＭの場合、８ビット信号の上位２ビッ
トがデータを表すから上位から３番目のビットであ
る。）なお、誤差信号ｅは信号ピーク値の判定のために
使われ１クロック毎にしか出力されない。上記の式によ
れば、タップ係数は信号の通過すべき閾値に対する大小
関係を表す極性信号ｄと誤差信号ｅの排他的論理和をと
りそしてそれらを逐次加算した値となることが分かる。
図１３の具体例によれば、例えば初段で信号が正のピー
ク値を有し（ｄ＝１）トランスバールフィルタ２の出力
レベルが通過すべき閾値に対して大きい場合（ｅ＝１）
にはその排他的論理和ゲート４４０の出力がゼロになり
アップダウンカウンタ４３０は１だけ減算され、その結
果タップ係数Ｃ₂ は小さくなって信号レベルが低下する
方向に制御される。この反対も同様であり、このように
して信号レベルが基準となる閾値に近づくように自動制
御される。

【０００７】しかしながら、従来のトランスバーサル等
化器は受信データの変調速度ｆでサンプルしたデータを
使用し等化していたため伝送歪による符号間干渉等によ
り信号レベルが変動し正確な等化ができないという問題
があった。これに対しては、図１０のアナログ−デジタ
ル変換器１以降をオーバーサンプリングすることでより
一層等化精度を向上させる構成法が存在する。

【０００８】図１４はオーバーサンプリングトランスバ
ーサル等化器を使用したＱＡＭ受信器の復調部を示した
ものである。図１０の従来の復調部との違いについて説
明すると、図においてＶＣＯ１４は受信データの変調速
度ｆに同期するｎ倍のクロックｎｆ（ｎは整数）を発生
し、このためアナログ−デジタル変換器１及びトランス
バーサルフィルタ２は従来のｎ倍の速度で動作する。各
周波数変換器３はデータ変調速度ｆのチャネル出力を得
るためにトランスバーサルフィルタ２からのチャネル出
力速度ｎｆの間引きを行う。又これによってクロックｆ
毎の誤差信号ｅが得られる。このオーバーサンプリング
によってナイキスト周波数に対しては十分余裕のあるサ
ンプリングが行われ符号間干渉等の低減が達成されると
ともに、従来使用されなかったクロックとクロックの間
のデータも波形等化に使用可能となり等化精度が向上
し、また等化器の収束速度は速くなる。この場合、タッ
プ係数は一般的にオーバーサンプリングされた極性信号
ｄ（ｔ）と周波数変換後の誤差信号ｅ（Ｔ）を用いて、

【数２】 として求められる。ここでｔ＝１／ｎｆ、Ｔ＝１／ｆで
ある。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
ようにタップ係数を求める場合の問題は、誤差信号ｅが
受信信号のピークに相当する周期Ｔ毎にしか発生しない
のに対して、トランスバーサルフィルタ２はそのｎ分の
１の周期ｔ毎に極性信号ｄと誤差信号ｅを使って前記タ
ップ係数処理を行うことである。このため１周期Ｔの間
にｔ間隔で発生するｎ個の極性信号ｄは、その間全て同
じ誤差信号ｅを使いタップ係数を求めることとなり結果
的に制御が不正確になる。

【００１０】図１５は前述の関係を図式的に描いたもの
で、１チャネルが４値レベルの１６−ＱＡＭでｎ＝３の
場合を示している。１６−ＱＡＭのベースバンド信号が
図のような場合、極性信号ｄはクロックｎｆ毎に信号に
追従及び変化し得るのに対し誤差信号ｅはクロックｆ毎
にしか変化できず、図の点線で示されるクロックｎｆの
点での極性信号ｄとそれらに対する誤差信号ｅの相関結
果は不正確なものとなる。

【００１１】そこで本発明の目的は、上記問題点を解決
するために、オーバーサンプリングクロックｎｆの位置
についても信号レベルを求めることが可能な基準信号導
出手段を新たに設けることによってオーバーサンプリン
グ時間ｎｆ毎に正確な誤差信号ｅを提供することにあ
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明によれば図１に示
すように、受信信号をその受信データの変調速度ｆの整
数倍に同期したクロックｎｆ（ｎは整数）でサンプリン
グしデジタル信号に変換するためのアナログ−デジタル
変換手段１、該アナログ−デジタル変換手段１からの入
力とそれに対する出力と基準波形との間のレベル誤差を
与える誤差信号Ｅを基にデジタル演算をおこない該クロ
ックｎｆで適合的に等化処理をおこなうための等化演算
手段２、該等化演算手段２の出力速度ｎｆを該受信デー
タ変調速度ｆに変換しチャネル出力を与えるための間引
き手段３、該間引き手段３の出力からクロックｎｆで変
化する前記基準波形を導出するための基準波形導出手段
４、そして該等化演算手段２の出力と該基準波形導出手
段４の出力との差分から前記誤差信号Ｅを生成しそれを
該等化演算手段２に与えるための減算手段５から構成さ
れるオーバーサンプリングトランスバーサル等化器が提
供される。

【００１３】前記オーバーサンプリングトランスバーサ
ル等化器に使用される基準波形導出手段４の第一の構成
（例えば、タップ数５の場合の構成）は図２に示される
ように、前記同期クロックｆで動作し入力信号及び前段
からの信号を一時記憶するための複数のフリップフロッ
プ１０１〜１０４、該入力信号と該フリップフロップ１
０１〜１０４の出力信号に各々対応した前記同期クロッ
クｎｆで変化するフィルタ係数を与えるための係数メモ
リ１３０、該入力信号及び該フリップフロップ１０１〜
１０４の出力信号と該係数メモリ１３０の出力信号を各
々乗算するための乗算器１１０〜１１４、そして該乗算
器１１０〜１１４からの全ての出力を加算するための加
算器１２１〜１２４から成る。

【００１４】またこの基準波形導出手段４の第二の構成
は図３に示されるように、前記同期クロックｆで動作し
入力信号を一時記憶するための一個のフリップフロップ
２０１、該入力信号と該フリップフロップ２０１の出力
信号に各々対応した前記同期クロックｎｆで変化するフ
ィルタ係数を与えるための係数メモリ２３０、該入力信
号及び該フリップフロップ２０１の出力信号と該係数メ
モリ２３０の出力信号を各々乗算するための乗算器２１
０〜２１１、そして該乗算器２１０〜２１１からの出力
を加算するための加算器２２１から成る。

【００１５】さらに基準波形導出手段４は前記第二の構
成の変形もしくは簡易化された構成として、図４に示す
ように、前記第二の構成における係数メモリ２３０が、
前記同期クロックｎｆで動作するカウンタ手段２３１，
２３２によって構成された第三の構成、そして図５に示
すように、前記第二の構成における乗算器２１０〜２１
１、加算器２２１及び係数メモリ２３０に代えて、前記
入力信号及びフリップフロップ２０１の出力信号に対す
るそれらの演算結果を記憶したＲＯＭ２３３を用いた第
四の構成から成る。

【００１６】また本発明によれば図６に示すように、干
渉補償手段を備えたオーバーサンプルトランスバーサル
フィルタ等化器が提供され、それは各々の受信信号をそ
の受信データの変調速度ｆの整数倍に同期したクロック
ｎｆ（ｎは整数）でサンプリングしデジタル信号に変換
するための各受信信号に対応したアナログ−デジタル変
換手段１，６、各々の該アナログ−デジタル変換手段
１，６からの入力とそれに対する出力と基準波形との間
のレベル誤差を与える誤差信号Ｅを基にデジタル演算を
おこない該クロックｎｆで適合的に等化処理をおこなう
ための等化演算手段２及び干渉補償手段７、該等化演算
手段２と該干渉補償手段７の出力間の差分を与える減算
手段８、該減算手段８の出力速度ｎｆを該受信データ変
調速度ｆに変換しチャネル出力を与えるための間引き手
段３、該間引き手段３の出力からクロックｎｆで変化す
る前記基準波形を導出するための基準波形導出手段４、
そして該減算手段８の出力と該基準波形導出手段４の出
力の差分から前記誤差信号Ｅを生成しそれを該等化演算
手段２及び該干渉補償手段７に与えるための減算手段５
から構成される。ここで使用される前記基準波形導出手
段４には、前述の第一の構成から第四の構成までの基準
波形導出手段４が使用される。

【００１７】

【作用】図１によれば、図１４の従来構成に対して、本
発明による波形導出手段４とその波形導出手段４の出力
と等化演算手段２の出力の差分をとり本発明による新た
な誤差信号Ｅを作りだすための減算手段５が加えられて
いる。出力周期ｆの間引き手段３からのチャネル出力
は、ロールオフ特性を有するか又はそれを近似する基準
波形導出手段４によってフイルタリングされて出力周期
ｎｆの基準波形となる。その基準波形は等化演算手段２
の出力波形によって減算比較され、減算手段５は周期ｎ
ｆ毎に正確な値を有する誤差信号Ｅを生成する。この新
たに作られた誤差信号Ｅが等化演算手段２に与えられ等
化演算手段２における全ての極性信号ｄに対して相関結
果が得られることになり高精度な回線等化が可能にな
る。

【００１８】なお、波形導出手段４において、オーバー
サンプリングクロックｎｆの位置における信号レベルを
求めるに際し、基準信号Ｖ（ｔ）は、

【数３】 によって演算可能である。ここでＴとｔは前述と同様で
あり、Ａ（Ｔ）はクロックｆ毎のデータレベルを表し、
例えば１６−ＱＡＭの場合に４値レベルとなる。ｈ
（ｔ）はクロックｎｆで変化しインパルス応答から求ま
る係数でロールオフ率により決定される。すなわち、オ
ーバーサンプリングした時間ｔの信号レベルも前後デー
タにある係数を掛けそれらを加算することによってその
理想レベルが導出される。オーバーサンプル時間ｔの誤
差信号Ｅ（ｔ）は等化演算手段２の出力からこのＶ
（ｔ）を引き算することによって規定される。図７には
上記の動作を具体的に示した波形図を示す。図におい
て、（ａ）〜（ｅ）は図１５と同じものを示している。
（ｇ）のチャネル出力は波形導出手段４でフィルタリン
グされ（ｈ）のクロックｎｆで変化する基準波形とな
る。その基準波形は（ｆ）の等化演算手段２の出力波形
と減算手段５によって比較され、その結果得られた
（ｉ）の誤差信号Ｅは（ｄ）の極性信号ｄと同様にクロ
ックｎｆにおいても正確な値を有して変化する信号とな
る。

【００１９】波形導出手段４の第一の構成において、前
記式（１）に従い、入力信号に係数を掛けて加算してい
くことによって波形導出が行われる。係数メモリ１３０
にはインパルス応答から算出された係数が記憶され、そ
の出力はクロックｎｆ毎にオーバーサンプル数ｎの周期
で変化する。ｔ＝ｎａ（ａ＝０，１，・・・）の時が従
来制御と同じ値を示し、ｈ₀ ＝１その他でｈ_i ＝０（ｉ
＝０以外）である。この場合には複数タップＮ（Ｎ＞
２，Ｎは整数）の折れ線近似により基準波形が与えられ
る。

【００２０】フリップフロップ１０１〜１０４はその数
が多いほど精度が良くなるが、回路を簡略化するために
フリップフロップの数を１個としたのが第二の構成であ
る。これをさらに簡略化して２つの時間を直線近似した
のが第三及び第四の構成である。この場合の方法は、ｔ
＝ａｎ＋ｂ（ａ＝０，１，２・・，ｂ＜ｎ）とした時、
Ｖ（ｔ）は、

【数４】 と表されることから第三の構成のごとく簡易なカウンタ
２３１，２３２を使用するこができ、さらに前記カウン
タ２３１，２３２、乗算器２１０，２１１そして加算器
２２１を含めてその演算結果をＲＯＭ化することでより
一層簡易化された第四の構成とすることができる。

【００２１】

【実施例】以下に本発明によるオーバーサンプリングト
ランスバーサル等化器を用いた一実施例を図面を参照し
ながら説明する。図８は本発明によるオーバーサンプリ
ングトランスバーサル等化器を用いたＱＡＭ受信器の復
調部を示した一実施例である。図においてアンテナ９か
らローパスフィルタ１３までの復調段までは図１０の従
来復調部と同様であり、アナログ−デジタル変換器１か
らチャネル出力までの等化段に図１の本発明によるオー
バーサンプリングトランスバーサル等化器が使用されて
いる。

【００２２】図９は本発明による干渉補償手段を備えた
オーバーサンプリングトランスバーサル等化器（図６）
を用いたＸＰＩＣ（交差偏波間干渉補償器）の一実施例
である。ＸＰＩＣ７は本システム（図の上側）で発生し
たＶ，Ｈ偏波間の干渉を補償するために、他のシステム
（図の下側）から偏波（Ｖ又はＨ偏波）信号をもらいト
ランスバーサルフィルタ７により本システムで生じたそ
の信号による波形歪みを除去しようとするものである。
ＸＰＩＣ７の内部はトランスバーサルフィルタ２と全く
同じものである。これと同様なアプリケーションとし
て、ＱＡＭ無線局近傍のＦＭ局からその受信信号の一部
をもらいＱＡＭ復調器で受信されたＦＭ信号を除去する
のにも使用可能である。

【００２３】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によるオーバ
ーサンプリングトランスバーサル等化器よれば、オーバ
ーサンプリング時の誤差信号を導出することが可能とな
り高精度な回線等化が可能になる。またタップ演算処理
回数もオーバーサンプリング分増えることから高速な適
合処理が可能になる。本発明を実現するための波形導出
手段は簡易構成とすることで小型及び低コストに実現可
能である。また前記高精度な等化により、本発明を用い
た干渉補償器は従来以上に高性能化することが容易にで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるオーバーサンプリングトランスバ
ーサル等化器を示すブロック図である。

【図２】本発明による波形導出手段の構成例（タップ数
５の場合）を示すブロック図である。

【図３】本発明による波形導出手段の構成例（タップ数
２の場合（１））を示すブロック図である。

【図４】本発明による波形導出手段の構成例（タップ数
２の場合（２））を示すブロック図である。

【図５】本発明による波形導出手段の構成例（タップ数
２の場合（３））を示すブロック図である。

【図６】本発明による干渉補償手段を備えたオーバーサ
ンプリングトランスバーサル等化器を示すブロック図で
ある。

【図７】図１のオーバーサンプリングトランスバーサル
等化器の動作波形図である。

【図８】本発明によるオーバーサンプリングトランスバ
ーサル等化器を用いたＱＡＭ復調器のブロック図であ
る。

【図９】本発明をＸＰＩＣに適用した場合のブロック図
である。

【図１０】従来のトランスバーサル等化器を用いたＱＡ
Ｍ復調部のブロック図である。

【図１１】トランスバーサル等化器の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１２】トランスバーサルフィルタの一例（５タップ
の場合）を示すブロック図である。

【図１３】トランスバーサル等化器の詳細な回路構成を
示すブロック図である。

【図１４】従来のオーバーサンプリングトランスバーサ
ル等化器を用いたＱＡＭ復調器のブロック図である。

【図１５】図１４の極性信号と誤差信号の一例を示す動
作波形図である。

【符号の説明】

１，６…アナログ−デジタル変換手段 ２…等化演算手段 ３…間引き手段 ４…基準波形導出手段 ５，８…減算手段 ７…干渉補償手段 ９…アンテナ １０…ハイブリッド １１…局部発振器 １２…ミキサ １３…ローパスフィルタ １４…ＶＣＯ ｄ…極性信号 ｅ，Ｅ…誤差信号 １０１〜１０４，２０１，４０１〜４０４…フリップフ
ロップ １１０〜１１４，２１０，２１１，４１０〜４１４…乗
算器 １２１〜１２４，２２１，３１０，３１１，４２１〜４
２４…加算器 １３０，２３０…係数メモリ ２３１，２３２…カウンタ ２３３…ＲＯＭ ３００〜３０３…トランスバーサルフィルタ ４４０，４４１…排他的論理和ゲート ４３０，４３１…アップダウンカウンタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 青野 芳民 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 平１−235405（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−74841（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−125135（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−290334（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−37489（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−14311（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 1/76 - 3/44 H04B 3/50 - 3/60 H04B 7/005 - 7/015 H03H 15/00 - 15/02 H03H 19/00 H03H 21/00 H04L 27/01

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２つの受信信号をその受信データの変調
   速度（ｆ）の整数倍に同期したクロック（ｎｆ）（ｎは
   整数）でサンプリングしデジタル信号に変換するための
   各受信信号に対応したアナログ−デジタル変換手段
   （１，６）、各々の該アナログ−デジタル変換手段
   （１，６）からの入力と誤差信号（Ｅ）とを基にデジタ
   ル演算をおこない該クロック（ｎｆ）で適合的に等化処
   理をおこなうための等化演算手段（２）及び干渉補償手
   段（７）、該等化演算手段（２）と該干渉補償手段
   （７）の出力間の差分を与える減算手段（８）、該減算
   手段（８）の出力速度（ｎｆ）を該受信データ変調速度
   （ｆ）に変換しチャネル出力を与えるための間引き手段
   （３）、該間引き手段（３）の出力からクロック（ｎ
   ｆ）で変化する前記基準波形を導出するための基準波形
   導出手段（４）、そして該減算手段（８）の出力と該基
   準波形導出手段（４）の出力の差分から前記誤差信号
   （Ｅ）を生成しそれを該等化演算手段（２）及び該干渉
   補償手段（７）に与えるための減算手段（５）から構成
   されることを特徴とする干渉補償手段を備えたオーバー
   サンプリングトランスバーサル等化器。
2. 【請求項２】 前記基準波形導出手段（４）は、前記同
   期クロック（ｆ）で動作し入力信号及び前段からの信号
   を一時記憶するための複数のフリップフロップ、該入力
   信号と該フリップフロップの出力信号に各々対応した前
   記同期クロック（ｎｆ）で変化するフィルタ係数を与え
   るための係数メモリ（１３０）、該入力信号及び該フリ
   ップフロップの出力信号と該係数メモリ（１３０）の出
   力信号を各々乗算するための乗算器、そして該乗算器か
   らの全ての出力を加算するための加算器から構成され複
   数タップＮ（Ｎ＞２，Ｎは整数）の折れ線近似により前
   記基準波形を与えることを特徴とする請求項１記載の干
   渉補償手段を備えたオーバーサンプリングトランスバー
   サル等化器。
3. 【請求項３】 前記基準波形導出手段（４）は、前記同
   期クロック（ｆ）で動作し入力信号を一時記憶するため
   の一個のフリップフロップ（２０１）、該入力信号と該
   フリップフロップ（２０１）の出力信号に各々対応した
   前記同期クロック（ｎｆ）で変化するフィルタ係数を与
   えるための係数メモリ（２３０）、該入力信号及び該フ
   リップフロップ（２０１）の出力信号と該係数メモリ
   （２３０）の出力信号を各々乗算するための乗算器（２
   １０〜２１１）、そして該乗算器（２１０〜２１１）か
   らの出力を加算するための加算器（２２１）から構成さ
   れ２タップの直線近似により前記基準波形を与えること
   を特徴とする請求項１記載の干渉補償手段を備えたオー
   バーサンプリングトランスバーサル等化器。