JP3604583B2 - 適応等化器及び復調装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、適応等化器及び復調装置に係り、特に、ディジタル無線通信装置の受信側に設置され、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する適応等化器及び復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル無線通信では、無線伝送路におけるフェージングや無線装置の調整の不完全性により、受信信号の波形に歪みが生ずる。この波形歪みは符号誤りの原因になるため、フェージングの厳しい環境下で用いる無線装置や多値数の多い無線装置には、波形歪みを補償する適応等化器が搭載される。
【０００３】
適応等化器は、遅延線や可変抵抗器などのアナログ回路で構成する場合と、フリップフロップや乗算器、加算器などのディジタル回路で構成する場合とに分類できる。また、本回路は、何段階か遅延させた入力信号にフィルタ係数を掛合わせ、これらを加算することで濾波を行うフィルタ部と、フィルタ係数を更新することでフィルタ部の周波数特性を適応的に可変する係数更新部から成り、各部の構造によっても分類できる。まず、フィルタ部は線形フィルタと非線形フィルタに分類できる。前者の例として帰還路を持たずインパルス応答が有限時間で消えるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ（トランスバーサル型フィルタとも呼ばれる）、及び帰還路を持ちインパルス応答が無限に続くＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタが挙げられる。また、後者の例として、フィルタ部出力を識別判定した結果を帰還路に入力するＤＦＥ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）が挙げられる。また、フィルタ部は、タップがシンボル間隔で配置される構造と、シンボル時間の分数間隔で配置される構造とに分類することもできる。
【０００４】
一方、係数更新部は適応アルゴリズムにより分類できる。適応アルゴリズムの代表としてＺＦ（Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）法、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅｓ）法、ＭＳＥ（Ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ）法、及びＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ ｌｅａｓｔ ｓｑｕａｒｅｓ）法が挙げられる。これらの適応アルゴリズムは、適応等化器出力の真値に対する実際の出力の誤差の最大値、又は誤差の２乗平均値が最小になるようにフィルタ係数を逐次更新する。以下に、ＺＦ法を適応アルゴリズムとして用いたシンボル間隔のトランスバーサル型適応等化器を例に挙げて説明する。
【０００５】
第１４図に適応等化器の構成と、本回路を備えた直交変調方式用の復調装置構成を示す。本復調装置には、受信信号を直交検波してＩチャネルとＱチャネルのべ−スバンド信号を生成する直交検波器１２と、受信信号又はべ−スバンド信号から受信信号に同期したキャリア信号を生成し直交検波器１２へ出力するキャリア再生回路１１と、直交検波器出力をサンプリングするアナログ／ディジタル変換器８、９と、アナログ／ディジタル変換器８、９が出力するサンプル信号ｘｉ （ｋ）、ｘｑ （ｋ）に含まれる波形歪みを補償する適応等化器１９と、適応等化器１９の出力を識別判定して復号信号を得る識別判定回路１７とを備える。
【０００６】
適応等化器１９には、ＩチャネルとＱチャネルのサンプル信号ｘｉ （ｋ）、ｘｑ （ｋ）を濾波するディジタルフィルタ１４と、ディジタルフィルタ１４の出力ｙｉ （ｋ）、ｙｑ （ｋ）と識別判定回路１７の判定結果ｙ− （ｋ）（なお、ｙ− は、ｙバーを示す。以下同じ。）との差を計算して誤差量を求める減算器１６と、識別判定回路１７の判定結果ｙ− （ｋ）と誤差量ｅ（ｋ）に基づきディジタルフィルタの周波数特性を適応的に更新する係数更新回路１５とを備える。
【０００７】
ディジタルフィルタは、ＩチャネルとＱチャネルのサンプル信号ｘ（ｋ）＝［ｘｉ （ｋ） 、ｘｑ （ｋ） ］Ｔ と係数演算回路が計算したフィルタ係数Ｃ（ｋ）を基にｋ番目の出力
【０００８】
【数１】
【０００９】
を計算する。
ここで、ａＴ は、ベクトルａの転置を表す。また、ＭとＮは任意の自然数であり、ディジタルフィルタのタップ数はＭ＋Ｎ＋１となる。式（１）をディジタル回路で実現すると、第１５図のようになる。これに示すように、ディジタルフィルタは同じ構造の四つのブロック２３〜２６と２個の加算器２７、２８により構成される。各ブロックは、１シンボル時間だけサンプル信号を遅延させる遅延回路３２〜３４と、Ｍ＋Ｎ＋１個の乗算器３５〜３８と、１個の多入力加算器３９から構成される。
【００１０】
第１６図に、減算器と識別判定回路の動作をＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を例に挙げて示す。等化器の出力をｙ（ｋ）＝［ｙｉ （ｋ） 、ｙｑ （ｋ） ］Ｔ とする。識別判定回路は、ＩチャネルとＱチャネルの直交軸上に設定したしきい値を基準とし、識別判定した結果
【００１１】
【数２】
【００１２】
を誤差量として出力する。
次に、係数更新回路の構成を第１７図に示す。本回路は、誤差の絶対値の最大値
【００１３】
【数３】
【００１４】
が最小になるようフィルタ係数Ｃ（ｋ）を更新する。ここで、ξはｉ又はｑを表している。
【００１５】
【数４】
【００１６】
ここで、μはフィルタ係数の修正量を表し、ステップサイズパラメータと呼ばれる。また、ξとζはｉ又はｑを表している。よって、本回路も等しい構造の四つのブロック４５〜４８から成り、図１５のディジタルフィルタの四つのブロック２３〜２６にそれぞれ対応している。また、各ブロック４５〜４８には、遅延回路５５〜５８と、＃−Ｎから＃ＭまでのＭ＋Ｎ＋１個の演算ユニット５０〜５４を備える。各演算ユニット５０〜５４は、正負を判定する符号器５９、６０と、二つの乗算器６１、６３と、アップ／ダウンカウンタ６２と、累算器６４とを備える。二つの符号器５９、６０は、それぞれ識別判定結果と誤差量の符号を求める。乗算器６１は、符号器の出力を乗算する。アップ／ダウンカウンタ６２は、乗算結果をある時間だけ加算し、さらに加算結果の符号を求める。ここで、第１７図に示すＮｕｄｃ は、加算する時間を決めるパラメータである。もう一つの乗算器６３は、μを乗算して累算器へ出力する。累算結果はフィルタ係数として出力される。
【００１７】
なお、第１７図の符号器を取り外し、アップ／ダウンカウンタを累算器に置き換えることにより、識別判定結果と誤差量の大きさに依存して修正量を可変できる。これにより、収束時間を早くでき、かつフィルタ係数更新を安定化できる。この変更に加えて、識別判定結果ｙ− （ｋ）の代りにフィルタ入力ｘ（ｋ）を入力すれば、ＭＳＥ法が実現できる。ＭＳＥ法はＺＦ法に比べ回路規模は大きくなるが、収束性に優れるという特徴を持つ。ＬＭＳ法はＭＳＥ法を簡略化した方法である。また、ＭＳＥ法に比べ収束性に優れているアルゴリズムがＲＬＳ法である。しかし、ＲＬＳ法は、さらに回路規模が大きくなる。ＲＬＳ法を実現するため第１７図の構成をそのまま用いることは出来ないが、フィルタ入力ｘ（ｋ）と誤差量ｅ（ｋ）の情報が得られればＲＬＳ法も実現できる。
【００１８】
フィルタ部の構造については、武部著、「ディジタルフィルタの設計」、東海大学出版会発行に詳しい。また、適応アルゴリズムについては、宮川他著、「ディジタル信号処理」、電子情報通信学会発行、及びＳ．Ｈａｙｋｉｎ著、武部訳、「適応フィルタ入門」、現代工学社発行に詳しい。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
前述のとおり、適応等化器はフィルタ係数を求めるため、適応等化器出力の識別判定結果又は適応等化器入力、及び誤差量を必要とする。また、ＰＳＫやＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調方式に適応等化器を適用する場合、フィルタ係数を安定にかつ確実に求めるため、識別判定結果及び誤差量はＩチャネルとＱチャネルそれぞれ独立に求める必要がある。従って、第１６図に示すように、Ｉ、Ｑチャネルの直交軸上にしきい値を設定し、識別判定と誤差量の決定を各チャネルで独立に行っている。
【００２０】
しかしながら、このような識別判定を行うには、適応等化器出力がなす直交座標面と、しきい値を設定した基準座標面が時間的にずれないようにキャリアを同期させる必要がある。そのため、適応等化器を備える復調装置には、第１４図のようにキャリア再生回路が備えられる。このように、キャリアを同期させる復調方式は同期検波方式と呼ばれる。
【００２１】
一方、携帯電話などの移動通信や衛星通信では、バースト状の無線信号を用いてディジタルデータを伝送することが主流である。これらの無線通信に適用する復調装置には、バースト信号に対して効率的に対応するため、キャリア同期時間を短縮することが求められる。しかしながら、現状のキャリア再生回路はキャリアの再生に時間を要し、かつ回路が複雑になることから、移動通信用の復調装置に同期検波方式を採用することが困難となっている。このため、１シンボル離れた二つのサンプル信号の差分からデータを復号することでキャリア再生が不要な遅延検波方式が用いられている。しかしながら、この方式では１シンボル離れた二つの誤差量がそれぞれ相関を持ち、さらにＩ、Ｑチャネル間の誤差量も相関を持つため、従来の適応等化器ではフィルタ係数を決定できないという問題がある。従って、従来の適応等化器は遅延検波方式に対応できないため、バースト信号を扱う移動通信や衛星通信では歪み補償の手段として適応等化器を採用できないという問題があった。
【００２２】
本発明は、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する適応等化器及び復調装置において、遅延検波方式に対応する機能を備え、バースト信号を扱う無線通信における歪み補償可能な適応等化器を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載された発明は、無線伝送路及び無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを補償する適応等化器において、該適応等化器の出力と、該適応等化器出力を遅延検波し識別判定した結果とに基づき、適応等化器出力の真の値を推定する演算手段と、前記推定した適応等化器出力の真値に対する、適応等化器出力の誤差量を求める手段と、前記誤差量と前記推定した適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２４】
請求項１記載の発明によれば、適応等化器に適応等化器出力の真の値を推定する演算手段を設け、推定した適応等化器出力の真値に対する、適応等化器出力の誤差量を求める手段と、前記誤差量と前記推定した適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段とを備えことにより、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する適応等化器において、遅延検波方式に対応する機能を備え、バースト信号を扱う無線通信における歪み補償を可能とすることができる。
【００２５】
請求項２に記載された発明は、請求項１記載の係数更新手段は、前記誤差量と前記推定した適応等化器出力の真値とに基づきフィルタ係数を逐次更新する代わりに、前記誤差量と前記適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新することを特徴とする。
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の適応等化器は、誤差量と前記適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する適応等化器であってもよい。
【００２６】
請求項３に記載された発明は、無線伝送路及び無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを補償する適応等化器において、ｋ番目（ｋは整数）における前記適応等化器の出力と、ｋ番目及びｋ−１番目における前記適応等化器出力を遅延検波して識別判定した結果とに基づき、ｋ番目における前記適応等化器出力の真値を推定する演算手段と、ｋ番目における推定した前記適応等化器出力の真値に対する、ｋ番目における前記適応等化器出力の誤差量を求める手段と、ｋ番目より過去の誤差量とｋ番目より過去の推定した前記適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２７】
請求項３記載の発明によれば、ｋ番目における適応等化器の出力と、ｋ番目及びｋ−１番目における適応等化器出力を遅延検波して識別判定した結果とに基づき、ｋ番目における適応等化器出力の真値を推定する演算手段と、ｋ番目における推定した適応等化器出力の真値に対するｋ番目における適応等化器出力の誤差量を求める手段と、ｋ番目より過去の誤差量とｋ番目より過去の推定した適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段とを備えた、同期復調を必要としない遅延検波に対応した適応等化器により、バーストが発生する無線通信ディジタル伝送における時系列信号に対して、歪み補償可能とすることができる。
【００２８】
請求項４に記載された発明は、請求項３記載の係数更新手段は、ｋ番目より過去の誤差量とｋ番目より過去の推定した前記適応等化器出力の真値とに基づきフィルタ係数を逐次更新する代わりに、ｋ番目より過去の誤差量と前記適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新することを特徴とする。
請求項４記載の発明によれば、請求項３記載の適応等化器は、ｋ番目より過去の誤差量と適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する適応等化器であってもよい。
【００２９】
請求項５に記載された発明は、請求項１又は２記載の適応等化器において、前記演算手段は、適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた信号点遷移角度だけ適応等化器出力を線形変換することにより、適応等化器出力の真値を推定する演算手段、を備えたことを特徴とする。
請求項５記載の発明によれば、復調装置がＭ相ＰＳＫ変調方式又はＭ値スターＱＡＭ変調方式を採用している場合、前記演算手段を、適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた信号点遷移角度だけ適応等化器出力を線形変換することで適応等化器出力の真値を推定することができる。
【００３０】
請求項６に記載された発明は、請求項３又は４記載の適応等化器において、前記演算手段は、ｋ 番目及びｋ−１番目における適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた、ｋ−１番目からｋ 番目への信号点遷移角度だけ、ｋ−１番目における適応等化器出力を線形変換することにより、ｋ番目における適応等化器出力の真値を推定する演算手段、を備えたことを特徴とする。
【００３１】
請求項６記載の発明によれば、復調装置がＭ相ＰＳＫ変調方式又はＭ値スターＱＡＭ変調方式を採用している場合、前記演算手段を、ｋ番目及びｋ−１番目における適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた、ｋ−１番目からｋ番目への信号点遷移角度だけ、ｋ−１番目における適応等化器出力を線形変換することで、ｋ番目における適応等化器出力の真値を推定することができる。
【００３２】
請求項７に記載された発明は、請求項１ないし６記載の適応等化器を備えたことを特徴とする復調装置である。
請求項７記載の発明によれば、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する復調装置において、遅延検波方式に対応する機能を備え、バースト信号を扱う無線通信における歪み補償を可能とすることができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。
本発明の実施形態を示すブロック構成図を第１図に示す。本図は、本発明の適応等化器を備えた復調装置の構成例を示している。
本復調装置には、受信信号を直交検波してＩチャネルとＱチャネルのべースバンド信号を出力する直交検波器１２と、受信信号と同期しない一定周期のキャリア信号を発生する発振器７と、直交検波器出力をサンプリングするアナログ／ディジタル変換器８、９と、アナログ／ディジタル変換器８、９が出力するサンプル信号に含まれる波形歪みを補償する適応等化器１９と、１シンボル離れた二つの適応等化器出力の差分を求めるべースバンド遅延検波回路６と、べースバンド遅延検波器６の出力を識別判定して復号信号を得る識別判定回路１７とを備える。適応等化器１９には、ＩチャネルとＱチャネルのサンプル信号を濾波するディジタルフィルタ１４と、ディジタルフィルタ出力と識別判定回路１７の識別判定結果を和分演算し、適応等化器出力の推定真値を求める和分演算回路５と、適応等化器出力と推定真値との差を計算して誤差量を求める減算器１６と、適応等化器出力の推定真値と誤差量に基づきディジタルフィルタの周波数特性を適応的に更新する係数更新回路１５とを備える。
【００３４】
第２図に本発明の特徴を、ＱＰＳＫ変調方式を例に挙げて示す。適応等化器に備えたディジタルフィルタ１４は、入力されたサンプル信号系列ｘ（ｋ）＝［ｘｉ （ｋ） 、ｘｑ （ｋ） ］Ｔ にフィルタ係数Ｃ（ｋ）を掛合わせ、式（１）で表されるｙ（ｋ）＝［ｙｉ （ｋ） 、ｙｑ （ｋ） ］Ｔ 及びｙ（ｋ−１）＝［ｙｉ （ｋ−１） 、ｙｑ （ｋ−１） ］Ｔ を出力する。べースバンド遅延検波回路６及び識別判定回路１７は、これらの信号を基に遅延検波し、識別判定結果ｄ（ｋ）を出力する。例えばＱＰＳＫ変調方式における、べースバンド信号の瞬時位相に基づく遅延検波は次式に従う。
【００３５】
θ（ｋ）＝ｔａｎ −１｛ｙｑ （ｋ） ／ｙｉ （ｋ） ｝
△θ（ｋ）＝θ（ｋ）−θ（ｋ−１）
【００３６】
【数５】
【００３７】
さらに、減算器は式（２）に従って推定真値ｙ− （ｋ）と適応等化器出力ｙ（ｋ）との差を誤差量ｅ（ｋ）として出力する。係数更新回路１５は、適応等化器の推定真値ｙ− （ｋ）と誤差量ｅ（ｋ）に基づき、式（４）に従ってｋ＋１番目のフィルタ係数Ｃ（ｋ＋１）を計算する。ディジタルフィルタ１４は、更新されたフィルタ係数Ｃ（ｋ＋１）を用いて入力信号の濾波を行う。
【００３８】
上記のとおり、本発明は、遅延検波した結果から従来の適応等化器が必要とする誤差量、及び適応等化器出力の識別判定結果を導く機能を備えているため、本発明の適応アルゴリズムとして従来のアルゴリズムをそのまま用いることができる。また、ディジタルフィルタ構成も同等であり、従来のフィルタ構造をそのまま用いることができる。従って、本発明は同期検波方式の採用が困難な復調装置にも適用でき、バースト信号を扱う無線通信における波形歪みの補償手段として有効である。
（実施例１）
実施例１を第１図を用いて説明する。第１図に示す復調装置には、既に説明したように、直交検波器１２と、発振器７と、アナログ／ディジタル変換器８、９と、適応等化器１９と、べースバンド遅延検波回路６と、識別判定回路１７とを備える。また、適応等化器１９には、ディジタルフィルタ１４と、和分演算回路５と、減算器１６と、係数更新回路１５とを備える。
【００３９】
第３図にべースバンド遅延検波回路６及び識別判定回路１７の具体的な構成例を示す。本図のべースバンド遅延検波回路６と識別判定回路１７は、Ｍ相ＰＳＫ変調方式（Ｍは２以上の偶数）に対応し、かつべースバンド信号の瞬時位相に基づいた遅延検波を行う構成を例示している。
べースバンド遅延検波回路６には、座標変換回路（ｔａｎ −１｛ｙｑ （ｋ） ／ｙｉ （ｋ） ｝）と、遅延回路８４と、減算器８５とを備え、識別判定回路１７には、識別判定器８８を備える。
【００４０】
べースバンド遅延検波回路６には、端子８１、８２から、適応等化器出力ｙ（ｋ）＝［ｙｉ （ｋ） 、ｙｑ （ｋ） ］Ｔ を入力する。座標変換回路８３は、逆正接関数に従って瞬時位相θ（ｋ）を求める。本回路はＲＯＭ（Ｒｅａｄ ｏｎｌｙ ｍｅｍｏｒｙ）を用いて構成できる。遅延回路８４はθ（ｋ）を１シンボル時間遅延させ、θ（ｋ−１）を出力する。減算器８５はθ（ｋ）とθ（ｋ−１）の差△θ（ｋ）を計算する。識別判定器８８は、△θ（ｋ）の値をＭ相のうちのいずれかの位相に識別判定し、判定結果ｄ（ｋ）及び復号信号を、端子１８、２０、８０から出力する。
【００４１】
第４図に和分演算回路５の具体的な構成例を示す。本図もＭ相ＰＳＫ変調方式に対応した実施例である。和分演算回路５には、二つの遅延回路９３、９４と、二種類のＲＯＭ９５、９６と、複素乗算器９７とを備える。和分演算回路５には、適応等化器出力ｙ（ｋ）＝［ｙｉ （ｋ） 、ｙｑ （ｋ） ］Ｔ と、識別判定結果ｄ（ｋ）とを、端子９０、９２から入力する。ｙｉ （ｋ） とｙｑ （ｋ） は、二つの遅延回路９３、９４でそれぞれ１シンボル時間遅延され、ｙｉ （ｋ−１） とｙｑ （ｋ−１） として出力される。一方、ｄ（ｋ）は二種類のＲＯＭ９５、９６へ入力され、それぞれｃｏｓ｛ｄ（ｋ）｝とｓｉｎ｛ｄ（ｋ）｝として出力される。複素乗算器９７は、これらの信号を複素乗算し、
を出力する。
【００４２】
なお、ＱＰＳＫ変調方式だけに対応する和分演算回路は、第５図に示すように二つの遅延回路９３、９４、二つの符号変換器１０２、１０３及び二つの４−１セレクタ１００、１０１で実施することも可能である。各４−１セレクタ１００、１０１には、ｙｉ （ｋ） 、ｙｑ （ｋ） ｙｉ （ｋ−１） 、ｙｑ （ｋ−１） 及びｄ（ｋ）が印加されている。
【００４３】
本発明に備えられるディジタルフィルタと係数更新回路は、従来の適応等化器に備えられるディジタルフィルタ（第１５図）、及び係数更新回路（第１７図）と同じ構成で実施できる。
上記の実施例は、主としてハードウェアを用いて実施した例について示した。しかしながら、上記回路の動作をソフトウェアで記述し、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）上で動作させることも可能である。
（実施例２）
実施例２として、Ｍ値スターＱＡＭ変調方式（Ｍは２以上の偶数）に対応した適応等化器について説明する。
【００４４】
べースバンド遅延検波回路及び識別判定回路の構成を第６図に示す。べースバンド遅延検波回路６は、第３図の回路に２乗加算回路（ｙｉ ２ （ｋ）＋ｙｑ ２ （ｋ））１０５を付加した回路である。本回路は実施例１で説明した処理を行うと同時に、入力された適応等化器出力を２乗加算回路１０５によりそれぞれ２乗し、さらに加算して出力する。一方、識別判定回路１７は、第３図の回路に、さらに一つ識別判定器８９を付加した回路である。識別判定回路１７は、実施例１で説明した処理を行うと同時に、新たに付加した識別判定器８９により適応等化器出力の振幅成分を識別判定し、識別判定結果ｄａ （ｋ）を出力する。
【００４５】
和分演算回路の構成を、第７図に示す。本回路は、第４図の回路に３個の乗算器１３３、１３４、１３５を付加した回路である。本回路は実施例１で説明した処理に加え、複素乗算器出力に判定結果ｄａ （ｋ）のα倍もしくは１／α倍を掛合わせ、ｙ（ｋ）を出力する。なお、αはＭ値スターＱＡＭ変調方式の信号点の振幅レベル比に依存した定数である。
【００４６】
実施例１及び実施例２では、それぞれＭ相ＰＳＫ変調方式、Ｍ値スターＱＡＭ変調方式に対応した本発明の適応等化器の実施例について示した。なお、遅延検波方式で復調できる上記以外の変調方式には、各変調方式に依存して上記回路に若干の変更を加えることで本発明の適応等化器を実現することができる。
次に、計算機シミュレーションで得られた本発明の効果を、第８図〜第１３図に示す。シミュレーションでは、変調方式にＱＰＳＫを、復調方式にべースバンド遅延検波方式を用い、ロールオフ率が０．６のナイキスト伝送系とした。また、キャリアとクロックの周波数をそれぞれ１４０［ＭＨｚ］と１２．５［ＭＨｚ］とし、変復調装置間のキャリア周波数差が無い場合とある場合とを調べた。さらに、フェージング条件として、干渉波と直接波の振幅比が０．９９９、遅延時間差がＴ／４（Ｔはシンボル周期）、干渉波と直接波の位相差が４π／５［ｒａｄ］の２波干渉モデルを用い、搬送波電力対雑音電力比（ＣＮＲ）は無限大とした。
【００４７】
第８図に、上記フェージング環境下における受信信号のＩ、Ｑ直交座標上の信号点配置を示す。なお、変復調装置問のキャリアの周波数は等しい。本図から干渉波の影響で信号点の分布が拡がり、信号点間隔が狭くなっていることがわかる。よって、本条件では符号誤り率が増加することは明らかである。
一方、同一条件における適応等化器出力の信号点配置を第９図に示す。適応等化器のタップ数は５である。本図を見ると、適応等化器出力の信号点が４点に収束しており、本発明の適応等化器により波形歪みが補償されていることがわかる。
【００４８】
次に第１０図に、適応等化器を動作させ始めてからの経過時間と、遅延検波し識別判定した際の誤差量［△θ（ｋ）−ｄ（ｋ）］との関係を示す。なお、本図の誤差量は２０回計算した２乗平均値を示している。本図から、約４００［Ｔ］で誤差量が約５度まで減少し、適応等化器が収束していることがわかる。
次に、変復調装置間でキャリア周波数に５［ｐｐｍ］の差がある場合の、適応等化器前後の信号点配置と誤差量の時間変化を、それぞれ第１１図、第１２図、及び第１３図に示す。変復調装置間でキャリアが同期していないため、第１１図と第１２図はそれぞれ第８図と第９図の信号点が原点を中心に回転していると見なせる。第１３図は第１０図と同様に経過時間と誤差量の関係を表しており、本図から約４００［Ｔ］で適応等化器が収束していることがわかる。
【００４９】
従って、本発明の適応等化器は同期検波が不要であり、遅延検波方式を用いた復調装置における歪み補償手段として有用であると言える。
以上説明したように、本発明の適応等化器は、従来の適応等化器と異なり遅延検波方式に適用できるため、バースト信号を扱う無線通信に対し適用可能である。また、一般的に適応等化器にはサンプルタイミングのずれを補償する効果もあるため、本発明の適応等化器は、遅延検波方式を用いた復調装置においてクロック再生回路として用いることも可能である。
【００５０】
【発明の効果】
上述の如く本発明によれば、次に述べる種々の効果を奏することができる。
請求項１記載の発明によれば、適応等化器に適応等化器出力の真の値を推定する演算手段を設け、推定した適応等化器出力の真値に対する、適応等化器出力の誤差量を求める手段と、前記誤差量と前記推定した適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段とを備えことにより、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する適応等化器において、遅延検波方式に対応する機能を備え、バースト信号を扱う無線通信における歪み補償を可能とすることができる。
【００５１】
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の適応等化器は、誤差量と前記適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する適応等化器であってもよい。
請求項３記載の発明によれば、ｋ番目における適応等化器の出力と、ｋ番目及びｋ−１番目における適応等化器出力を遅延検波して識別判定した結果とに基づき、ｋ番目における適応等化器出力の真値を推定する演算手段と、ｋ番目における推定した適応等化器出力の真値に対するｋ番目における適応等化器出力の誤差量を求める手段と、ｋ番目より過去の誤差量とｋ番目より過去の推定した適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段とを備えた、同期復調を必要としない遅延検波に対応した適応等化器により、バーストが発生する無線通信ディジタル伝送における時系列信号に対して、歪み補償可能とすることができる。
【００５２】
請求項４記載の発明によれば、請求項３記載の適応等化器は、ｋ番目より過去の誤差量と適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する適応等化器であってもよい。
請求項５記載の発明によれば、復調装置がＭ相ＰＳＫ変調方式又はＭ値スターＱＡＭ変調方式を採用している場合、前記演算手段を、適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた信号点遷移角度だけ適応等化器出力を線形変換することで適応等化器出力の真値を推定することができる。
【００５３】
請求項６記載の発明によれば、復調装置がＭ相ＰＳＫ変調方式又はＭ値スターＱＡＭ変調方式を採用している場合、前記演算手段を、ｋ番目及びｋ−１番目における適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた、ｋ−１番目からｋ番目への信号点遷移角度だけ、ｋ−１番目における適応等化器出力を線形変換することで、ｋ番目における適応等化器出力の真値を推定することができる。
【００５４】
請求項７記載の発明によれば、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する復調装置において、遅延検波方式に対応する機能を備え、バースト信号を扱う無線通信における歪み補償を可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の適応等化器の実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の動作原理を説明する図である。
【図３】べースバンド遅延検波器と識別判定回路の第一実施例を示す図である。
【図４】和分演算回路の第一実施例を示す図である。
【図５】和分演算回路の別の構成例を示す図である。
【図６】べースバンド遅延検波器と識別判定回路の第二実施例を示す図である。
【図７】和分演算回路の第二実施例を示す図である。
【図８】計算機シミュレーションの結果であり、フェージングにより波形歪みが生じた場合の信号点配置を示す図である。
【図９】計算機シミュレーションの結果であり、フェージングによる波形歪みを本発明の適応等化器で補償して得られた信号点配置を示す図である。
【図１０】計算機シミュレーションの結果であり、本発明の適応等化器が動作を始めてからの経過時間と遅延検波し識別判定した際の誤差量との関係を示す図である。
【図１１】計算機シミュレーションの結果であり、フェージングにより波形歪みが生じた場合の信号点配置を示す図である。
【図１２】計算機シミュレーションの結果であり、フェージングによる波形歪みを本発明の適応等化器で補償して得られた信号点配置を示す図である。
【図１３】計算機シミュレーションの結果であり、本発明の適応等化器が動作を始めてからの経過時間と遅延検波し識別判定した際の誤差量との関係を示す図である。
【図１４】従来例を示すブロック構成図である。
【図１５】従来例を示すブロック構成図であり、ディジタルフィルタの構成を示す図である。
【図１６】従来例の動作原理を示す図である。
【図１７】従来例を示すブロック構成図であり、係数更新回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
５ 和分演算回路
６ ベースバンド遅延検波回路
７ 発振器
８、９ Ａ／Ｄ変換器
１０ 入力端子
１２ 直交検波器
１４ ディジタルフィルタ
１５ 係数更新回路
１６、８５、１０２、１０３ 減算器
１７ 識別判定回路
１９ 適応等化器
１８、２０ 出力端子
８３ 座標変換回路
８４、９３、９４ 遅延回路（Ｔ）
８８、８９ 識別判定器
９５、９６ ＲＯＭ
９７ 複素乗算器
１０５ ２乗加算回路
１３３、１３４、１３５ 乗算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、適応等化器及び復調装置に係り、特に、ディジタル無線通信装置の受信側に設置され、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する適応等化器及び復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル無線通信では、無線伝送路におけるフェージングや無線装置の調整の不完全性により、受信信号の波形に歪みが生ずる。この波形歪みは符号誤りの原因になるため、フェージングの厳しい環境下で用いる無線装置や多値数の多い無線装置には、波形歪みを補償する適応等化器が搭載される。
【０００３】
適応等化器は、遅延線や可変抵抗器などのアナログ回路で構成する場合と、フリップフロップや乗算器、加算器などのディジタル回路で構成する場合とに分類できる。また、本回路は、何段階か遅延させた入力信号にフィルタ係数を掛合わせ、これらを加算することで濾波を行うフィルタ部と、フィルタ係数を更新することでフィルタ部の周波数特性を適応的に可変する係数更新部から成り、各部の構造によっても分類できる。まず、フィルタ部は線形フィルタと非線形フィルタに分類できる。前者の例として帰還路を持たずインパルス応答が有限時間で消えるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ（トランスバーサル型フィルタとも呼ばれる）、及び帰還路を持ちインパルス応答が無限に続くＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタが挙げられる。また、後者の例として、フィルタ部出力を識別判定した結果を帰還路に入力するＤＦＥ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）が挙げられる。また、フィルタ部は、タップがシンボル間隔で配置される構造と、シンボル時間の分数間隔で配置される構造とに分類することもできる。
【０００４】
一方、係数更新部は適応アルゴリズムにより分類できる。適応アルゴリズムの代表としてＺＦ（Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）法、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅｓ）法、ＭＳＥ（Ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ）法、及びＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ ｌｅａｓｔ ｓｑｕａｒｅｓ）法が挙げられる。これらの適応アルゴリズムは、適応等化器出力の真値に対する実際の出力の誤差の最大値、又は誤差の２乗平均値が最小になるようにフィルタ係数を逐次更新する。以下に、ＺＦ法を適応アルゴリズムとして用いたシンボル間隔のトランスバーサル型適応等化器を例に挙げて説明する。
【０００５】
第１４図に適応等化器の構成と、本回路を備えた直交変調方式用の復調装置構成を示す。本復調装置には、受信信号を直交検波してＩチャネルとＱチャネルのべ−スバンド信号を生成する直交検波器１２と、受信信号又はべ−スバンド信号から受信信号に同期したキャリア信号を生成し直交検波器１２へ出力するキャリア再生回路１１と、直交検波器出力をサンプリングするアナログ／ディジタル変換器８、９と、アナログ／ディジタル変換器８、９が出力するサンプル信号ｘｉ （ｋ）、ｘｑ （ｋ）に含まれる波形歪みを補償する適応等化器１９と、適応等化器１９の出力を識別判定して復号信号を得る識別判定回路１７とを備える。
【０００６】
適応等化器１９には、ＩチャネルとＱチャネルのサンプル信号ｘｉ （ｋ）、ｘｑ （ｋ）を濾波するディジタルフィルタ１４と、ディジタルフィルタ１４の出力ｙｉ （ｋ）、ｙｑ （ｋ）と識別判定回路１７の判定結果ｙ− （ｋ）（なお、ｙ− は、ｙバーを示す。以下同じ。）との差を計算して誤差量を求める減算器１６と、識別判定回路１７の判定結果ｙ− （ｋ）と誤差量ｅ（ｋ）に基づきディジタルフィルタの周波数特性を適応的に更新する係数更新回路１５とを備える。
【０００７】
ディジタルフィルタは、ＩチャネルとＱチャネルのサンプル信号ｘ（ｋ）＝［ｘｉ （ｋ） 、ｘｑ （ｋ） ］Ｔ と係数演算回路が計算したフィルタ係数Ｃ（ｋ）を基にｋ番目の出力
【０００８】
【数１】
を計算する。
ここで、ａＴ は、ベクトルａの転置を表す。また、ＭとＮは任意の自然数であり、ディジタルフィルタのタップ数はＭ＋Ｎ＋１となる。式（１）をディジタル回路で実現すると、第１５図のようになる。これに示すように、ディジタルフィルタは同じ構造の四つのブロック２３〜２６と２個の加算器２７、２８により構成される。各ブロックは、１シンボル時間だけサンプル信号を遅延させる遅延回路３２〜３４と、Ｍ＋Ｎ＋１個の乗算器３５〜３８と、１個の多入力加算器３９から構成される。
【００１０】
第１６図に、減算器と識別判定回路の動作をＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を例に挙げて示す。等化器の出力をｙ（ｋ）＝［ｙｉ （ｋ） 、ｙｑ （ｋ） ］Ｔ とする。識別判定回路は、ＩチャネルとＱチャネルの直交軸上に設定したしきい値を基準とし、識別判定した結果
【００１１】
【数２】
を誤差量として出力する。
次に、係数更新回路の構成を第１７図に示す。本回路は、誤差の絶対値の最大値
【００１３】
【数３】
が最小になるようフィルタ係数Ｃ（ｋ）を更新する。ここで、ξはｉ又はｑを表している。
【００１５】
【数４】
ここで、μはフィルタ係数の修正量を表し、ステップサイズパラメータと呼ばれる。また、ξとζはｉ又はｑを表している。よって、本回路も等しい構造の四つのブロック４５〜４８から成り、図１５のディジタルフィルタの四つのブロック２３〜２６にそれぞれ対応している。また、各ブロック４５〜４８には、遅延回路５５〜５８と、＃−Ｎから＃ＭまでのＭ＋Ｎ＋１個の演算ユニット５０〜５４を備える。各演算ユニット５０〜５４は、正負を判定する符号器５９、６０と、二つの乗算器６１、６３と、アップ／ダウンカウンタ６２と、累算器６４とを備える。二つの符号器５９、６０は、それぞれ識別判定結果と誤差量の符号を求める。乗算器６１は、符号器の出力を乗算する。アップ／ダウンカウンタ６２は、乗算結果をある時間だけ加算し、さらに加算結果の符号を求める。ここで、第１７図に示すＮｕｄｃ は、加算する時間を決めるパラメータである。もう一つの乗算器６３は、μを乗算して累算器へ出力する。累算結果はフィルタ係数として出力される。
【００１７】
なお、第１７図の符号器を取り外し、アップ／ダウンカウンタを累算器に置き換えることにより、識別判定結果と誤差量の大きさに依存して修正量を可変できる。これにより、収束時間を早くでき、かつフィルタ係数更新を安定化できる。この変更に加えて、識別判定結果ｙ− （ｋ）の代りにフィルタ入力ｘ（ｋ）を入力すれば、ＭＳＥ法が実現できる。ＭＳＥ法はＺＦ法に比べ回路規模は大きくなるが、収束性に優れるという特徴を持つ。ＬＭＳ法はＭＳＥ法を簡略化した方法である。また、ＭＳＥ法に比べ収束性に優れているアルゴリズムがＲＬＳ法である。しかし、ＲＬＳ法は、さらに回路規模が大きくなる。ＲＬＳ法を実現するため第１７図の構成をそのまま用いることは出来ないが、フィルタ入力ｘ（ｋ）と誤差量ｅ（ｋ）の情報が得られればＲＬＳ法も実現できる。
【００１８】
フィルタ部の構造については、武部著、「ディジタルフィルタの設計」、東海大学出版会発行に詳しい。また、適応アルゴリズムについては、宮川他著、「ディジタル信号処理」、電子情報通信学会発行、及びＳ．Ｈａｙｋｉｎ著、武部訳、「適応フィルタ入門」、現代工学社発行に詳しい。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
前述のとおり、適応等化器はフィルタ係数を求めるため、適応等化器出力の識別判定結果又は適応等化器入力、及び誤差量を必要とする。また、ＰＳＫやＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調方式に適応等化器を適用する場合、フィルタ係数を安定にかつ確実に求めるため、識別判定結果及び誤差量はＩチャネルとＱチャネルそれぞれ独立に求める必要がある。従って、第１６図に示すように、Ｉ、Ｑチャネルの直交軸上にしきい値を設定し、識別判定と誤差量の決定を各チャネルで独立に行っている。
【００２０】
しかしながら、このような識別判定を行うには、適応等化器出力がなす直交座標面と、しきい値を設定した基準座標面が時間的にずれないようにキャリアを同期させる必要がある。そのため、適応等化器を備える復調装置には、第１４図のようにキャリア再生回路が備えられる。このように、キャリアを同期させる復調方式は同期検波方式と呼ばれる。
【００２１】
一方、携帯電話などの移動通信や衛星通信では、バースト状の無線信号を用いてディジタルデータを伝送することが主流である。これらの無線通信に適用する復調装置には、バースト信号に対して効率的に対応するため、キャリア同期時間を短縮することが求められる。しかしながら、現状のキャリア再生回路はキャリアの再生に時間を要し、かつ回路が複雑になることから、移動通信用の復調装置に同期検波方式を採用することが困難となっている。このため、１シンボル離れた二つのサンプル信号の差分からデータを復号することでキャリア再生が不要な遅延検波方式が用いられている。しかしながら、この方式では１シンボル離れた二つの誤差量がそれぞれ相関を持ち、さらにＩ、Ｑチャネル間の誤差量も相関を持つため、従来の適応等化器ではフィルタ係数を決定できないという問題がある。従って、従来の適応等化器は遅延検波方式に対応できないため、バースト信号を扱う移動通信や衛星通信では歪み補償の手段として適応等化器を採用できないという問題があった。
【００２２】
本発明は、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する適応等化器及び復調装置において、遅延検波方式に対応する機能を備え、バースト信号を扱う無線通信における歪み補償可能な適応等化器を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載された発明は、無線伝送路及び無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを補償する適応等化器において、該適応等化器の出力と、該適応等化器出力を遅延検波し識別判定した結果とに基づき、適応等化器出力の真の値を推定する演算手段と、前記推定した適応等化器出力の真値に対する、適応等化器出力の誤差量を求める手段と、前記誤差量と前記推定した適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２４】
請求項１記載の発明によれば、適応等化器に適応等化器出力の真の値を推定する演算手段を設け、推定した適応等化器出力の真値に対する、適応等化器出力の誤差量を求める手段と、前記誤差量と前記推定した適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段とを備えことにより、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する適応等化器において、遅延検波方式に対応する機能を備え、バースト信号を扱う無線通信における歪み補償を可能とすることができる。
【００２５】
請求項２に記載された発明は、請求項１記載の係数更新手段は、前記誤差量と前記推定した適応等化器出力の真値とに基づきフィルタ係数を逐次更新する代わりに、前記誤差量と前記適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新することを特徴とする。
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の適応等化器は、誤差量と前記適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する適応等化器であってもよい。
【００２６】
請求項３に記載された発明は、無線伝送路及び無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを補償する適応等化器において、ｋ番目（ｋは整数）における前記適応等化器の出力と、ｋ番目及びｋ−１番目における前記適応等化器出力を遅延検波して識別判定した結果とに基づき、ｋ番目における前記適応等化器出力の真値を推定する演算手段と、ｋ番目における推定した前記適応等化器出力の真値に対する、ｋ番目における前記適応等化器出力の誤差量を求める手段と、ｋ番目より過去の誤差量とｋ番目より過去の推定した前記適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段と、を備えたことを特徴とする。
【００２７】
請求項３記載の発明によれば、ｋ番目における適応等化器の出力と、ｋ番目及びｋ−１番目における適応等化器出力を遅延検波して識別判定した結果とに基づき、ｋ番目における適応等化器出力の真値を推定する演算手段と、ｋ番目における推定した適応等化器出力の真値に対するｋ番目における適応等化器出力の誤差量を求める手段と、ｋ番目より過去の誤差量とｋ番目より過去の推定した適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段とを備えた、同期復調を必要としない遅延検波に対応した適応等化器により、バーストが発生する無線通信ディジタル伝送における時系列信号に対して、歪み補償可能とすることができる。
【００２８】
請求項４に記載された発明は、請求項３記載の係数更新手段は、ｋ番目より過去の誤差量とｋ番目より過去の推定した前記適応等化器出力の真値とに基づきフィルタ係数を逐次更新する代わりに、ｋ番目より過去の誤差量と前記適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新することを特徴とする。
請求項４記載の発明によれば、請求項３記載の適応等化器は、ｋ番目より過去の誤差量と適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する適応等化器であってもよい。
【００２９】
請求項５に記載された発明は、請求項１又は２記載の適応等化器において、前記演算手段は、適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた信号点遷移角度だけ適応等化器出力を線形変換することにより、適応等化器出力の真値を推定する演算手段、を備えたことを特徴とする。
請求項５記載の発明によれば、復調装置がＭ相ＰＳＫ変調方式又はＭ値スターＱＡＭ変調方式を採用している場合、前記演算手段を、適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた信号点遷移角度だけ適応等化器出力を線形変換することで適応等化器出力の真値を推定することができる。
【００３０】
請求項６に記載された発明は、請求項３又は４記載の適応等化器において、前記演算手段は、ｋ 番目及びｋ−１番目における適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた、ｋ−１番目からｋ 番目への信号点遷移角度だけ、ｋ−１番目における適応等化器出力を線形変換することにより、ｋ番目における適応等化器出力の真値を推定する演算手段、を備えたことを特徴とする。
【００３１】
請求項６記載の発明によれば、復調装置がＭ相ＰＳＫ変調方式又はＭ値スターＱＡＭ変調方式を採用している場合、前記演算手段を、ｋ番目及びｋ−１番目における適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた、ｋ−１番目からｋ番目への信号点遷移角度だけ、ｋ−１番目における適応等化器出力を線形変換することで、ｋ番目における適応等化器出力の真値を推定することができる。
【００３２】
請求項７に記載された発明は、請求項１ないし６記載の適応等化器を備えたことを特徴とする復調装置である。
請求項７記載の発明によれば、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する復調装置において、遅延検波方式に対応する機能を備え、バースト信号を扱う無線通信における歪み補償を可能とすることができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。
本発明の実施形態を示すブロック構成図を第１図に示す。本図は、本発明の適応等化器を備えた復調装置の構成例を示している。
本復調装置には、受信信号を直交検波してＩチャネルとＱチャネルのべースバンド信号を出力する直交検波器１２と、受信信号と同期しない一定周期のキャリア信号を発生する発振器７と、直交検波器出力をサンプリングするアナログ／ディジタル変換器８、９と、アナログ／ディジタル変換器８、９が出力するサンプル信号に含まれる波形歪みを補償する適応等化器１９と、１シンボル離れた二つの適応等化器出力の差分を求めるべースバンド遅延検波回路６と、べースバンド遅延検波器６の出力を識別判定して復号信号を得る識別判定回路１７とを備える。適応等化器１９には、ＩチャネルとＱチャネルのサンプル信号を濾波するディジタルフィルタ１４と、ディジタルフィルタ出力と識別判定回路１７の識別判定結果を和分演算し、適応等化器出力の推定真値を求める和分演算回路５と、適応等化器出力と推定真値との差を計算して誤差量を求める減算器１６と、適応等化器出力の推定真値と誤差量に基づきディジタルフィルタの周波数特性を適応的に更新する係数更新回路１５とを備える。
【００３４】
第２図に本発明の特徴を、ＱＰＳＫ変調方式を例に挙げて示す。適応等化器に備えたディジタルフィルタ１４は、入力されたサンプル信号系列ｘ（ｋ）＝［ｘｉ （ｋ） 、ｘｑ （ｋ） ］Ｔ にフィルタ係数Ｃ（ｋ）を掛合わせ、式（１）で表されるｙ（ｋ）＝［ｙｉ （ｋ） 、ｙｑ （ｋ） ］Ｔ 及びｙ（ｋ−１）＝［ｙｉ （ｋ−１） 、ｙｑ （ｋ−１） ］Ｔ を出力する。べースバンド遅延検波回路６及び識別判定回路１７は、これらの信号を基に遅延検波し、識別判定結果ｄ（ｋ）を出力する。例えばＱＰＳＫ変調方式における、べースバンド信号の瞬時位相に基づく遅延検波は次式に従う。
【００３５】
θ（ｋ）＝ｔａｎ −１｛ｙｑ （ｋ） ／ｙｉ （ｋ） ｝
△θ（ｋ）＝θ（ｋ）−θ（ｋ−１）
【００３６】
【数５】
さらに、減算器は式（２）に従って推定真値ｙ− （ｋ）と適応等化器出力ｙ（ｋ）との差を誤差量ｅ（ｋ）として出力する。係数更新回路１５は、適応等化器の推定真値ｙ− （ｋ）と誤差量ｅ（ｋ）に基づき、式（４）に従ってｋ＋１番目のフィルタ係数Ｃ（ｋ＋１）を計算する。ディジタルフィルタ１４は、更新されたフィルタ係数Ｃ（ｋ＋１）を用いて入力信号の濾波を行う。
【００３８】
上記のとおり、本発明は、遅延検波した結果から従来の適応等化器が必要とする誤差量、及び適応等化器出力の識別判定結果を導く機能を備えているため、本発明の適応アルゴリズムとして従来のアルゴリズムをそのまま用いることができる。また、ディジタルフィルタ構成も同等であり、従来のフィルタ構造をそのまま用いることができる。従って、本発明は同期検波方式の採用が困難な復調装置にも適用でき、バースト信号を扱う無線通信における波形歪みの補償手段として有効である。
（実施例１）
実施例１を第１図を用いて説明する。第１図に示す復調装置には、既に説明したように、直交検波器１２と、発振器７と、アナログ／ディジタル変換器８、９と、適応等化器１９と、べースバンド遅延検波回路６と、識別判定回路１７とを備える。また、適応等化器１９には、ディジタルフィルタ１４と、和分演算回路５と、減算器１６と、係数更新回路１５とを備える。
【００３９】
第３図にべースバンド遅延検波回路６及び識別判定回路１７の具体的な構成例を示す。本図のべースバンド遅延検波回路６と識別判定回路１７は、Ｍ相ＰＳＫ変調方式（Ｍは２以上の偶数）に対応し、かつべースバンド信号の瞬時位相に基づいた遅延検波を行う構成を例示している。
べースバンド遅延検波回路６には、座標変換回路（ｔａｎ −１｛ｙｑ （ｋ） ／ｙｉ （ｋ） ｝）と、遅延回路８４と、減算器８５とを備え、識別判定回路１７には、識別判定器８８を備える。
【００４０】
べースバンド遅延検波回路６には、端子８１、８２から、適応等化器出力ｙ（ｋ）＝［ｙｉ （ｋ） 、ｙｑ （ｋ） ］Ｔ を入力する。座標変換回路８３は、逆正接関数に従って瞬時位相θ（ｋ）を求める。本回路はＲＯＭ（Ｒｅａｄ ｏｎｌｙ ｍｅｍｏｒｙ）を用いて構成できる。遅延回路８４はθ（ｋ）を１シンボル時間遅延させ、θ（ｋ−１）を出力する。減算器８５はθ（ｋ）とθ（ｋ−１）の差△θ（ｋ）を計算する。識別判定器８８は、△θ（ｋ）の値をＭ相のうちのいずれかの位相に識別判定し、判定結果ｄ（ｋ）及び復号信号を、端子１８、２０、８０から出力する。
【００４１】
第４図に和分演算回路５の具体的な構成例を示す。本図もＭ相ＰＳＫ変調方式に対応した実施例である。和分演算回路５には、二つの遅延回路９３、９４と、二種類のＲＯＭ９５、９６と、複素乗算器９７とを備える。和分演算回路５には、適応等化器出力ｙ（ｋ）＝［ｙｉ （ｋ） 、ｙｑ （ｋ） ］Ｔ と、識別判定結果ｄ（ｋ）とを、端子９０、９２から入力する。ｙｉ （ｋ） とｙｑ （ｋ） は、二つの遅延回路９３、９４でそれぞれ１シンボル時間遅延され、ｙｉ （ｋ−１） とｙｑ （ｋ−１） として出力される。一方、ｄ（ｋ）は二種類のＲＯＭ９５、９６へ入力され、それぞれｃｏｓ｛ｄ（ｋ）｝とｓｉｎ｛ｄ（ｋ）｝として出力される。複素乗算器９７は、これらの信号を複素乗算し、
【００４２】
なお、ＱＰＳＫ変調方式だけに対応する和分演算回路は、第５図に示すように二つの遅延回路９３、９４、二つの符号変換器１０２、１０３及び二つの４−１セレクタ１００、１０１で実施することも可能である。各４−１セレクタ１００、１０１には、ｙｉ （ｋ） 、ｙｑ （ｋ） ｙｉ （ｋ−１） 、ｙｑ （ｋ−１） 及びｄ（ｋ）が印加されている。
【００４３】
本発明に備えられるディジタルフィルタと係数更新回路は、従来の適応等化器に備えられるディジタルフィルタ（第１５図）、及び係数更新回路（第１７図）と同じ構成で実施できる。
上記の実施例は、主としてハードウェアを用いて実施した例について示した。しかしながら、上記回路の動作をソフトウェアで記述し、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）上で動作させることも可能である。
（実施例２）
実施例２として、Ｍ値スターＱＡＭ変調方式（Ｍは２以上の偶数）に対応した適応等化器について説明する。
【００４４】
べースバンド遅延検波回路及び識別判定回路の構成を第６図に示す。べースバンド遅延検波回路６は、第３図の回路に２乗加算回路（ｙｉ ２ （ｋ）＋ｙｑ ２ （ｋ））１０５を付加した回路である。本回路は実施例１で説明した処理を行うと同時に、入力された適応等化器出力を２乗加算回路１０５によりそれぞれ２乗し、さらに加算して出力する。一方、識別判定回路１７は、第３図の回路に、さらに一つ識別判定器８９を付加した回路である。識別判定回路１７は、実施例１で説明した処理を行うと同時に、新たに付加した識別判定器８９により適応等化器出力の振幅成分を識別判定し、識別判定結果ｄａ （ｋ）を出力する。
【００４５】
和分演算回路の構成を、第７図に示す。本回路は、第４図の回路に３個の乗算器１３３、１３４、１３５を付加した回路である。本回路は実施例１で説明した処理に加え、複素乗算器出力に判定結果ｄａ （ｋ）のα倍もしくは１／α倍を掛合わせ、ｙ（ｋ）を出力する。なお、αはＭ値スターＱＡＭ変調方式の信号点の振幅レベル比に依存した定数である。
【００４６】
実施例１及び実施例２では、それぞれＭ相ＰＳＫ変調方式、Ｍ値スターＱＡＭ変調方式に対応した本発明の適応等化器の実施例について示した。なお、遅延検波方式で復調できる上記以外の変調方式には、各変調方式に依存して上記回路に若干の変更を加えることで本発明の適応等化器を実現することができる。
次に、計算機シミュレーションで得られた本発明の効果を、第８図〜第１３図に示す。シミュレーションでは、変調方式にＱＰＳＫを、復調方式にべースバンド遅延検波方式を用い、ロールオフ率が０．６のナイキスト伝送系とした。また、キャリアとクロックの周波数をそれぞれ１４０［ＭＨｚ］と１２．５［ＭＨｚ］とし、変復調装置間のキャリア周波数差が無い場合とある場合とを調べた。さらに、フェージング条件として、干渉波と直接波の振幅比が０．９９９、遅延時間差がＴ／４（Ｔはシンボル周期）、干渉波と直接波の位相差が４π／５［ｒａｄ］の２波干渉モデルを用い、搬送波電力対雑音電力比（ＣＮＲ）は無限大とした。
【００４７】
第８図に、上記フェージング環境下における受信信号のＩ、Ｑ直交座標上の信号点配置を示す。なお、変復調装置問のキャリアの周波数は等しい。本図から干渉波の影響で信号点の分布が拡がり、信号点間隔が狭くなっていることがわかる。よって、本条件では符号誤り率が増加することは明らかである。
一方、同一条件における適応等化器出力の信号点配置を第９図に示す。適応等化器のタップ数は５である。本図を見ると、適応等化器出力の信号点が４点に収束しており、本発明の適応等化器により波形歪みが補償されていることがわかる。
【００４８】
次に第１０図に、適応等化器を動作させ始めてからの経過時間と、遅延検波し識別判定した際の誤差量［△θ（ｋ）−ｄ（ｋ）］との関係を示す。なお、本図の誤差量は２０回計算した２乗平均値を示している。本図から、約４００［Ｔ］で誤差量が約５度まで減少し、適応等化器が収束していることがわかる。
次に、変復調装置間でキャリア周波数に５［ｐｐｍ］の差がある場合の、適応等化器前後の信号点配置と誤差量の時間変化を、それぞれ第１１図、第１２図、及び第１３図に示す。変復調装置間でキャリアが同期していないため、第１１図と第１２図はそれぞれ第８図と第９図の信号点が原点を中心に回転していると見なせる。第１３図は第１０図と同様に経過時間と誤差量の関係を表しており、本図から約４００［Ｔ］で適応等化器が収束していることがわかる。
【００４９】
従って、本発明の適応等化器は同期検波が不要であり、遅延検波方式を用いた復調装置における歪み補償手段として有用であると言える。
以上説明したように、本発明の適応等化器は、従来の適応等化器と異なり遅延検波方式に適用できるため、バースト信号を扱う無線通信に対し適用可能である。また、一般的に適応等化器にはサンプルタイミングのずれを補償する効果もあるため、本発明の適応等化器は、遅延検波方式を用いた復調装置においてクロック再生回路として用いることも可能である。
【００５０】
【発明の効果】
上述の如く本発明によれば、次に述べる種々の効果を奏することができる。
請求項１記載の発明によれば、適応等化器に適応等化器出力の真の値を推定する演算手段を設け、推定した適応等化器出力の真値に対する、適応等化器出力の誤差量を求める手段と、前記誤差量と前記推定した適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段とを備えことにより、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する適応等化器において、遅延検波方式に対応する機能を備え、バースト信号を扱う無線通信における歪み補償を可能とすることができる。
【００５１】
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の適応等化器は、誤差量と前記適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する適応等化器であってもよい。
請求項３記載の発明によれば、ｋ番目における適応等化器の出力と、ｋ番目及びｋ−１番目における適応等化器出力を遅延検波して識別判定した結果とに基づき、ｋ番目における適応等化器出力の真値を推定する演算手段と、ｋ番目における推定した適応等化器出力の真値に対するｋ番目における適応等化器出力の誤差量を求める手段と、ｋ番目より過去の誤差量とｋ番目より過去の推定した適応等化器出力の真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段とを備えた、同期復調を必要としない遅延検波に対応した適応等化器により、バーストが発生する無線通信ディジタル伝送における時系列信号に対して、歪み補償可能とすることができる。
【００５２】
請求項４記載の発明によれば、請求項３記載の適応等化器は、ｋ番目より過去の誤差量と適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する適応等化器であってもよい。
請求項５記載の発明によれば、復調装置がＭ相ＰＳＫ変調方式又はＭ値スターＱＡＭ変調方式を採用している場合、前記演算手段を、適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた信号点遷移角度だけ適応等化器出力を線形変換することで適応等化器出力の真値を推定することができる。
【００５３】
請求項６記載の発明によれば、復調装置がＭ相ＰＳＫ変調方式又はＭ値スターＱＡＭ変調方式を採用している場合、前記演算手段を、ｋ番目及びｋ−１番目における適応等化器出力の瞬時位相に基づく遅延検波及び識別判定を行って得られた、ｋ−１番目からｋ番目への信号点遷移角度だけ、ｋ−１番目における適応等化器出力を線形変換することで、ｋ番目における適応等化器出力の真値を推定することができる。
【００５４】
請求項７記載の発明によれば、無線伝送路や無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを適応的に等化する復調装置において、遅延検波方式に対応する機能を備え、バースト信号を扱う無線通信における歪み補償を可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の適応等化器の実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の動作原理を説明する図である。
【図３】べースバンド遅延検波器と識別判定回路の第一実施例を示す図である。
【図４】和分演算回路の第一実施例を示す図である。
【図５】和分演算回路の別の構成例を示す図である。
【図６】べースバンド遅延検波器と識別判定回路の第二実施例を示す図である。
【図７】和分演算回路の第二実施例を示す図である。
【図８】計算機シミュレーションの結果であり、フェージングにより波形歪みが生じた場合の信号点配置を示す図である。
【図９】計算機シミュレーションの結果であり、フェージングによる波形歪みを本発明の適応等化器で補償して得られた信号点配置を示す図である。
【図１０】計算機シミュレーションの結果であり、本発明の適応等化器が動作を始めてからの経過時間と遅延検波し識別判定した際の誤差量との関係を示す図である。
【図１１】計算機シミュレーションの結果であり、フェージングにより波形歪みが生じた場合の信号点配置を示す図である。
【図１２】計算機シミュレーションの結果であり、フェージングによる波形歪みを本発明の適応等化器で補償して得られた信号点配置を示す図である。
【図１３】計算機シミュレーションの結果であり、本発明の適応等化器が動作を始めてからの経過時間と遅延検波し識別判定した際の誤差量との関係を示す図である。
【図１４】従来例を示すブロック構成図である。
【図１５】従来例を示すブロック構成図であり、ディジタルフィルタの構成を示す図である。
【図１６】従来例の動作原理を示す図である。
【図１７】従来例を示すブロック構成図であり、係数更新回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
５ 和分演算回路
６ ベースバンド遅延検波回路
７ 発振器
８、９ Ａ／Ｄ変換器
１０ 入力端子
１２ 直交検波器
１４ ディジタルフィルタ
１５ 係数更新回路
１６、８５、１０２、１０３ 減算器
１７ 識別判定回路
１９ 適応等化器
１８、２０ 出力端子
８３ 座標変換回路
８４、９３、９４ 遅延回路（Ｔ）
８８、８９ 識別判定器
９５、９６ ＲＯＭ
９７ 複素乗算器
１０５ ２乗加算回路
１３３、１３４、１３５ 乗算器
Claims (7)
- 無線伝送路及び無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを補償する適応等化器において、
該適応等化器の出力と、該適応等化器出力を遅延検波し識別判定した識別判定結果とを和分演算して、適応等化器出力の真の値を推定（以下、推定された真値を「推定真値」という。）する演算手段と、
前記推定した適応等化器出力の推定真値に対する、適応等化器出力の誤差量を求める手段と、
前記誤差量と前記推定した適応等化器出力の推定真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段と、を備えたことを特徴とする適応等化器。 - 請求項１記載の係数更新手段は、
前記誤差量と前記推定した適応等化器出力の推定真値とに基づいてフィルタ係数を逐次更新する代わりに、前記誤差量と前記適応等化器入力とに基づいて、フィルタ係数を逐次更新することを特徴とする適応等化器。 - 無線伝送路及び無線通信装置に起因するディジタル変調波の波形歪みを補償する適応等化器において、
ｋ番目（ｋは整数）における前記適応等化器の出力と、ｋ番目及びｋ−１番目における前記適応等化器出力を遅延検波して識別判定した識別判定結果とを和分演算して、適応等化器出力の真の値を推定（以下、推定された真値を「推定真値」という。）する演算手段と、
ｋ番目における推定した前記適応等化器出力の推定真値に対する、ｋ番目における前記適応等化器出力の誤差量を求める手段と、
ｋ番目より過去の誤差量とｋ番目より過去の推定した前記適応等化器出力の推定真値とに基づき、フィルタ係数を逐次更新する係数更新手段と、を備えたことを特徴とする適応等化器。 - 請求項３記載の係数更新手段は、
ｋ番目より過去の誤差量とｋ番目より過去の推定した前記適応等化器出力の推定真値とに基づきフィルタ係数を逐次更新する代わりに、ｋ番目より過去の誤差量と前記適応等化器入力とに基づき、フィルタ係数を逐次更新することを特徴とする適応等化器。 - 前記和分演算手段は、
前記適応等化器出力と、該適応等化器出力に基づいて求められた該瞬時位相値に対して遅延検波及び識別判定を行って得られた識別判定結果とに対して複素乗算を行うことにより、前記推定真値を出力することを特徴とする請求項１又は２記載の適応等化器。 - 前記和分演算手段は、
k番目及びｋ−１番目における適応等化器出力の瞬時位相値に対して遅延検波及び識別判定を行って得られた、ｋ−１番目からｋ番目への信号点遷移角度に相当する識別判定結果と、ｋ−１番目における適応等化器出力とに対して複素乗算を行うことにより、前記推定真値を出力することを特徴とする請求項３又は４記載の適応等化器。 - 請求項１ないし６記載の適応等化器を備えたことを特徴とする復調装置。
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