JP2006173926A - 周波数誤差推定装置および受信機 - Google Patents

周波数誤差推定装置および受信機 Download PDF

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Abstract

【課題】ＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用し、ＰＳＰによる復調処理を行う通信システムにおいて、受信信号の周波数誤差を推定する周波数誤差推定装置を得ること。
【解決手段】本発明にかかる周波数誤差推定装置は、ビットタイミング抽出後のシンボルレート信号に対して４Ｍ逓倍処理を行う４Ｍ逓倍部（２１）と、ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないように特定のしきい値を設定し、振幅が当該特定のしきい値以上となる逓倍処理後の信号を正規化する振幅正規化部（２２）と、正規化後の信号に対して特定のシンボル間隔で遅延検波を行う遅延検波部（２３）と、遅延検波後の信号を平均化する平均化部（２４）と、平均化後の信号を用いて位相データを算出する位相算出部（２５）と、位相データに基づいて周波数誤差を演算する位相／４ＭＮ部（２６）と、を備えることを特徴とする。
【選択図】 図２

Description

本発明は、無線通信において用いられる周波数誤差推定装置に関するものであり、特に、アンテナ毎に異なる差動符号化マッピングを行うＰＡＤＭ（Per transmit Antenna Differential Mapping）送信ダイバーシチに対して、その周波数誤差を推定し補正する周波数誤差推定装置に関するものである。
以下、送信アンテナ毎に異なる差動符号化マッピングを行うＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用する従来の通信システムについて説明する（下記非特許文献１参照）。なお、説明を簡単にするため、送信信号に対する変調方式は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）とπ／４シフトＱＰＳＫを採用する。
たとえば、送信アンテナ数を２とした場合、送信機側においては、送信データ系列に対してＱＰＳＫ変調を行い、変調後の送信信号を一方の送信アンテナから送信し、さらに、上記送信データ系列に１シンボルだけ遅延を付加し、遅延付加後の送信データ系列に対してπ／４シフトＱＰＳＫ変調を行い、変調後の送信信号を他方の送信アンテナから送信する。
一方、受信機側においては、まず、無線伝送路を介して受信アンテナにおいて受信した受信信号を、内部の局部発振器が出力する信号を用いて、複素ベースバンド信号にダウンコンバートする。その後、複素ベースバンド信号に含まれる帯域外雑音の除去や信号の波形整形を行うため、ローパスフィルタによるフィルタリング処理を行い、さらに、フィルタリング処理後の信号におけるビットタイミングを抽出する。そして、ビットタイミングを抽出したシンボルレート信号に対してＰＳＰ（Per-Survivor Processing）を用いた復調処理を行い、元の送信データ系列を復元する。
「送信アンテナ毎に異なった差動マッピングを行うMIMO伝送方式に関する検討」，信学技報 TECHNICAL REPORT OF IEICE, A・P2003-205, RCS2003-211, pp145-150, Nov, 2003
しかしながら、上記従来の通信システムにおいては、上記のように、受信機側においてＰＳＰ復調を行った場合、送受間の周波数誤差が大きくなると特性が劣化してしまう、という問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、受信信号の周波数誤差を推定し、その誤差を補正可能な周波数誤差推定装置を提供すること、また、当該周波数誤差推定装置を備えた受信機を提供すること、を目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる周波数誤差推定装置は、ＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用し、ＰＳＰによる復調処理を行う通信システムにおいて、送受間の周波数誤差を推定する周波数誤差推定装置であって、たとえば、所定の受信処理により得られるビットタイミング抽出後のシンボルレート信号に対して、特定の逓倍処理を行う逓倍手段と、ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないように特定のしきい値を設定し、振幅が当該特定のしきい値以上となる前記逓倍処理後の信号を正規化する振幅正規化手段と、前記正規化後の信号に対して特定のシンボル間隔で遅延検波を行う遅延検波手段と、前記特定のシンボル間隔で遅延検波後の信号を平均化する平均化手段と、前記平均化後の信号を用いて位相データを算出する位相算出手段と、前記位相データに基づいて周波数誤差を演算する周波数誤差演算手段と、を備えることを特徴とする。
この発明によれば、逓倍処理と振幅正規化処理により送信ダイバーシチ信号の変調成分を除去し、さらに、Ｎシンボル間隔の遅延検波を組み合せることにより周波数誤差を推定する。
この発明によれば、逓倍処理と振幅正規化処理により送信ダイバーシチ信号の変調成分を除去することができ、さらに、Ｎシンボル間隔の遅延検波を組み合せることにより周波数誤差を推定することができ、これにより、推定した周波数誤差を補正することができるので、送受間で周波数誤差が大きい場合であっても、優れた特性を実現することができる、という効果を奏する。
以下に、本発明にかかる周波数誤差推定装置および受信機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信機を含む、実施の形態１の通信システムの構成例を示す図である。
図１において、上記通信システムを構成する送信機は、送信データ系列Ｓ１に対してＭ相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調を行うＭ相ＰＳＫ変調部１と、送信データ系列Ｓ１に対して１シンボル分の遅延を付加する遅延部２と、遅延付加後の送信データ系列に対してπ／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調を行うπ／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調部３と、Ｍ相ＰＳＫ変調後の送信信号Ｓ２を送信する送信アンテナ４と、π／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調後の送信信号Ｓ３を送信する送信アンテナ５と、を備える。
また、上記通信システムを構成する受信機は、各送信アンテナから送られてくる送信信号を無線伝送路を介して受信する受信アンテナ１１と、局部発振器１２と、受信信号Ｓ４を局部発振器１２から出力される信号Ｓ５を用いて複素ベースバンド信号Ｓ６にダウンコンバートするミキサ１３と、複素ベースバンド信号Ｓ６の雑音除去および波形整形を行うフィルタ機能を有するＬＰＦ部１４と、ＬＰＦ部１４の出力信号Ｓ７からビットタイミングを抽出するＢＴＲ部１５と、ビットタイミングを抽出したシンボルレート信号Ｓ８の周波数誤差を推定する周波数誤差推定部１６と、周波数誤差推定部１６にて推定した周波数誤差推定値Ｓ９を用いてシンボルレート信号Ｓ８の周波数誤差を補正する周波数誤差補正部１７と、周波数誤差補正後のシンボルレート信号Ｓ１０に対してＰＳＰ復調を行うＰＳＰ復調部１８と、を備える。
つづいて、上記送信機および受信機の動作を図１にしたがって説明する。送信機においては、Ｍ相ＰＳＫ変調部１が、送信データ系列Ｓ１に対して差動符号化Ｍ相ＰＳＫ変調を行い、変調後の送信信号Ｓ２を送信アンテナ４から送信する。さらに、送信機においては、遅延部２が、送信データ系列Ｓ１に対して１シンボル分の遅延を付加し、π／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調部３が、差動符号化π／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調を行い、変調後の送信信号Ｓ３を送信アンテナ５から送信する。
一方、受信機においては、まず、ミキサ１３が、内部の局部発振器１２から出力される信号Ｓ５に基づいて、無線伝送路を介して受信アンテナ１１において受信した受信信号Ｓ４を複素ベースバンド信号Ｓ６にダウンコンバートする。なお、複素ベースバンド信号Ｓ６は、ビット周期に対して特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているものとする（サンプリングは図示しないＡＤ変換器などで実現する）。
つぎに、ＬＰＦ部１４が、複素ベースバンド信号Ｓ６に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、ローパスフィルタによるフィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、たとえば、ディジタル信号処理により実現する場合、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いる。
つぎに、ＢＴＲ部１５が、フィルタリング処理後の信号Ｓ７からビットタイミングを抽出し、ビットタイミングを抽出したシンボルレート信号Ｓ８を出力する。たとえば、このビットタイミングの抽出には、逓倍タンク方式のＢＴＲを用いる。
つぎに、周波数誤差推定部１６が、シンボルレート信号Ｓ８に対する周波数誤差を推定する。図２は、周波数誤差推定部１６の内部構成例を示す図であり、シンボルレート信号Ｓ８を４Ｍ逓倍する４Ｍ逓倍部２１と、４Ｍ逓倍後の信号Ｓ８−１に対して特定のしきい値Ｒth以上の振幅を正規化する振幅正規化部２２と、正規化後の信号Ｓ８−２に対してＮシンボル間隔で遅延検波を行う遅延検波部２３と、遅延検波後の信号Ｓ８−３を平均化する平均化部２４と、平均化後の信号Ｓ８−４を用いて位相データを算出する位相算出部２５と、位相データＳ８−５を周波数誤差推定値Ｓ９に変換する位相／４ＭＮ部２６と、を備えている。
ここで、上記周波数誤差推定部１６の動作を、図２を用いて詳細に説明する。まず、４Ｍ逓倍部２１では、シンボルレート信号Ｓ８を４Ｍ逓倍し、４Ｍ逓倍後の信号Ｓ８−１を出力する。たとえば、４Ｍ逓倍後の信号Ｓ８−１をＲ（ｎ）とし、時刻ｎにおけるシンボルレート信号Ｓ８をｒ（ｎ）とした場合、Ｒ（ｎ）は、下記（１）式のように表すことができる。
Ｒ（ｎ）＝ｒ（ｎ）4M …（１）
振幅正規化部２２では、ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないようにしきい値Ｒthを設定し、４Ｍ逓倍後の信号Ｓ８−１における振幅がしきい値Ｒth以上の信号を正規化し、正規化後の信号Ｓ８−２を出力する。たとえば、Ｒthは予め計算機シミュレーションにより決定しておく。または、雑音電力を測定し、それにより適応的に変化させることとしてもよい。以上のように、逓倍処理と振幅正規化処理を行うことによって、変調成分を除去することができる。
遅延検波部２３では、正規化後の信号Ｓ８−２に対してＮシンボル間隔で遅延検波を行い、遅延検波後の信号Ｓ８−３を出力する。たとえば、Ｎシンボル間隔で遅延検波後の信号Ｓ８−３をｄ（ｎ）とし、時刻ｎにおける振幅正規化部２２の出力信号Ｓ８−２をＲ´（ｎ）とし、Ｒ´（ｎ）をＮシンボル分だけ遅延した信号Ｒ´（ｎ−Ｎ）とした場合、ｄ（ｎ）は、下記（２）式のように表すことができる。なお、Ｒ´（ｎ−Ｎ）*はＲ´（ｎ−Ｎ）の複素共役信号を表す。
ｄ（ｎ）＝Ｒ´（ｎ）Ｒ´（ｎ−Ｎ）* …（２）
平均化部２４では、Ｎシンボル間隔で遅延検波後の信号Ｓ８−３を平均化し、平均化後の信号Ｓ８−４を出力する。平均化することにより、雑音成分を抑圧する。平均化には、一例としてＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタを用いることとし、たとえば、平均化後の信号Ｓ８−４をｄ´（ｎ）とした場合、ｄ´（ｎ）は、下記（３）式のように表すことができる。
ｄ´（ｎ）＝αｄ（ｎ）＋（１−α）ｄ´（ｎ−１） …（３）
なお、上記（３）式において、第１項は、Ｎシンボル間隔で遅延検波後の信号ｄ（ｎ）に係数αを乗算した結果であり、第２項は、１シンボル前の平均化部２４の出力信号ｄ´（ｎ−１）に係数（１−α）を乗算した結果である。
位相算出部２５では、逆タンジェント演算を用いて平均化部２４の出力信号Ｓ８−４から位相を算出し、位相データＳ８−５を出力する。たとえば、位相データＳ８−５をｐ（ｎ）とした場合、ｐ（ｎ）は、下記（４）式のように表すことができる。
ｐ（ｎ）＝ａｒｃｔａｎ｛ｄ´（ｎ）｝ …（４）
なお、ａｒｃｔａｎ｛ｘ｝は、複素信号ｘの逆タンジェント演算を表し、ｐ（ｎ）は、ｄ´（ｎ）の位相成分である。
位相／４ＭＮ部２６では、位相算出部２５の出力信号Ｓ８−５を周波数誤差に変換し、周波数誤差推定値Ｓ９を出力する。たとえば、周波数誤差推定値Ｓ９をＰ（ｎ）とした場合、Ｐ（ｎ）は、下記（５）式のように表すことができる。
Ｐ（ｎ）＝ｐ（ｎ）／４ＭＮ …（５）
なお、Ｍは上記４Ｍ逓倍処理のＭの値であり、Ｎは上記遅延検波処理のシンボル間隔Ｎの値である。
上記のように、周波数誤差推定部１６にて周波数誤差推定値Ｓ９を求めた後、受信機においては、つぎに、周波数誤差補正部１７が、上記周波数誤差推定値Ｓ９を用いて、シンボルレート信号Ｓ８の周波数誤差を補正し、周波数誤差補正後の信号Ｓ１０を出力する。そして、ＰＳＰ復調部１８が、周波数誤差補正後の信号Ｓ１０に対してＰＳＰ復調を行い、元の送信データ系列を復元する。
なお、本実施の形態においては、送信機側の一方がＭ相ＰＳＫ変調を行い、他方が１シンボル遅延のπ／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調を行うことと仮定して説明したが、これに限らず、たとえば、π／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調と１シンボル遅延のＭ相ＰＳＫ変調であっても同様に適用可能である。
以上のように、本実施の形態においては、周波数誤差推定部が、逓倍処理と振幅正規化処理により送信ダイバーシチ信号の変調成分を除去することができ、さらに、Ｎシンボル間隔の遅延検波を組み合せることにより周波数誤差を推定することができる。これにより、推定した周波数誤差を補正することができるので、送受間で周波数誤差が大きい場合であっても、優れた特性を実現することができる。
実施の形態２．
つづいて、実施の形態２の受信機について説明する。本実施の形態においては、前述した実施の形態１と処理の異なる周波数誤差推定部１６についてのみ説明する。なお、受信機におけるその他の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
図３は、実施の形態２の周波数誤差推定部１６の内部構成例を示す図であり、シンボルレート信号Ｓ８を２Ｍ逓倍する２Ｍ逓倍部３１と、２Ｍ逓倍後の信号Ｓ８−１１に対して特定のしきい値Ｒth以上の振幅を正規化する振幅正規化部３２と、正規化後の信号Ｓ８−１２に対してＮシンボル間隔で遅延検波を行う遅延検波部３３と、遅延検波後の信号Ｓ８−１３の位相を−１８０°回転させる位相回転部３４と、位相回転後の信号Ｓ８−１４を平均化する平均化部３５と、平均化後の信号Ｓ８−１５を用いて位相データを算出する位相算出部３６と、位相データＳ８−１６を周波数誤差推定値Ｓ９に変換する位相／２ＭＮ部３７と、を備えている。
２Ｍ逓倍部３１では、シンボルレート信号Ｓ８を２Ｍ逓倍し、２Ｍ逓倍後の信号Ｓ８−１１を出力する。たとえば、２Ｍ逓倍後の信号Ｓ８−１１をＲ（ｎ）とし、時刻ｎにおけるシンボルレート信号Ｓ８をｒ（ｎ）とした場合、Ｒ（ｎ）は、下記（６）式のように表すことができる。
Ｒ（ｎ）＝ｒ（ｎ）2M …（６）
振幅正規化部３２では、ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないようにしきい値Ｒthを設定し、２Ｍ逓倍後の信号Ｓ８−１１における振幅がしきい値Ｒth以上の信号を正規化し、正規化後の信号Ｓ８−１２を出力する。たとえば、Ｒthは予め計算機シミュレーションにより決定しておく。または、雑音電力を測定し、それにより適応的に変化させることとしてもよい。以上のように、逓倍処理と振幅正規化処理を行うことによって、変調成分を除去することができる。
遅延検波部３３では、正規化後の信号Ｓ８−１２に対してＮシンボル間隔で遅延検波を行い、遅延検波後の信号Ｓ８−１３を出力する。たとえば、Ｎシンボル間隔で遅延検波後の信号Ｓ８−１３をｄ（ｎ）とし、時刻ｎにおける振幅正規化部３２の出力信号Ｓ８−１２をＲ´（ｎ）とし、Ｒ´（ｎ）をＮシンボル分だけ遅延した信号をＲ´（ｎ−Ｎ）とした場合、ｄ（ｎ）は、前述した（２）式のように表すことができる。
位相回転部３４では、遅延検波後の信号Ｓ８−１３の位相を−１８０°だけ回転させて、位相回転後の信号Ｓ８−１４を出力する。たとえば、位相回転後の信号Ｓ８−１４をｄ´（ｎ）とした場合、ｄ´（ｎ）は、下記（７）式のように表すことができる。
Figure 2006173926
平均化部３５では、−１８０°位相回転後の信号Ｓ８−１４を平均化し、平均化後の信号Ｓ８−１５を出力する。平均化することにより、雑音成分を抑圧する。平均化には、一例としてＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタを用いることとし、たとえば、平均化後の信号Ｓ８−１５をｄ´´（ｎ）とした場合、ｄ´´（ｎ）は、下記（８）式のように表すことができる。
ｄ´´（ｎ）＝αｄ´（ｎ）＋（１−α）ｄ´´（ｎ−１） …（８）
なお、上記（８）式において、第１項は、−１８０°位相回転後の信号ｄ´（ｎ）に係数αを乗算した結果であり、第２項は、１シンボル前の平均化部３５の出力信号ｄ´´（ｎ−１）に係数（１−α）を乗算した結果である。
位相算出部３６では、逆タンジェント演算を用いて平均化部３５の出力信号Ｓ８−１５から位相を算出し、位相データＳ８−１６を出力する。たとえば、位相データＳ８−１６をｐ（ｎ）とした場合、ｐ（ｎ）は、下記（９）式のように表すことができる。
ｐ（ｎ）＝ａｒｃｔａｎ｛ｄ´´（ｎ）｝ …（９）
なお、ａｒｃｔａｎ｛ｘ｝は、複素信号ｘの逆タンジェント演算を表し、ｐ（ｎ）は、ｄ´（ｎ）の位相成分である。
位相／２ＭＮ部３７では、位相算出部３６の出力信号Ｓ８−１６を周波数誤差に変換し、周波数誤差推定値Ｓ９を出力する。たとえば、周波数誤差推定値Ｓ９をＰ（ｎ）とした場合、Ｐ（ｎ）は、下記（１０）式のように表すことができる。
Ｐ（ｎ）＝ｐ（ｎ）／２ＭＮ …（１０）
なお、Ｍは上記２Ｍ逓倍処理のＭの値であり、Ｎは上記遅延検波処理のシンボル間隔Ｎの値である。
以上のように、本実施の形態においては、前述した実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、図２の４Ｍ逓倍処理から図３の２Ｍ逓倍処理に減らすことにより、逓倍ロス（雑音増加）を減らすことができ、より推定範囲を広めることができる。
実施の形態３．
つづいて、実施の形態３の受信機について説明する。本実施の形態においては、前述した実施の形態１または２と異なる周波数誤差推定処理について説明する。なお、前述した実施の形態１または２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
図４は、本発明にかかる受信機を含む、実施の形態３の通信システムの構成例を示す図であり、本実施の形態の受信機は、周波数誤差推定部４１−１，４１−２，…，４１−Ｌと、周波数誤差選択部４２と、を備えている。この受信機は、周波数誤差推定部が多重開ループ形周波数誤差推定となっていることが、前述した実施の形態と異なっている。周波数誤差推定部において多重開ループ形周波数誤差推定を用いることにより、実施の形態１または２に比べ、広い推定範囲で高い推定精度を実現できる。なお、多重開ループ形周波数誤差推定については、“A Multiple Open-Loop Frequency Estimation Based on Differential Detection for MPSK”, IEICE Trans. Commun., Vol. E82-B, 1, pp136-144, Jan., 1999に詳しく述べられている。
ここで、本実施の形態における特徴的な処理について説明する。なお、ここでは、前述した実施の形態１または２と異なる処理についてのみ説明する。
実施の形態３の受信機において、周波数誤差推定部４１−１，４１−２，…，４１−Ｌは、Ｌ個並列に設けられ、それぞれが図２または図３に示す周波数誤差推定部と同様に構成されており、遅延検波部２３または３３における遅延検波のシンボル間隔Ｎが、それぞれＮ1〜ＮLとなっている。
周波数誤差選択部４２では、各周波数誤差推定部から出力された周波数誤差推定値Ｓ４１−１，Ｓ４１−２，…Ｓ４１−Ｌに基づいて、正しいと思われる周波数誤差推定値を出力する。
つづいて、図４を用いて多重開ループ形周波数誤差推定の動作について説明する。ビットタイミングを抽出したシンボルレート信号Ｓ８は、Ｌ系統に分岐され、それぞれ、並列に設けられた周波数誤差推定部４１−１〜４１−Ｌに入力される。それぞれの周波数誤差推定部では、異なったシンボル間隔（Ｎ1〜ＮLシンボル）で遅延検波を行い、周波数誤差を推定する。なお、遅延検波のシンボル間隔は、Ｎ1＜Ｎ2＜…＜ＮLとなるように設定する。遅延検波のシンボル間隔が小さいときには、周波数誤差の推定範囲が広くなるが推定精度は低くなる。一方、遅延検波のシンボル間隔が大きいときには、周波数誤差の推定範囲は狭くなるが推定精度は高くなる。
多重開ループ形周波数誤差推定では、遅延検波のシンボル間隔が小さい周波数誤差推定部から遅延検波のシンボル間隔が大きい周波数誤差推定部を複数個並列に設けることで、広い推定範囲で高い推定精度を実現する。たとえば、遅延検波のシンボル間隔Ｎｉ（ｉ＝１，２，…，Ｌ）を下記式（１１）のように設定した３つの周波数誤差推定部からなる多重開ループ形周波数誤差推定について説明する。なお、＾はべき乗演算を表す。
Ｎｉ＝２＾（ｉ−１）（ｉ＝１，２，３） …（１１）
たとえば、実際の周波数誤差をπ／４としたとき、３つの周波数誤差推定部に対する推定値の候補は、図５に示すように、周波数不確定性により遅延検波シンボル間隔に相当する１個（○）、２個（△）、４個（□）存在する。この多重開ループ形周波数誤差推定は、周波数誤差選択部４２により、まず２個の候補(△)の中から●に最も近い▲を選択する。つぎに、４個の候補（□）の中から▲に最も近い■を選択する。その結果、■を推定値として出力する。
多重開ループ形周波数誤差推定は、周波数不確定性を除去しながら動作するため、周波数推定誤差の推定範囲は、Ｎ1シンボルの遅延検波を用いた周波数誤差推定部４１−１により決定され、推定精度は、ＮLシンボルの遅延検波を用いた周波数誤差推定部４１−Ｌにより決定される。このため、多重開ループ形周波数誤差推定は、広い推定範囲と高い推定精度を同時に実現することができる。
以上のように、本実施の形態においては、前述した実施の形態１または２と同様の効果を得ることができるとともに、さらに、周波数誤差推定部を複数個並列に設ける多重開ループ形周波数誤差推定を行うことにより、高い推定精度と広い推定範囲を同時に実現することができる。
実施の形態４．
つづいて、実施の形態４の受信機について説明する。本実施の形態においては、前述した実施の形態１、２または３と異なる受信機について説明する。なお、前述した実施の形態１、２または３と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
図６は、本発明にかかる受信機を含む、実施の形態４の通信システムの構成例を示す図であり、本実施の形態の受信機は、さらに、各送信アンテナから送られてくる送信信号を無線伝送路を介して受信する受信アンテナ５１と、受信信号Ｓ５１を局部発振器１２から出力される信号Ｓ５を用いて複素ベースバンド信号Ｓ５２にダウンコンバートするミキサ５２と、複素ベースバンド信号Ｓ５２の雑音除去および波形整形を行うフィルタ機能を有するＬＰＦ部５３と、ＬＰＦ部５３の出力信号Ｓ５３からビットタイミングを抽出するＢＴＲ部５４と、ビットタイミングを抽出したシンボルレート信号Ｓ８とシンボルレート信号Ｓ５４とを用いて周波数誤差を推定する周波数誤差推定部５５と、周波数誤差推定部５５にて推定した周波数誤差推定値Ｓ９を用いてシンボルレート信号Ｓ５４の周波数誤差を補正する周波数誤差補正部５６と、周波数誤差補正後のシンボルレート信号Ｓ１０と周波数誤差補正後のシンボルレート信号Ｓ５６とを用いてＰＳＰ復調を行うＰＳＰ復調部５７と、を備える。本実施の形態では、前述した実施の形態とは異なり、たとえば、受信アンテナが２つになり、２ブランチを用いて周波数誤差を推定する。
ここで、本実施の形態における特徴的な処理について説明する。本実施の形態の受信機においては、まず、ミキサ５２が、局部発振器１２から出力される信号Ｓ５に基づいて、無線伝送路を介して受信アンテナ５１において受信した受信信号Ｓ５１を複素ベースバンド信号Ｓ５２にダウンコンバートする。なお、複素ベースバンド信号Ｓ５２は、ビット周期に対して特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているものとする（サンプリングは図示しないＡＤ変換器などで実現する）。
つぎに、ＬＰＦ部５３が、複素ベースバンド信号Ｓ５２に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、ローパスフィルタによるフィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、たとえば、ディジタル信号処理により実現する場合、ＦＩＲフィルタを用いる。
つぎに、ＢＴＲ部５４が、フィルタリング処理後の信号Ｓ５３からビットタイミングを抽出し、ビットタイミングを抽出したシンボルレート信号Ｓ５４を出力する。たとえば、このビットタイミングの抽出には、逓倍タンク方式のＢＴＲを用いる。
つぎに、周波数誤差推定部５５が、シンボルレート信号Ｓ８とシンボルレート信号Ｓ５４とを用いて周波数誤差を推定する。図７は、周波数誤差推定部５５の内部構成例を示す図であり、シンボルレート信号を４Ｍ逓倍する４Ｍ逓倍部６１，６４と、４Ｍ逓倍後の信号に対して特定のしきい値Ｒth以上の振幅を正規化する振幅正規化部６２，６５と、正規化後の信号に対してＮシンボル間隔で遅延検波を行う遅延検波部６３，６６と、各遅延検波後の信号をそれぞれに対応する振幅正規化情報で重み付けして加算する重み付け加算部６７と、重み付け加算後の信号Ｓ６７を平均化する平均化部２４と、を備えている。
ここで、上記周波数誤差推定部５５の動作を、図７を用いて詳細に説明する。なお、ここでは、前述した実施の形態と異なる処理についてのみ説明する。
まず、４Ｍ逓倍部６１，６４では、それぞれ対応するシンボルレート信号Ｓ８，Ｓ５４を４Ｍ逓倍し、４Ｍ逓倍後の信号Ｓ６１，Ｓ６４を出力する。たとえば、４Ｍ逓倍後の信号Ｓ６１，Ｓ６４をそれぞれＲ１（ｎ），Ｒ２（ｎ）とし、時刻ｎにおけるシンボルレート信号Ｓ８，Ｓ５４をそれぞれｒ１（ｎ），ｒ２（ｎ）とした場合、Ｒ１（ｎ），Ｒ２（ｎ）は、下記（１２）式，（１３）式のように表すことができる。
Ｒ１（ｎ）＝ｒ１（ｎ）4M …（１２）
Ｒ２（ｎ）＝ｒ２（ｎ）4M …（１３）
振幅正規化部６２，６５では、ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないようにしきい値Ｒthを設定し、それぞれ対応する４Ｍ逓倍後の信号Ｓ６１，Ｓ６４における振幅がしきい値Ｒth以上の信号を正規化し、正規化後の信号をＳ６２−１，Ｓ６５−１として、その正規化情報を平均化した値Ａ１，Ａ２を、Ｓ６２−２，Ｓ６５−２として、出力する。
遅延検波部６３，６６では、それぞれ対応する正規化後の信号Ｓ６２−１，Ｓ６５−１に対してＮシンボル間隔で遅延検波を行い、遅延検波後の信号Ｓ６３，Ｓ６６を出力する。たとえば、Ｎシンボル間隔で遅延検波後の信号Ｓ６３，Ｓ６６をそれぞれｄ１（ｎ），ｄ２（ｎ）とし、時刻ｎにおける振幅正規化部６２，６５の出力信号Ｓ６２−１，Ｓ６５−１をそれぞれＲ１´（ｎ），Ｒ２´（ｎ）とし、Ｒ１´（ｎ），Ｒ２´（ｎ）をそれぞれＮシンボル分だけ遅延した信号をＲ１´（ｎ−Ｎ），Ｒ２´（ｎ−Ｎ）とした場合、ｄ１（ｎ），ｄ２（ｎ）は、下記（１４）式，（１５）式のように表すことができる。
ｄ１（ｎ）＝Ｒ１´（ｎ）Ｒ１´（ｎ−Ｎ）* …（１４）
ｄ２（ｎ）＝Ｒ２´（ｎ）Ｒ２´（ｎ−Ｎ）* …（１５）
重み付け加算部６７では、振幅正規化情報を平均化した値Ｓ６２−２とＳ６５−２とを用いて、遅延検波後の信号Ｓ６３とＳ６６とを重み付け加算する。たとえば、重み付け加算後の信号Ｓ６７をｄ（ｎ）とした場合、ｄ（ｎ）は、下記（１６）式のように表すことができる。
ｄ（ｎ）＝Ａ１ｄ１（ｎ）＋Ａ２ｄ２（ｎ） …（１６）
なお、Ａ１は振幅正規化部６２出力の振幅正規化情報を平均化した値Ｓ６２−２であり、Ａ２は振幅正規化部６５出力の振幅正規化情報を平均化した値Ｓ６５−２である。そして、平均化部２４では、重み付け加算後の信号Ｓ６７を平均化し、以降、実施の形態１と同様の手順で、周波数誤差推定値Ｓ９を出力する。
上記のように、周波数誤差推定部５５にて周波数誤差推定値Ｓ９を求めた後、受信機においては、つぎに、周波数誤差補正部５６が、上記周波数誤差推定値Ｓ９を用いて、シンボルレート信号Ｓ５４の周波数誤差を補正し、周波数誤差補正後の信号Ｓ５６を出力する。そして、ＰＳＰ復調部５７が、周波数誤差補正後の信号Ｓ１０とＳ５６とを用いてＰＳＰ復調を行い、元の送信データ系列を復元する。
なお、本実施の形態においては、一例として２ブランチ受信の場合について説明したが、これに限らず、３以上の複数ブランチ受信においても適用可能である。
以上のように、本実施の形態においては、前述した実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、複数のアンテナにおいて受信した信号を利用して、周波数誤差推定部が、遅延検波後に重み付け加算を行った上で周波数誤差を推定するため、最大比合成ダイバーシチと同等な優れた特性を実現することができる。
実施の形態５．
つづいて、実施の形態５の受信機について説明する。本実施の形態においては、前述した実施の形態４と処理の異なる周波数誤差推定部５５についてのみ説明する。なお、受信機におけるその他の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
図８は、実施の形態５の周波数誤差推定部５５の内部構成例を示す図であり、シンボルレート信号を２Ｍ逓倍する２Ｍ逓倍部７１，７５と、２Ｍ逓倍後の信号に対して特定のしきい値Ｒth以上の振幅を正規化する振幅正規化部７２，７６と、正規化後の信号に対してＮシンボル間隔で遅延検波を行う遅延検波部７３，７７と、遅延検波後の信号の位相を−１８０°回転させる位相回転部７４，７８と、各位相回転後の信号をそれぞれに対応する振幅正規化情報で重み付けして加算する重み付け加算部７９と、重み付け後の信号Ｓ７９を平均化する平均化部３５と、を備えている。
２Ｍ逓倍部７１，７５では、それぞれ対応するシンボルレート信号Ｓ８，Ｓ５４を２Ｍ逓倍し、２Ｍ逓倍後の信号Ｓ７１，Ｓ７５を出力する。たとえば、２Ｍ逓倍後の信号Ｓ７１，Ｓ７５をそれぞれＲ１（ｎ），Ｒ２（ｎ）とし、時刻ｎにおけるシンボルレート信号Ｓ８，Ｓ５４をｒ１（ｎ），ｒ２（ｎ）とした場合、Ｒ１（ｎ），Ｒ２（ｎ）は、下記（１７）式，（１８）式のように表すことができる。
Ｒ１（ｎ）＝ｒ１（ｎ）2M …（１７）
Ｒ２（ｎ）＝ｒ２（ｎ）2M …（１８）
振幅正規化部７２，７６では、ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないようにしきい値Ｒthを設定し、それぞれ対応する２Ｍ逓倍後の信号Ｓ７１，Ｓ７５における振幅がしきい値Ｒth以上の信号を正規化し、正規化後の信号をＳ７２−１，Ｓ７６−１として、その正規化情報を平均化した値Ａ１，Ａ２を、Ｓ７２−２，Ｓ７６−２として、出力する。
遅延検波部７３，７７では、それぞれ対応する正規化後の信号Ｓ７２−１，Ｓ７６−１に対してＮシンボル間隔で遅延検波を行い、遅延検波後の信号Ｓ７３，Ｓ７７を出力する。たとえば、Ｎシンボル間隔で遅延検波後の信号Ｓ７３，Ｓ７７をそれぞれｄ１（ｎ），ｄ２（ｎ）とし、時刻ｎにおける振幅正規化部７２，７６の出力信号Ｓ７２−１，Ｓ７６−１をそれぞれＲ１´（ｎ），Ｒ２´（ｎ）とし、Ｒ１´（ｎ），Ｒ２´（ｎ）をそれぞれＮシンボル分だけ遅延した信号をＲ１´（ｎ−Ｎ），Ｒ２´（ｎ−Ｎ）とした場合、ｄ１（ｎ），ｄ２（ｎ）は、前述した（１４）式，（１５）式のように表すことができる。
位相回転部７４，７８では、それぞれ対応する遅延検波後の信号Ｓ７３，Ｓ７７の位相を−１８０°だけ回転させて、位相回転後の信号Ｓ７４，Ｓ７８を出力する。たとえば、位相回転後の信号Ｓ７４，Ｓ７８をｄ１´（ｎ），ｄ２´（ｎ）とした場合、ｄ１´（ｎ），ｄ２´（ｎ）は、下記（１９）式，（２０）式のように表すことができる。
Figure 2006173926
Figure 2006173926
重み付け加算部７９では、振幅正規化情報を平均化した値Ｓ７２−２とＳ７６−２とを用いて、位相回転後の信号Ｓ７４とＳ７８とを重み付け加算する。たとえば、重み付け加算後の信号Ｓ７９をｄ（ｎ）とした場合、ｄ（ｎ）は、下記（２１）式のように表すことができる。
ｄ（ｎ）＝Ａ１ｄ１´（ｎ）＋Ａ２ｄ２´（ｎ） …（２１）
なお、Ａ１は振幅正規化部７２出力の振幅正規化情報を平均化した値Ｓ７２−２であり、Ａ２は振幅正規化部７６出力の振幅正規化情報を平均化した値Ｓ７６−２である。そして、平均化部３５では、重み付け加算後の信号Ｓ７９を平均化し、以降、実施の形態２と同様の手順で、周波数誤差推定値Ｓ９を出力する。
以上のように、本実施の形態においては、前述した実施の形態４と同様の効果が得られるとともに、さらに、図７の４Ｍ逓倍処理から図８の２Ｍ逓倍処理に減らすことにより、逓倍ロス（雑音増加）を減らすことができ、より推定範囲を広めることができる。
実施の形態６．
つづいて、実施の形態６の受信機について説明する。本実施の形態においては、前述した実施の形態４または５と異なる周波数誤差推定処理について説明する。なお、前述した実施の形態１〜５と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
図９は、本発明にかかる受信機を含む、実施の形態６の通信システムの構成例を示す図であり、本実施の形態の受信機は、周波数誤差推定部８１−１，８１−２，…，８１−Ｌを備えている。この受信機は、周波数誤差推定部が多重開ループ形周波数誤差推定となっていることが、前述した実施の形態４および５と異なっている。周波数誤差推定部において多重開ループ形周波数誤差推定を用いることにより、実施の形態４または５に比べ、広い推定範囲で高い推定精度を実現できる。
ここで、本実施の形態における特徴的な処理について説明する。なお、ここでは、前述した実施の形態１〜５と異なる処理についてのみ説明する。
実施の形態６の受信機において、周波数誤差推定部８１−１，８１−２，…，８１−Ｌは、Ｌ個並列に設けられ、それぞれが図７または図８に示す周波数誤差推定部と同様に構成されており、遅延検波部６３，６６または７３，７７における遅延検波のシンボル間隔Ｎが、それぞれＮ1〜ＮLとなっている。
周波数誤差選択部４２では、各周波数誤差推定部から出力された周波数誤差推定値Ｓ８１−１，Ｓ８１−２，…Ｓ８１−Ｌに基づいて、正しいと思われる周波数誤差推定値を出力する。なお、その他の処理については、前述した実施の形態４または５と同様である。
以上のように、本実施の形態においては、前述した実施の形態４または５と同様の効果を得ることができるとともに、さらに、周波数誤差推定部を複数個並列に設ける多重開ループ形周波数誤差推定を行うことにより、高い推定精度と広い推定範囲を同時に実現することができる。
以上のように、本発明にかかる周波数誤差推定装置および受信機は、無線通信システムにおいて有用であり、特に、ＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用する場合における受信側の通信装置に適している。
実施の形態１の通信システムの構成例を示す図である。 実施の形態１の周波数誤差推定部の内部構成例を示す図である。 実施の形態２の周波数誤差推定部の内部構成例を示す図である。 実施の形態３の通信システムの構成例を示す図である。 多重開ループ形周波数誤差推定処理を説明するための図である。 実施の形態４の通信システムの構成例を示す図である。 実施の形態４の周波数誤差推定部の内部構成例を示す図である。 実施の形態５の周波数誤差推定部の内部構成例を示す図である。 実施の形態６の通信システムの構成例を示す図である。
符号の説明
１ Ｍ相ＰＳＫ変調部
２ 遅延部
３ π／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調部
４，５ 送信アンテナ
１１，５１ 受信アンテナ
１２ 局部発振器
１３，５２ ミキサ
１４，５３ ＬＰＦ部
１５，５４ ＢＴＲ部
１６，４１−１，４１−２，４１−Ｌ，５５，８１−１，８１−２，８１−Ｌ 周波数誤差推定部
１７，５６ 周波数誤差補正部
１８，５７ ＰＳＰ復調部
２１，６１，６４ ４Ｍ逓倍部
２２，３２，６２，６５，７２，７６ 振幅正規化部
２３，３３，６３，６６，７３，７７ 遅延検波部
２４，３５ 平均化部
２５，３６ 位相算出部
２６ 位相／４ＭＮ部
３１，７１，７５ ２Ｍ逓倍部
３４，７４，７８ 位相回転部
３７ 位相／２ＭＮ部
４２ 周波数誤差選択部
６７，７９ 重み付け加算部

Claims (20)

  1. ＰＡＤＭ（Per transmit Antenna Differential Mapping）送信ダイバーシチを採用し、ＰＳＰ（Per-Survivor Processing）による復調処理を行う通信システムにおいて、送受間の周波数誤差を推定する周波数誤差推定装置であって、
    所定の受信処理により得られるビットタイミング抽出後のシンボルレート信号に対して、特定の逓倍処理を行う逓倍手段と、
    ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないように特定のしきい値を設定し、振幅が当該特定のしきい値以上となる前記逓倍処理後の信号を正規化する振幅正規化手段と、
    前記正規化後の信号に対して特定のシンボル間隔で遅延検波を行う遅延検波手段と、
    前記特定のシンボル間隔で遅延検波後の信号を平均化する平均化手段と、
    前記平均化後の信号を用いて位相データを算出する位相算出手段と、
    前記位相データに基づいて周波数誤差を演算する周波数誤差演算手段と、
    を備えることを特徴とする周波数誤差推定装置。
  2. 前記逓倍手段と、前記振幅正規化手段と、前記遅延検波手段と、前記平均化手段と、前記位相算出手段と、前記周波数誤差演算手段と、を有する周波数誤差推定手段、
    を複数備え、
    前記複数の周波数誤差推定手段における遅延検波手段がそれぞれ異なるシンボル間隔で遅延検波を行う構成とし、
    前記複数の周波数誤差推定手段における周波数誤差演算結果のいずれか一つを周波数誤差推定値として選択することを特徴とする請求項１に記載の周波数誤差推定装置。
  3. ＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用し、ＰＳＰによる復調処理を行う通信システムにおいて、送受間の周波数誤差を推定する周波数誤差推定装置であって、
    所定の受信処理により得られるビットタイミング抽出後のシンボルレート信号に対して、特定の逓倍処理を行う逓倍手段と、
    ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないように特定のしきい値を設定し、振幅が当該特定のしきい値以上となる前記逓倍処理後の信号を正規化する振幅正規化手段と、
    前記正規化後の信号に対して特定のシンボル間隔で遅延検波を行う遅延検波手段と、
    前記特定のシンボル間隔で遅延検波後の信号の位相を−１８０°回転させる位相回転手段と、
    前記位相回転後の信号を平均化する平均化手段と、
    前記平均化後の信号を用いて位相データを算出する位相算出手段と、
    前記位相データに基づいて周波数誤差を演算する周波数誤差演算手段と、
    を備えることを特徴とする周波数誤差推定装置。
  4. 前記逓倍手段と、前記振幅正規化手段と、前記遅延検波手段と、前記位相回転手段と、前記平均化手段と、前記位相算出手段と、前記周波数誤差演算手段と、を有する周波数誤差推定手段、
    を複数備え、
    前記複数の周波数誤差推定手段における遅延検波手段がそれぞれ異なるシンボル間隔で遅延検波を行う構成とし、
    前記複数の周波数誤差推定手段における周波数誤差演算結果のいずれか一つを周波数誤差推定値として選択することを特徴とする請求項３に記載の周波数誤差推定装置。
  5. ＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用し、ＰＳＰによる復調処理を行う通信システムにおいて、複数のアンテナによる受信信号を利用して送受間の周波数誤差を推定する周波数誤差推定装置であって、
    所定の受信処理により前記アンテナ単位に得られるビットタイミング抽出後のシンボルレート信号に対して、それぞれ特定の逓倍処理を行う複数の逓倍手段と、
    前記複数の逓倍手段に個別に対応する構成とし、ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないように特定のしきい値を設定し、振幅が当該特定のしきい値以上となる前記逓倍処理後の信号を正規化する複数の振幅正規化手段と、
    前記複数の振幅正規化手段に個別に対応する構成とし、前記正規化後の信号に対して特定のシンボル間隔で遅延検波を行う複数の遅延検波手段と、
    前記複数の遅延検波手段から出力される遅延検波後の信号を重み付け加算する重み付け加算手段と、
    前記重み付け加算後の信号を平均化する平均化手段と、
    前記平均化後の信号を用いて位相データを算出する位相算出手段と、
    前記位相データに基づいて周波数誤差を演算する周波数誤差演算手段と、
    を備えることを特徴とする周波数誤差推定装置。
  6. 前記複数の逓倍手段と、前記複数の振幅正規化手段と、前記複数の遅延検波手段と、前記重み付け加算手段と、前記平均化手段と、前記位相算出手段と、前記周波数誤差演算手段と、を有する周波数誤差推定手段、
    を複数備え、
    前記周波数誤差推定手段単位に、各遅延検波手段がそれぞれ異なるシンボル間隔で遅延検波を行う構成とし、
    前記複数の周波数誤差推定手段における周波数誤差演算結果のいずれか一つを周波数誤差推定値として選択することを特徴とする請求項５に記載の周波数誤差推定装置。
  7. ＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用し、ＰＳＰによる復調処理を行う通信システムにおいて、複数のアンテナによる受信信号を利用して送受間の周波数誤差を推定する周波数誤差推定装置であって、
    所定の受信処理により前記アンテナ単位に得られるビットタイミング抽出後のシンボルレート信号に対して、それぞれ特定の逓倍処理を行う複数の逓倍手段と、
    前記複数の逓倍手段に個別に対応する構成とし、ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないように特定のしきい値を設定し、振幅が当該特定のしきい値以上となる前記逓倍処理後の信号を正規化する複数の振幅正規化手段と、
    前記複数の振幅正規化手段に個別に対応する構成とし、前記正規化後の信号に対して特定のシンボル間隔で遅延検波を行う複数の遅延検波手段と、
    前記複数の遅延検波手段に個別に対応する構成とし、前記特定のシンボル間隔で遅延検波後の信号の位相を−１８０°回転させる複数の位相回転手段と、
    前記複数の位相回転手段から出力される遅延検波後の信号を重み付け加算する重み付け加算手段と、
    前記重み付け加算後の信号を平均化する平均化手段と、
    前記平均化後の信号を用いて位相データを算出する位相算出手段と、
    前記位相データに基づいて周波数誤差を演算する周波数誤差演算手段と、
    を備えることを特徴とする周波数誤差推定装置。
  8. 前記複数の逓倍手段と、前記複数の振幅正規化手段と、前記複数の遅延検波手段と、前記複数の位相回転手段と、前記重み付け加算手段と、前記平均化手段と、前記位相算出手段と、前記周波数誤差演算手段と、を有する周波数誤差推定手段、
    を複数備え、
    前記周波数誤差推定手段単位に、各遅延検波手段がそれぞれ異なるシンボル間隔で遅延検波を行う構成とし、
    前記複数の周波数誤差推定手段における周波数誤差演算結果のいずれか一つを周波数誤差推定値として選択することを特徴とする請求項７に記載の周波数誤差推定装置。
  9. 送信機側がＭ相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調を用いたＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用する場合、
    前記逓倍手段は、前記シンボルレート信号に対して４Ｍ逓倍処理を行い、
    前記周波数誤差演算手段は、前記４Ｍの値および前記遅延検波のシンボル間隔の値を用いて周波数誤差を演算することを特徴とする請求項１、２、５または６に記載の周波数誤差推定装置。
  10. 送信機側がＭ相ＰＳＫ変調を用いたＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用する場合、
    前記逓倍手段は、前記シンボルレート信号に対して２Ｍ逓倍処理を行い、
    前記周波数誤差演算手段は、前記２Ｍの値および前記遅延検波のシンボル間隔の値を用いて周波数誤差を演算することを特徴とする請求項３、４、７または８に記載の周波数誤差推定装置。
  11. ＰＡＤＭ（Per transmit Antenna Differential Mapping）送信ダイバーシチを採用する通信システムにおいて、ＰＳＰ（Per-Survivor Processing）による復調処理を行う受信機であって、
    所定の受信処理により得られるビットタイミング抽出後のシンボルレート信号に対して、特定の逓倍処理を行う逓倍手段と、
    ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないように特定のしきい値を設定し、振幅が当該特定のしきい値以上となる前記逓倍処理後の信号を正規化する振幅正規化手段と、
    前記正規化後の信号に対して特定のシンボル間隔で遅延検波を行う遅延検波手段と、
    前記特定のシンボル間隔で遅延検波後の信号を平均化する平均化手段と、
    前記平均化後の信号を用いて位相データを算出する位相算出手段と、
    前記位相データに基づいて周波数誤差を演算する周波数誤差演算手段と、
    前記周波数誤差の演算結果に基づいて前記シンボルレート信号の周波数誤差を補正する周波数誤差補正手段と、
    を備え、
    前記補正後の信号に対してＰＳＰ復調を行うことを特徴とする受信機。
  12. 前記逓倍手段と、前記振幅正規化手段と、前記遅延検波手段と、前記平均化手段と、前記位相算出手段と、前記周波数誤差演算手段と、を有する周波数誤差推定手段、
    を複数備え、
    前記複数の周波数誤差推定手段における遅延検波手段がそれぞれ異なるシンボル間隔で遅延検波を行う構成とし、
    前記複数の周波数誤差推定手段における周波数誤差演算結果のいずれか一つを周波数誤差推定値として選択することを特徴とする請求項１１に記載の受信機。
  13. ＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用する通信システムにおいて、ＰＳＰによる復調処理を行う受信機であって、
    所定の受信処理により得られるビットタイミング抽出後のシンボルレート信号に対して、特定の逓倍処理を行う逓倍手段と、
    ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないように特定のしきい値を設定し、振幅が当該特定のしきい値以上となる前記逓倍処理後の信号を正規化する振幅正規化手段と、
    前記正規化後の信号に対して特定のシンボル間隔で遅延検波を行う遅延検波手段と、
    前記特定のシンボル間隔で遅延検波後の信号の位相を−１８０°回転させる位相回転手段と、
    前記位相回転後の信号を平均化する平均化手段と、
    前記平均化後の信号を用いて位相データを算出する位相算出手段と、
    前記位相データに基づいて周波数誤差を演算する周波数誤差演算手段と、
    前記周波数誤差の演算結果に基づいて前記シンボルレート信号の周波数誤差を補正する周波数誤差補正手段と、
    を備え、
    前記補正後の信号に対してＰＳＰ復調を行うことを特徴とする受信機。
  14. 前記逓倍手段と、前記振幅正規化手段と、前記遅延検波手段と、前記位相回転手段と、前記平均化手段と、前記位相算出手段と、前記周波数誤差演算手段と、を有する周波数誤差推定手段、
    を複数備え、
    前記複数の周波数誤差推定手段における遅延検波手段がそれぞれ異なるシンボル間隔で遅延検波を行う構成とし、
    前記複数の周波数誤差推定手段における周波数誤差演算結果のいずれか一つを周波数誤差推定値として選択することを特徴とする請求項１３に記載の受信機。
  15. ＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用する通信システムにおいて、複数のアンテナによる受信信号を利用してＰＳＰによる復調処理を行う受信機であって、
    所定の受信処理により前記アンテナ単位に得られるビットタイミング抽出後のシンボルレート信号に対して、それぞれ特定の逓倍処理を行う複数の逓倍手段と、
    前記複数の逓倍手段に個別に対応する構成とし、ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないように特定のしきい値を設定し、振幅が当該特定のしきい値以上となる前記逓倍処理後の信号を正規化する複数の振幅正規化手段と、
    前記複数の振幅正規化手段に個別に対応する構成とし、前記正規化後の信号に対して特定のシンボル間隔で遅延検波を行う複数の遅延検波手段と、
    前記複数の遅延検波手段から出力される遅延検波後の信号を重み付け加算する重み付け加算手段と、
    前記重み付け加算後の信号を平均化する平均化手段と、
    前記平均化後の信号を用いて位相データを算出する位相算出手段と、
    前記位相データに基づいて周波数誤差を演算する周波数誤差演算手段と、
    前記周波数誤差の演算結果に基づいて前記シンボルレート信号の周波数誤差を補正する周波数誤差補正手段と、
    を備え、
    前記補正後の信号に対してＰＳＰ復調を行うことを特徴とする受信機。
  16. 前記複数の逓倍手段と、前記複数の振幅正規化手段と、前記複数の遅延検波手段と、前記重み付け加算手段と、前記平均化手段と、前記位相算出手段と、前記周波数誤差演算手段と、を有する周波数誤差推定手段、
    を複数備え、
    前記周波数誤差推定手段単位に、各遅延検波手段がそれぞれ異なるシンボル間隔で遅延検波を行う構成とし、
    前記複数の周波数誤差推定手段における周波数誤差演算結果のいずれか一つを周波数誤差推定値として選択することを特徴とする請求項１５に記載の受信機。
  17. ＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用する通信システムにおいて、複数のアンテナによる受信信号を利用してＰＳＰによる復調処理を行う受信機であって、
    所定の受信処理により前記アンテナ単位に得られるビットタイミング抽出後のシンボルレート信号に対して、それぞれ特定の逓倍処理を行う複数の逓倍手段と、
    前記複数の逓倍手段に個別に対応する構成とし、ＩＱ平面上で０点周辺に集まる信号を正規化しないように特定のしきい値を設定し、振幅が当該特定のしきい値以上となる前記逓倍処理後の信号を正規化する複数の振幅正規化手段と、
    前記複数の振幅正規化手段に個別に対応する構成とし、前記正規化後の信号に対して特定のシンボル間隔で遅延検波を行う複数の遅延検波手段と、
    前記複数の遅延検波手段に個別に対応する構成とし、前記特定のシンボル間隔で遅延検波後の信号の位相を−１８０°回転させる複数の位相回転手段と、
    前記複数の位相回転手段から出力される遅延検波後の信号を重み付け加算する重み付け加算手段と、
    前記重み付け加算後の信号を平均化する平均化手段と、
    前記平均化後の信号を用いて位相データを算出する位相算出手段と、
    前記位相データに基づいて周波数誤差を演算する周波数誤差演算手段と、
    前記周波数誤差の演算結果に基づいて前記シンボルレート信号の周波数誤差を補正する周波数誤差補正手段と、
    を備え、
    前記補正後の信号に対してＰＳＰ復調を行うことを特徴とする受信機。
  18. 前記複数の逓倍手段と、前記複数の振幅正規化手段と、前記複数の遅延検波手段と、前記複数の位相回転手段と、前記重み付け加算手段と、前記平均化手段と、前記位相算出手段と、前記周波数誤差演算手段と、を有する周波数誤差推定手段、
    を複数備え、
    前記周波数誤差推定手段単位に、各遅延検波手段がそれぞれ異なるシンボル間隔で遅延検波を行う構成とし、
    前記複数の周波数誤差推定手段における周波数誤差演算結果のいずれか一つを周波数誤差推定値として選択することを特徴とする請求項１７に記載の受信機。
  19. 送信機側がＭ相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調を用いたＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用する場合、
    前記逓倍手段は、前記シンボルレート信号に対して４Ｍ逓倍処理を行い、
    前記周波数誤差演算手段は、前記４Ｍの値および前記遅延検波のシンボル間隔の値を用いて周波数誤差を演算することを特徴とする請求項１１、１２、１５または１６に記載の受信機。
  20. 送信機側がＭ相ＰＳＫ変調を用いたＰＡＤＭ送信ダイバーシチを採用する場合、
    前記逓倍手段は、前記シンボルレート信号に対して２Ｍ逓倍処理を行い、
    前記周波数誤差演算手段は、前記２Ｍの値および前記遅延検波のシンボル間隔の値を用いて周波数誤差を演算することを特徴とする請求項１３、１４、１７または１８に記載の受信機。
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