JP2823192B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は変調された直交関係搬送波から成る残留側波
帯信号を伝送するデジタル通信システムに関する。 発明の技術的背景 デジタル通信システムは無数の変調フオーマツトを使
用する。１つのよく使用されるフオーマツトにおいて
は、データ信号によつて直交関係信号が変調される。こ
のタイプの変調はさまざまな名前を持ち、例えば、位相
偏位キーイング（phase shift keying、PSK）、直交振
幅変調（quadrature amplitude modulation、QAM）、及
び振幅及び位相偏位キーイング（amplitude and phase
shift keying、APSK）などと呼ばれる。データ信号によ
つて運ばれる情報は事実上無限であり、例えば、音声、
ビデオ、フアクシミリ等が含まれる。さらに、変調され
た搬送波を運ぶ伝送チヤネルも無制限であり、例えば、
空間、ワイヤー、あるいは光フアイバ等が含まれる。 事実上全ての通信システムが持つ問題は伝送チヤネル
の帯域に制限があることである。つまり、情報を運ぶた
めに使用できる周波数間隔には制約がある。この制約は
システム及び／あるいはデバイス要件に起因する。この
問題の程度はシステムによつて異なるが、任意の周波数
間隔内でより多くの情報を運ぶことのできる能力は全て
のシステムに要求されることである。 変調された直交関係搬送波を伝送するデジタル シス
テムの情報搬送能力を向上させる１つの技術として、許
容される変調状態の数を増す方法がある。この技術の一
例として、より多くの容量を必要とする用途において、
106QAMシステムのかわりに46QAMシステムを設計及び開
発する状況が挙げられる。この技術の問題点は、変調状
態の数を変更するためには、少なくとも、新たな変調器
及び復調器の設計及び開発が必要となることである。こ
の努力は高価につくばかりか、場合によつては、結果と
しての装置を動作システムに改修するためにも莫大な費
用がかかる。 システム能力を向上させるもう１つの技術は両側波帯
信号のかわりに単側波帯信号、つまり、残留側波帯信号
を使用する方法である。この方法は比較的簡単に実現で
きるため単一の搬送信号を変調するフオーマツトにおい
てよく使用される。しかし、この方法は、直交関係搬送
波を使用するシステム内では使用されてない。これは、
両側波帯信号を残留側波帯信号、つまり、単側波帯信号
にフイルタリングすると、データ信号が意味を持たなく
なるためである。 発明の概要 本発明は両側波帯QAM信号をそれが残留側波帯信号に
フイルタリングされた後に意味を持つように復号するた
めの方法を提供する。受信機内において、残留側波帯信
号がペアの受信信号に復調される。これら受信信号の各
々は両側波帯QAM信号によつて運ばれる２つのデータ信
号のうちの１つ並びに両側波帯信号から残留側波帯信号
にフイルリングするプロセスにおいて生じる干渉信号を
含む。本発明によると、個々のデータ信号はそれと関連
する受信信号及び他方のデータ信号に応答して回復され
る。この方法は異なる変調フオーマツトに使用できるよ
うに簡単に修正できる長所を持つ。 実施例 第１図は一例としての16QAM、つまり、本発明を導入
する通信システムを示す。ここで、16QAMの16はQAMフオ
ーマツトの伝送される信号の状態を数を示す。送信機10
の所で、リード120上のデジタル データ信号は修正さ
れたQAM変調器101に結合される。変調器101内におい
て、直列／並列変換器121はリード120上のデータ信号の
一連のビツトをそれぞれ４つの経路131、132、133、及
び134に広げる。デジタル／アナログ（D/A）変換器122
はリード131及び132上に出現する信号を複数の信号電圧
に変換するが、これはリード135上に出現する。16QAM変
調の場合は、リード135上に４つの信号電圧が出現す
る。同様に、D/A変換器123はリード133及び134上の信号
を複数の信号電圧に変換するが、これらはリード136に
結合される。乗算器127及び128はリード135及び136上の
信号電圧をそれぞれそれらがナイキスト フイルタ124
及び125によつて平滑化された後に受信する。乗算器127
は発振器126によつて生成された搬送信号の振幅をろ波
された後のリード135上の信号にて変調する。同じよう
に、乗算器128は第２の搬送信号の振幅をナイキスト
フイルタ125によつて平滑化された後のリード136上の信
号にて変調する。乗算器128に加えられるこの第２の搬
送信号は発振器126によつて生成された搬送信号を位相
シフタ129を介してマイナスπ/2ラジアンだけシフトす
ることによつて生成される。従つて、乗算器127及び128
に加えられるこのペアの搬送信号は互いに矩像関係にあ
り、個々が両側波帯信号である。次に、加算器130が乗
算器128及び129によつて与えられる積を加え、この和を
リード102上に出力するが、この和も両側波帯信号であ
る。 ここまでに説明の送信機要素による信号処理を要約す
ると、これら要素は直交関係にある搬送波をペアのデー
タ信号にて変調する。ここで、一方のデータ信号はリー
ド131、132、135あるいは137上に出現する信号から成
り、他方のデータ信号はリード133、134、136あるいは1
38上に出現する信号から成る。これに加えて、D/A変換
器122及び123によつて提供される信号電圧の数及び許容
値を選択するものとすると、データ信号を表わす伝送さ
れた搬送信号の振幅の全ての可能な組合せを直交座標プ
ロツト上にグラフ的に示すことができる。このプロツト
は、通常、信号空間図（signal space diagram）と呼ば
れる。 第２図は第１図の一例としての送信機の信号空間図を
示す。リード137上に出現するデータ信号は“I"あるい
は共通モード（in−phase）データ信号と呼ばれ、一
方、リード138上に出現するデータ信号は“Q"あるいは
直交モード（quadrature）データ信号と呼ばれる。示さ
れるごとく、“I"及び“Q"データ信号の許容値は±１及
び±３ボルトであり、これら許容値の全ての可能な組合
せから点（．）によつて示され、第２図において201と
して示される16個の信号状態が与えられる。 従来のQAM通信システムにおいては、加算器130の出力
は情報をシステム受信機11に伝搬する伝送チヤネルに結
合される。本発明によると、加算器130の出力の所の両
側波帯信号を残留側波帯信号に変換するために0.5のロ
ールオフ係数を持つフイルタ103が送信機に加えられ
る。この変換は信号伝送に要求される帯域幅を節約す
る。0.5のロールオフ係数を持つナイキスト フイルタ
では、帯域幅が約30％節約できる。しかし、両側波帯信
号から残留側波帯信号への変換は、従来のQAM受信機回
路の動作を不正にし、データ信号を意味のあるように回
復するためには、受信機内に追加の関数能力が必要とな
る。ここで、本発明は、伝送される搬送波の周波数をよ
り高い周波数帯域にシフトするために通常加算器130と
伝送チヤネルの間に追加の回路が置かれた無線システム
にも使用できることに注意する。さらに、本発明は、QA
Mシステムに制限されるものでなく、位相あるいは振
幅、あるいは位相と振幅の組合せにて変調された直交関
係搬送波から成る信号を伝送する全てのシステム内で使
用できる。 本発明の原理を理解するため、最初に、一例としての
両側波帯QAM信号の側波帯の１つのフイルタリングの影
響及び結果として得られる残留側波帯信号の伝送チヤネ
ルを通じての伝送について説明する必要がある。 加算器130の出力の所に出現するQAM信号は時間の関数
ｓ（ｔ）として以下のように表わされる。 ｓ（ｔ）＝ｉ（ｔ）coswct−ｑ（ｔ）sinwct; （１） ここで、Wcは発振器126によつて生成される搬送波の
周波数を表わし、そして ｉ（ｔ）及びｑ（ｔ）はそれぞれＩ及びＱデータ信号
の値を時間の関数として示す。 ｓ（ｔ）を側波帯のどちらかを部分的に抑圧するため
にインパルス応答ｈ（ｔ）にてフイルタ103に通した場
合、結果として得られる残留側波帯信号〔ｓ（ｔ）〕SS
Bは以下のように表わすことができる。 ここで、（ｔ）及び（ｔ）はそれぞれｉ（ｔ）及
びｑ（ｔ）の関数である。 式（２）と式（１）とを比較することによつて、式
（１）のQAM信号の側波帯の１つを抑圧すると、結果と
して、ｉ（ｔ）が関数ｑ（ｔ）によつて汚染され、ｑ
（ｔ）が関数ｉ（ｔ）によつて汚染されることがわか
る。このため、第１図の受信機内にそれぞれｉ（ｔ）及
びｑ（ｔ）を回復するために（ｔ）及び（ｔ）を除
去する機能を提供することが必要である。 第１図に戻どり、伝送チヤネル105が分散型チヤネル
であり、インタシンボル干渉（intersymbol interferen
ce、SIS）、クロス レール干渉（Ｘ−レールISI）及び
ガウス ノイズ（ｎ（ｔ））を含む歪みを導入する一般
的なケースを考える。〔ｓ（ｔ）〕SSBが従来のQAM復調
器107に結合されると、それぞれバス110及び111上にＩ
（ｔ）及びＱ（ｔ）と呼ばれる信号が生成される。この
Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）の生成は周知の搬送波回復技術を
使用して受信された信号から直交関係搬送波を抽出する
ことによつて達成される。バス110及び111上のこれら信
号は以下のように表わすことができる。 Ｉ（ｔ）＝〔ｉ（ｔ）＋（ｔ）〕＋ISI−Ｘ−rail ISI＋n1（ｔ）， （３） 及び Ｑ（ｔ）＝〔ｑ（ｔ）＋（ｔ）〕＋ISI−Ｘ−rail ISI＋nQ（ｔ）， （４） ここで、nI（ｔ）及びnQ（ｔ）はそれぞれｉ（ｔ）及
びｑ（ｔ）に導入されたガウスノイズを表わす。 式（３）及び式（４）内のSIS及びＸ−レールはＩ
（ｔ）及び（Ｑ）（ｔ）を従来の横等化器112及び113に
結合することによつて除去できる。等化器112及び113は
Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）に関して、あたかも〔ｉ（ｔ）＋
（ｔ）〕及び〔ｑ（ｔ）−（ｔ）〕が情報信号であ
るかのように動作するように構成される。好ましくは、
等化器112及び113のタツプ重み係数は図示されない周知
の回路を介してチヤネル内の歪を追跡するように調節さ
れる。等化器112及び113の出力の所に出現する等化され
た信号IE（ｔ）及びQE（ｔ）は次にサンプラ114によつ
て1/Tのボー速度にてサンプリングされる。Ｋ番目のサ
ンプル（ここで、ｋは整数）は以下のように表わすこと
ができる。つまり バス116については、 IE（kT）＝〔ｉ（kT）＋（kT）〕＋nIE（kT）
（５） そして、バス117については、 QE（kT）＝〔ｑ（kT）〕−（kT）〕＋nQE（kT）
（６） ここで、nIE（kT）及びnQE（kT）はｋ番目のサンプリ
ング時間における等化の後の受信された信号成分内のガ
ウス ノイズを表わす。サンプラ114は従来のタイミン
グ回復回路（図示なし）によつて供給されるリード108
上のタイミング信号によつて制御される。 データ信号値ｉ（kT）及びｑ（kT）を運ぶ情報を回復
するためには、（kT）及び（kT）を除去することが
必要である。（kT）及び（kT）は制限された数の値
のみをとり、またこれら値はD/A変換器122及び123によ
つて提供される量子化された値の関数であることがわか
る。0.5のロールオフ係数を持つ複数のナイキストフイ
ルタ及びフイルタ103を使用する任意の通信システムに
対する（kT）及び（kT）に対するこのセツトの値は
以下のように表わすことができる。 （kT）＝＋1/2i（（ｋ−１）Ｔ）−1/2i（（ｋ＋
１）Ｔ） （７） 及び （kT）＝＋1/2q（（ｋ−１）Ｔ）−1/2q（（ｋ＋
１）Ｔ）． （８） つまり、ｋ番目のサンプリング時間における（ｉ）
は（ｋ−１）及び（ｋ＋１）サンプリング時間における
ｉ（ｔ）の関数である。ここで、（ｋ−１）及び（ｋ＋
１）サンプリング時間はそれぞれｋ番目のサンプリング
時間の直前及び直後のサンプリング時間を表わす。ま
た、ｋ番目のサンプリング時間における（ｔ）は（ｋ
−１）及び（ｋ＋１）サンプリング時間におけるｑ
（ｔ）の関数である。ここで、（ｋ−１）及び（ｋ＋
１）サンプリング時間は、それぞれ、ｋ番目のサンプリ
ング時間の直前及び直後のサンプリング時間を表わす。 式（７）及び（８）から、ｉ（ｔ）及びｑ（ｔ）の各
々が±１及び±３ボルトの値をとることができる一例と
しての16QAM通信システムにおいては、（kT）及び
（kT）は、｛０、−１、−２、−３、１、２、３｝のセ
ツトの７つの値の任意の１の値をとることができること
がわかる。従って、任意のサンプリング時点kTにおい
て、IE（kT）およびQE（kT）は、各々集合｛−６、−
５、−４、−３、−２、−１、０、＋１、＋２、＋３、
＋４、＋５、＋６｝内の13の可能な値の１つをとること
ができる。これから任意のサンプリング時間において、
iE（kT）及びQQ（kT）の169の組合せが可能となる。こ
れら169の組合せの各々が、第２図の信号空間内におけ
る16個のデータポイント201および153個のデータポイン
ト202から成る合成169個のデータポイントのうちの１つ
として示される。 式（７）と式（８）を式（５）及び式（６）に結合
し、ガウス ノイズを無視すると、以下を得ることがで
きる。 ここでは、バス116上の信号について説明するが、バ
ス117上の信号についても同様なことがあてはまる。ｉ
（kT）、ｑ（（ｋ−１）Ｔ）及びｑ（（ｋ＋１）Ｔ）の
組合せとしては、43、つまり、64通りが可能である。こ
れら64通りの組合せが第３図及び第４図に示される。IE
（kT）＝±５あるいは±６では、ｉ（kT）の一意の値が
存在する。しかし、IE（kT）が他の任意の値を持つ場合
は、所望の共通モード データ信号、ｉ（kT）は、ｑ
（（ｋ−１）Ｔ）及びｑ（（ｋ＋１）Ｔ）に関して知る
ことなしに一意に決定することはできない。始動後、復
号動作が正常に機能しているものと仮定すると、ｑ
（（ｋ−１）Ｔ）はｋ番目のサンプリング期間において
知ることができる。ｑ（（ｋ−１）Ｔ）の妥当な値の取
得は、最初、±６に等しいIE（kT）の値を与えるＩ及び
Ｑデータ信号の所定のシーケンスを伝送することによつ
て達成される。この値では、ｑ（（ｋ−１）Ｔ）は一意
に決定できる。従つて、IE（kT）をｉ（kT）に正しく復
号するためには、ｑ（（ｋ＋１）Ｔ）、つまり、ｋ番目
のサンプリング時間の１ボー期間後の直角モード デー
タ信号の値を正しく決定する方法が必要となる。 第３図及び第４図からわかるように、任意のIE（kT）
及びｑ（（ｋ−１）Ｔ）に対して、ｉ（kT）及びｑ
（（ｋ＋１）Ｔ）の可能な値は２つのみであることに注
意する。これはバス117上に受信される信号についても
言えることは勿論である。さらに、ｉ（kT）の２つの可
能な値は必ず隣接するシンボル状態（例えば、−３、−
1;−１、＋1;あるいは＋１、＋３）であり、一方、ｑ
（ｋ＋１）Ｔ）の２つの可能な値は必ず１つの中間シン
ボル状態をたまぐ非隣接シンボル状態であることに注意
する。これら非隣接シンボル状態は−３、＋１あるいは
−１、＋３である。 ｑ（（ｋ＋１）Ｔ）の２つの推定値のどちらが妥当で
あるかを正しく決定するためには、入り残留側波帯信号
を復調することによつて生成される受信された信号I
E（kT）及びQE（kT）が妥当であると仮定される。従つ
て、ｑ（（ｋ＋１）Ｔの妥当な値を決定するための鍵は
IE（kT）に基づきｑ（（ｋ＋１）Ｔ）のセツトの可能な
値を調べ、またQE（kT）に基づきｑ（（ｋ＋１）Ｔ）の
セツトの可能な値を調べることにある。これら２つのセ
ツトの可能な値は１つの共通値のみを持つ。IE（kT）及
びQE（kT）が妥当であると前提すると、この共通値がｑ
（ｋ＋１）Ｔ）妥当な値である。ｑ（（ｋ＋１）Ｔ）が
いつたん決定されると、これがIE（ｋ）Ｔ及びｑ（（ｋ
−１）Ｔ）の先に知られた値とともにｉ（kT）を決定す
るために使用される。 第５図には一例としての16QAMシステム中でデータ信
号ｉ（kT）及びｑ（kT）を正しく復号するための上に説
明の方法を使用する復号器118が示される。Ｉ PROM403
はバス116上のIE（kT）及び復号器118によつて先に復号
されバス404上に出現するｑ（（ｋ−１）Ｔ）によつて
アドレスされる。個々のアドレスに対して、IPROM403は
それぞれバス406及び405上のｉ（kT）及びｑ（（ｋ＋
１）Ｔ）の妥当な値の推定値を読み出す。個々のアドレ
スに対して読み出される推定値はｉ（kT）に対する１つ
の可能な値及びIE（kT）及びｑ（（ｋ−１）Ｔ）の任意
の値に対する第３図及び第４図からのｑ（（ｋ＋１）
Ｔ）の関連する値である。例えば、第３図に示されるよ
うに、IE（kT）＝＋４及びｑ（（ｋ−１）Ｔ）＝＋３に
対しては、ｉ（kT）の１つの推定値は＋１あるいは＋３
である。そして、（（ｋ＋１）Ｔ）の関連する値はそれ
ぞれ−１あるいは＋１となる。または、PROM403は個々
のアドレス対して２つのシンボルを読み出す。第１のシ
ンボルはｉ（kT）の可能な値、例えば、この例では＋１
及び＋３を表わし、第２のシンボルはｑ（（ｋ＋１）
Ｔ）の関連する値、つまり、この例では−３及び＋１を
表わす。説明を簡単にするため、Ｉ PROM403はこの第
２のモードにて動作するものと仮定する。 Ｑ PROM417はＩ PROM403と同じように動作し、個々
のアドレスに応答してｑ（kT）及びｉ（（ｋ＋１）Ｔ）
の値の推定値を読み出す。個々のアドレスはバス117か
らのQE（kT）の値及びバス416からのｉ（（ｋ−１）
Ｔ）の値から成る。後者は先に復号器118によつて生成
される。ｑ（kT）及びｉ（（ｋ＋１）Ｔ）の値はそれぞ
れPROM417によつてバス419及び418上に出力される。 任意のサンプリング時間において、共通モード デー
タ信号の妥当な値を決定するためには、Ｉ PROM CRRE
CT410がバス409上の特定のサンプリング時間に対する共
通モード データ信号の推定値、並びにこの特定のサン
プリング時間の後の１サンプリング時間あるいは１ボー
速度期間に対する直交モード データ信号の推定値とと
もにアドレスされる。直交モード データ信号のこれら
推定値の幾つかはIE（kT）に応答して生成され、バス40
8上に出現し、これら推定値の他の幾つかはQE（kT）に
応答して生成されバス419上に出現する。Ｉ PROM403は
ｉ（kT）及びｑ（（ｋ＋１）Ｔ）の推定値を生成し、一
方、Ｅ PROM417はｑ（kT）及びｉ（（ｋ＋１）Ｔ）の
推定値を生成するため、Ｉ PROM403の出力を１ボー期
間だけ遅延するために遅延要素407が必要である。これ
は直角モードデータ信号の独立した推定値が同一サンプ
リング時間に対応するIE（kT）及びQE（kT）に応答して
生成されることを保証する。 従つて、ｋ番目のサンプリング時間におけるＩ PROM
CORRECTに対するアドレスは、（ｋ−１）番目のサン
プリング時間、ｉ（（ｋ−１）Ｔ）における共通モード
データ信号要素の推定値、及びｋ番目のサンプリング
時間、ｑ（kT）における直角モードデータ信号要素の２
つの推定値から成る。要素407によつて導入される遅延
は、直交モード データ信号要素の推定値が共通モード
データ信号要素の推定値の１ボー期間だけ後にとどまる
ため復号計画に影響を与えることはない。個々のアドレ
スに対し、Ｉ PROM CRRECTはｉ（（ｋ−１）Ｔ）及び
ｑ（kT）の妥当な値を決定し、これら値をそれぞれバス
412及び411上に出力する。これら両方の信号値は遅延要
素413によつて１ボー期間だけ遅延された後、正しく復
号された共通モード データ信号はバス150に結合さ
れ、正しく復号された直角モード データ信号はバス40
4に結合される。この遅延はＩ PROM403に結合された正
しく復号された直角モード データ信号が１サンプリン
グ期間前にバス116上に受信された信号に対応する直角
モード データ信号であることを保証するために必要で
ある。 Ｑ PROM CRRECT424はＩ PROM CRRECT410と同じよ
うに動作し、任意のサンプリング時間における直角モー
ド データ信号の妥当な値をバス422上のその特定のサ
ンプリング時間における直角モード データ信号の推定
値及びその特定の時間より１サンプリング時間、つま
り、１ボー期間後の共通モード データ信号の推定値に
応答して決定する。直角モード データ信号のこれら推
定値の幾つかはIE（kT）に応答して生成されバス406上
に出現し、これら推定値の他の幾つかは、QE（kT）に応
答して生成されバス421上に出現する。遅延要素420はＱ
PROM417の出力を１ボー期間だけ遅延するが、これはI
E（kT）及びQE（kT）に応答して生成される直交モード
データ信号の推定値が同一サンプリング時間に対応す
ることを保証するために必要とされる。個々のアドレス
に対して、Ｑ PROM CRRECTはｑ（（ｋ−１）Ｔ）及び
ｉ（kT）の妥当な値を決定し、これら値をそれぞれバス
425及び424上に出力する。バス425及び424上の値はそれ
ぞれ遅延要素426によつて１ボー期間だけ遅延された
後、バス151及び416に結合される。要素426は遅延要素4
13と同じ同期上の理由によつて必要とされる。 Ｉ PROM CRRECT410及びＥ PROM CRRECT423は各々
共通モード及び直角モード データ信号の妥当な値を決
定することに注意する。従つて、バス404及び151上の値
を比較あるいは相関を調べることができる。バス150及
び416上の値についても同様である。 第６図はIE（kT）及びｑ（（ｋ−１）Ｔ）の任意のア
ドレス値に対してＩ PROM403によつて提供されるマツ
ピング機能を要約する。Ｑ PROM417の場合も類似のマ
ツピングが生成される。ある幾つかのアドレスに対して
は、この出力は個々の信号に対する１つの値を表わし、
別の幾つかのアドレスに対しては、この出力は個々の信
号に対するセツトの２つの値を表わす。後者の場合の例
は、出力Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ及びＥである。 ここで Ａは数−１、＋３のセツト（｛ ｝）を表わし； Ｂは｛−３、＋１｝； Ｃは｛−３、＋１｝； Ｄは｛−１、＋１｝；そして Ｅは｛＋１、＋３｝；を表わす。 第７図及び第８図はＩ PROM CRRECT410によつて提
供されるマツピング機能を要約する。Ｑ PROM CRRECT
424の場合も類似のマツピングが生成される。任意の入
力に対して、それがセツトの可能な値を表わす入力であ
つても、個々の出力信号に対する１つの値が提供される
ことに注意する。第７図及び第８図内の“X"シンボル
は、出力信号が“X"シンボルなしに一意的に決定される
ドント ケア（don′t care）条件を表わす。シンボル
？は理論的にありえない条件を表わす。 本発明は上に説明の一例としての16QAMフオーマツト
以外の変調フオーマツトに使用するように修正すること
もできる。第９図は4QAM変調フオーマツトに使用するよ
うに修正された復号器118を示す。この変調フオーマツ
トにおいては、個々の伝送された共通モード及び直角モ
ード データ信号は＋１あるいは−１の値のみをとる。
式（９）に従がうIE（kT）、ｉ（kT）、ｑ（（ｋ−１）
Ｔ）及びｑ（（ｋ＋１）Ｔ）の全ての可能な組合せも示
される。ｉ（kT）は全てのIE（kT）に対して、IE（k
T））＝０である場合を除き一意的に決定できることに
注意する。IE（kT）の場合は、ｑ（ｋ−１）Ｔ）の前に
復号された値を使用して、あいまいさが解決される。第
９図に示されるごとく、Ｉ PROM701はIE（kT）及びｑ
（（ｋ−ｔ）Ｔ）に応答してｉ（kT）を決定し、またＱ
PROM702は同じように機能しQE（kT）及びｉ（（ｋ−
１）Ｔ）に応答してｑ（kT）を決定する。遅延要素703
及び704はそれぞれ１ボー期間の遅延を導入する。 本発明は２つの特定の実施態様との関連で説明された
が、当業者においては、本発明の精神及び範囲から逸脱
することなく他の構成を考案できることは明白である。
例えば、第５図あるいは第９図内のＩ PROM及びＱ PR
OM、あるいは第５図内のＩ PROM CRRECT及びＥ PROM
CRRECTは単一のメモリ ユニツトに結合することがで
きる。さらに、開示の実施態様はPROMSを使用するが、
説明の信号マツピングを提供する他のデバイスあるいは
回路を使用することもできる。最後に、開示のマツピン
グは、IE（kT）及びQE（kT）の値がエラーである場合、
最も妥当と考えられる複数の状態を出力してエラー伝送
の確率を小さくするように修正することもできる。
帯信号を伝送するデジタル通信システムに関する。 発明の技術的背景 デジタル通信システムは無数の変調フオーマツトを使
用する。１つのよく使用されるフオーマツトにおいて
は、データ信号によつて直交関係信号が変調される。こ
のタイプの変調はさまざまな名前を持ち、例えば、位相
偏位キーイング（phase shift keying、PSK）、直交振
幅変調（quadrature amplitude modulation、QAM）、及
び振幅及び位相偏位キーイング（amplitude and phase
shift keying、APSK）などと呼ばれる。データ信号によ
つて運ばれる情報は事実上無限であり、例えば、音声、
ビデオ、フアクシミリ等が含まれる。さらに、変調され
た搬送波を運ぶ伝送チヤネルも無制限であり、例えば、
空間、ワイヤー、あるいは光フアイバ等が含まれる。 事実上全ての通信システムが持つ問題は伝送チヤネル
の帯域に制限があることである。つまり、情報を運ぶた
めに使用できる周波数間隔には制約がある。この制約は
システム及び／あるいはデバイス要件に起因する。この
問題の程度はシステムによつて異なるが、任意の周波数
間隔内でより多くの情報を運ぶことのできる能力は全て
のシステムに要求されることである。 変調された直交関係搬送波を伝送するデジタル シス
テムの情報搬送能力を向上させる１つの技術として、許
容される変調状態の数を増す方法がある。この技術の一
例として、より多くの容量を必要とする用途において、
106QAMシステムのかわりに46QAMシステムを設計及び開
発する状況が挙げられる。この技術の問題点は、変調状
態の数を変更するためには、少なくとも、新たな変調器
及び復調器の設計及び開発が必要となることである。こ
の努力は高価につくばかりか、場合によつては、結果と
しての装置を動作システムに改修するためにも莫大な費
用がかかる。 システム能力を向上させるもう１つの技術は両側波帯
信号のかわりに単側波帯信号、つまり、残留側波帯信号
を使用する方法である。この方法は比較的簡単に実現で
きるため単一の搬送信号を変調するフオーマツトにおい
てよく使用される。しかし、この方法は、直交関係搬送
波を使用するシステム内では使用されてない。これは、
両側波帯信号を残留側波帯信号、つまり、単側波帯信号
にフイルタリングすると、データ信号が意味を持たなく
なるためである。 発明の概要 本発明は両側波帯QAM信号をそれが残留側波帯信号に
フイルタリングされた後に意味を持つように復号するた
めの方法を提供する。受信機内において、残留側波帯信
号がペアの受信信号に復調される。これら受信信号の各
々は両側波帯QAM信号によつて運ばれる２つのデータ信
号のうちの１つ並びに両側波帯信号から残留側波帯信号
にフイルリングするプロセスにおいて生じる干渉信号を
含む。本発明によると、個々のデータ信号はそれと関連
する受信信号及び他方のデータ信号に応答して回復され
る。この方法は異なる変調フオーマツトに使用できるよ
うに簡単に修正できる長所を持つ。 実施例 第１図は一例としての16QAM、つまり、本発明を導入
する通信システムを示す。ここで、16QAMの16はQAMフオ
ーマツトの伝送される信号の状態を数を示す。送信機10
の所で、リード120上のデジタル データ信号は修正さ
れたQAM変調器101に結合される。変調器101内におい
て、直列／並列変換器121はリード120上のデータ信号の
一連のビツトをそれぞれ４つの経路131、132、133、及
び134に広げる。デジタル／アナログ（D/A）変換器122
はリード131及び132上に出現する信号を複数の信号電圧
に変換するが、これはリード135上に出現する。16QAM変
調の場合は、リード135上に４つの信号電圧が出現す
る。同様に、D/A変換器123はリード133及び134上の信号
を複数の信号電圧に変換するが、これらはリード136に
結合される。乗算器127及び128はリード135及び136上の
信号電圧をそれぞれそれらがナイキスト フイルタ124
及び125によつて平滑化された後に受信する。乗算器127
は発振器126によつて生成された搬送信号の振幅をろ波
された後のリード135上の信号にて変調する。同じよう
に、乗算器128は第２の搬送信号の振幅をナイキスト
フイルタ125によつて平滑化された後のリード136上の信
号にて変調する。乗算器128に加えられるこの第２の搬
送信号は発振器126によつて生成された搬送信号を位相
シフタ129を介してマイナスπ/2ラジアンだけシフトす
ることによつて生成される。従つて、乗算器127及び128
に加えられるこのペアの搬送信号は互いに矩像関係にあ
り、個々が両側波帯信号である。次に、加算器130が乗
算器128及び129によつて与えられる積を加え、この和を
リード102上に出力するが、この和も両側波帯信号であ
る。 ここまでに説明の送信機要素による信号処理を要約す
ると、これら要素は直交関係にある搬送波をペアのデー
タ信号にて変調する。ここで、一方のデータ信号はリー
ド131、132、135あるいは137上に出現する信号から成
り、他方のデータ信号はリード133、134、136あるいは1
38上に出現する信号から成る。これに加えて、D/A変換
器122及び123によつて提供される信号電圧の数及び許容
値を選択するものとすると、データ信号を表わす伝送さ
れた搬送信号の振幅の全ての可能な組合せを直交座標プ
ロツト上にグラフ的に示すことができる。このプロツト
は、通常、信号空間図（signal space diagram）と呼ば
れる。 第２図は第１図の一例としての送信機の信号空間図を
示す。リード137上に出現するデータ信号は“I"あるい
は共通モード（in−phase）データ信号と呼ばれ、一
方、リード138上に出現するデータ信号は“Q"あるいは
直交モード（quadrature）データ信号と呼ばれる。示さ
れるごとく、“I"及び“Q"データ信号の許容値は±１及
び±３ボルトであり、これら許容値の全ての可能な組合
せから点（．）によつて示され、第２図において201と
して示される16個の信号状態が与えられる。 従来のQAM通信システムにおいては、加算器130の出力
は情報をシステム受信機11に伝搬する伝送チヤネルに結
合される。本発明によると、加算器130の出力の所の両
側波帯信号を残留側波帯信号に変換するために0.5のロ
ールオフ係数を持つフイルタ103が送信機に加えられ
る。この変換は信号伝送に要求される帯域幅を節約す
る。0.5のロールオフ係数を持つナイキスト フイルタ
では、帯域幅が約30％節約できる。しかし、両側波帯信
号から残留側波帯信号への変換は、従来のQAM受信機回
路の動作を不正にし、データ信号を意味のあるように回
復するためには、受信機内に追加の関数能力が必要とな
る。ここで、本発明は、伝送される搬送波の周波数をよ
り高い周波数帯域にシフトするために通常加算器130と
伝送チヤネルの間に追加の回路が置かれた無線システム
にも使用できることに注意する。さらに、本発明は、QA
Mシステムに制限されるものでなく、位相あるいは振
幅、あるいは位相と振幅の組合せにて変調された直交関
係搬送波から成る信号を伝送する全てのシステム内で使
用できる。 本発明の原理を理解するため、最初に、一例としての
両側波帯QAM信号の側波帯の１つのフイルタリングの影
響及び結果として得られる残留側波帯信号の伝送チヤネ
ルを通じての伝送について説明する必要がある。 加算器130の出力の所に出現するQAM信号は時間の関数
ｓ（ｔ）として以下のように表わされる。 ｓ（ｔ）＝ｉ（ｔ）coswct−ｑ（ｔ）sinwct; （１） ここで、Wcは発振器126によつて生成される搬送波の
周波数を表わし、そして ｉ（ｔ）及びｑ（ｔ）はそれぞれＩ及びＱデータ信号
の値を時間の関数として示す。 ｓ（ｔ）を側波帯のどちらかを部分的に抑圧するため
にインパルス応答ｈ（ｔ）にてフイルタ103に通した場
合、結果として得られる残留側波帯信号〔ｓ（ｔ）〕SS
Bは以下のように表わすことができる。 ここで、（ｔ）及び（ｔ）はそれぞれｉ（ｔ）及
びｑ（ｔ）の関数である。 式（２）と式（１）とを比較することによつて、式
（１）のQAM信号の側波帯の１つを抑圧すると、結果と
して、ｉ（ｔ）が関数ｑ（ｔ）によつて汚染され、ｑ
（ｔ）が関数ｉ（ｔ）によつて汚染されることがわか
る。このため、第１図の受信機内にそれぞれｉ（ｔ）及
びｑ（ｔ）を回復するために（ｔ）及び（ｔ）を除
去する機能を提供することが必要である。 第１図に戻どり、伝送チヤネル105が分散型チヤネル
であり、インタシンボル干渉（intersymbol interferen
ce、SIS）、クロス レール干渉（Ｘ−レールISI）及び
ガウス ノイズ（ｎ（ｔ））を含む歪みを導入する一般
的なケースを考える。〔ｓ（ｔ）〕SSBが従来のQAM復調
器107に結合されると、それぞれバス110及び111上にＩ
（ｔ）及びＱ（ｔ）と呼ばれる信号が生成される。この
Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）の生成は周知の搬送波回復技術を
使用して受信された信号から直交関係搬送波を抽出する
ことによつて達成される。バス110及び111上のこれら信
号は以下のように表わすことができる。 Ｉ（ｔ）＝〔ｉ（ｔ）＋（ｔ）〕＋ISI−Ｘ−rail ISI＋n1（ｔ）， （３） 及び Ｑ（ｔ）＝〔ｑ（ｔ）＋（ｔ）〕＋ISI−Ｘ−rail ISI＋nQ（ｔ）， （４） ここで、nI（ｔ）及びnQ（ｔ）はそれぞれｉ（ｔ）及
びｑ（ｔ）に導入されたガウスノイズを表わす。 式（３）及び式（４）内のSIS及びＸ−レールはＩ
（ｔ）及び（Ｑ）（ｔ）を従来の横等化器112及び113に
結合することによつて除去できる。等化器112及び113は
Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）に関して、あたかも〔ｉ（ｔ）＋
（ｔ）〕及び〔ｑ（ｔ）−（ｔ）〕が情報信号であ
るかのように動作するように構成される。好ましくは、
等化器112及び113のタツプ重み係数は図示されない周知
の回路を介してチヤネル内の歪を追跡するように調節さ
れる。等化器112及び113の出力の所に出現する等化され
た信号IE（ｔ）及びQE（ｔ）は次にサンプラ114によつ
て1/Tのボー速度にてサンプリングされる。Ｋ番目のサ
ンプル（ここで、ｋは整数）は以下のように表わすこと
ができる。つまり バス116については、 IE（kT）＝〔ｉ（kT）＋（kT）〕＋nIE（kT）
（５） そして、バス117については、 QE（kT）＝〔ｑ（kT）〕−（kT）〕＋nQE（kT）
（６） ここで、nIE（kT）及びnQE（kT）はｋ番目のサンプリ
ング時間における等化の後の受信された信号成分内のガ
ウス ノイズを表わす。サンプラ114は従来のタイミン
グ回復回路（図示なし）によつて供給されるリード108
上のタイミング信号によつて制御される。 データ信号値ｉ（kT）及びｑ（kT）を運ぶ情報を回復
するためには、（kT）及び（kT）を除去することが
必要である。（kT）及び（kT）は制限された数の値
のみをとり、またこれら値はD/A変換器122及び123によ
つて提供される量子化された値の関数であることがわか
る。0.5のロールオフ係数を持つ複数のナイキストフイ
ルタ及びフイルタ103を使用する任意の通信システムに
対する（kT）及び（kT）に対するこのセツトの値は
以下のように表わすことができる。 （kT）＝＋1/2i（（ｋ−１）Ｔ）−1/2i（（ｋ＋
１）Ｔ） （７） 及び （kT）＝＋1/2q（（ｋ−１）Ｔ）−1/2q（（ｋ＋
１）Ｔ）． （８） つまり、ｋ番目のサンプリング時間における（ｉ）
は（ｋ−１）及び（ｋ＋１）サンプリング時間における
ｉ（ｔ）の関数である。ここで、（ｋ−１）及び（ｋ＋
１）サンプリング時間はそれぞれｋ番目のサンプリング
時間の直前及び直後のサンプリング時間を表わす。ま
た、ｋ番目のサンプリング時間における（ｔ）は（ｋ
−１）及び（ｋ＋１）サンプリング時間におけるｑ
（ｔ）の関数である。ここで、（ｋ−１）及び（ｋ＋
１）サンプリング時間は、それぞれ、ｋ番目のサンプリ
ング時間の直前及び直後のサンプリング時間を表わす。 式（７）及び（８）から、ｉ（ｔ）及びｑ（ｔ）の各
々が±１及び±３ボルトの値をとることができる一例と
しての16QAM通信システムにおいては、（kT）及び
（kT）は、｛０、−１、−２、−３、１、２、３｝のセ
ツトの７つの値の任意の１の値をとることができること
がわかる。従って、任意のサンプリング時点kTにおい
て、IE（kT）およびQE（kT）は、各々集合｛−６、−
５、−４、−３、−２、−１、０、＋１、＋２、＋３、
＋４、＋５、＋６｝内の13の可能な値の１つをとること
ができる。これから任意のサンプリング時間において、
iE（kT）及びQQ（kT）の169の組合せが可能となる。こ
れら169の組合せの各々が、第２図の信号空間内におけ
る16個のデータポイント201および153個のデータポイン
ト202から成る合成169個のデータポイントのうちの１つ
として示される。 式（７）と式（８）を式（５）及び式（６）に結合
し、ガウス ノイズを無視すると、以下を得ることがで
きる。 ここでは、バス116上の信号について説明するが、バ
ス117上の信号についても同様なことがあてはまる。ｉ
（kT）、ｑ（（ｋ−１）Ｔ）及びｑ（（ｋ＋１）Ｔ）の
組合せとしては、43、つまり、64通りが可能である。こ
れら64通りの組合せが第３図及び第４図に示される。IE
（kT）＝±５あるいは±６では、ｉ（kT）の一意の値が
存在する。しかし、IE（kT）が他の任意の値を持つ場合
は、所望の共通モード データ信号、ｉ（kT）は、ｑ
（（ｋ−１）Ｔ）及びｑ（（ｋ＋１）Ｔ）に関して知る
ことなしに一意に決定することはできない。始動後、復
号動作が正常に機能しているものと仮定すると、ｑ
（（ｋ−１）Ｔ）はｋ番目のサンプリング期間において
知ることができる。ｑ（（ｋ−１）Ｔ）の妥当な値の取
得は、最初、±６に等しいIE（kT）の値を与えるＩ及び
Ｑデータ信号の所定のシーケンスを伝送することによつ
て達成される。この値では、ｑ（（ｋ−１）Ｔ）は一意
に決定できる。従つて、IE（kT）をｉ（kT）に正しく復
号するためには、ｑ（（ｋ＋１）Ｔ）、つまり、ｋ番目
のサンプリング時間の１ボー期間後の直角モード デー
タ信号の値を正しく決定する方法が必要となる。 第３図及び第４図からわかるように、任意のIE（kT）
及びｑ（（ｋ−１）Ｔ）に対して、ｉ（kT）及びｑ
（（ｋ＋１）Ｔ）の可能な値は２つのみであることに注
意する。これはバス117上に受信される信号についても
言えることは勿論である。さらに、ｉ（kT）の２つの可
能な値は必ず隣接するシンボル状態（例えば、−３、−
1;−１、＋1;あるいは＋１、＋３）であり、一方、ｑ
（ｋ＋１）Ｔ）の２つの可能な値は必ず１つの中間シン
ボル状態をたまぐ非隣接シンボル状態であることに注意
する。これら非隣接シンボル状態は−３、＋１あるいは
−１、＋３である。 ｑ（（ｋ＋１）Ｔ）の２つの推定値のどちらが妥当で
あるかを正しく決定するためには、入り残留側波帯信号
を復調することによつて生成される受信された信号I
E（kT）及びQE（kT）が妥当であると仮定される。従つ
て、ｑ（（ｋ＋１）Ｔの妥当な値を決定するための鍵は
IE（kT）に基づきｑ（（ｋ＋１）Ｔ）のセツトの可能な
値を調べ、またQE（kT）に基づきｑ（（ｋ＋１）Ｔ）の
セツトの可能な値を調べることにある。これら２つのセ
ツトの可能な値は１つの共通値のみを持つ。IE（kT）及
びQE（kT）が妥当であると前提すると、この共通値がｑ
（ｋ＋１）Ｔ）妥当な値である。ｑ（（ｋ＋１）Ｔ）が
いつたん決定されると、これがIE（ｋ）Ｔ及びｑ（（ｋ
−１）Ｔ）の先に知られた値とともにｉ（kT）を決定す
るために使用される。 第５図には一例としての16QAMシステム中でデータ信
号ｉ（kT）及びｑ（kT）を正しく復号するための上に説
明の方法を使用する復号器118が示される。Ｉ PROM403
はバス116上のIE（kT）及び復号器118によつて先に復号
されバス404上に出現するｑ（（ｋ−１）Ｔ）によつて
アドレスされる。個々のアドレスに対して、IPROM403は
それぞれバス406及び405上のｉ（kT）及びｑ（（ｋ＋
１）Ｔ）の妥当な値の推定値を読み出す。個々のアドレ
スに対して読み出される推定値はｉ（kT）に対する１つ
の可能な値及びIE（kT）及びｑ（（ｋ−１）Ｔ）の任意
の値に対する第３図及び第４図からのｑ（（ｋ＋１）
Ｔ）の関連する値である。例えば、第３図に示されるよ
うに、IE（kT）＝＋４及びｑ（（ｋ−１）Ｔ）＝＋３に
対しては、ｉ（kT）の１つの推定値は＋１あるいは＋３
である。そして、（（ｋ＋１）Ｔ）の関連する値はそれ
ぞれ−１あるいは＋１となる。または、PROM403は個々
のアドレス対して２つのシンボルを読み出す。第１のシ
ンボルはｉ（kT）の可能な値、例えば、この例では＋１
及び＋３を表わし、第２のシンボルはｑ（（ｋ＋１）
Ｔ）の関連する値、つまり、この例では−３及び＋１を
表わす。説明を簡単にするため、Ｉ PROM403はこの第
２のモードにて動作するものと仮定する。 Ｑ PROM417はＩ PROM403と同じように動作し、個々
のアドレスに応答してｑ（kT）及びｉ（（ｋ＋１）Ｔ）
の値の推定値を読み出す。個々のアドレスはバス117か
らのQE（kT）の値及びバス416からのｉ（（ｋ−１）
Ｔ）の値から成る。後者は先に復号器118によつて生成
される。ｑ（kT）及びｉ（（ｋ＋１）Ｔ）の値はそれぞ
れPROM417によつてバス419及び418上に出力される。 任意のサンプリング時間において、共通モード デー
タ信号の妥当な値を決定するためには、Ｉ PROM CRRE
CT410がバス409上の特定のサンプリング時間に対する共
通モード データ信号の推定値、並びにこの特定のサン
プリング時間の後の１サンプリング時間あるいは１ボー
速度期間に対する直交モード データ信号の推定値とと
もにアドレスされる。直交モード データ信号のこれら
推定値の幾つかはIE（kT）に応答して生成され、バス40
8上に出現し、これら推定値の他の幾つかはQE（kT）に
応答して生成されバス419上に出現する。Ｉ PROM403は
ｉ（kT）及びｑ（（ｋ＋１）Ｔ）の推定値を生成し、一
方、Ｅ PROM417はｑ（kT）及びｉ（（ｋ＋１）Ｔ）の
推定値を生成するため、Ｉ PROM403の出力を１ボー期
間だけ遅延するために遅延要素407が必要である。これ
は直角モードデータ信号の独立した推定値が同一サンプ
リング時間に対応するIE（kT）及びQE（kT）に応答して
生成されることを保証する。 従つて、ｋ番目のサンプリング時間におけるＩ PROM
CORRECTに対するアドレスは、（ｋ−１）番目のサン
プリング時間、ｉ（（ｋ−１）Ｔ）における共通モード
データ信号要素の推定値、及びｋ番目のサンプリング
時間、ｑ（kT）における直角モードデータ信号要素の２
つの推定値から成る。要素407によつて導入される遅延
は、直交モード データ信号要素の推定値が共通モード
データ信号要素の推定値の１ボー期間だけ後にとどまる
ため復号計画に影響を与えることはない。個々のアドレ
スに対し、Ｉ PROM CRRECTはｉ（（ｋ−１）Ｔ）及び
ｑ（kT）の妥当な値を決定し、これら値をそれぞれバス
412及び411上に出力する。これら両方の信号値は遅延要
素413によつて１ボー期間だけ遅延された後、正しく復
号された共通モード データ信号はバス150に結合さ
れ、正しく復号された直角モード データ信号はバス40
4に結合される。この遅延はＩ PROM403に結合された正
しく復号された直角モード データ信号が１サンプリン
グ期間前にバス116上に受信された信号に対応する直角
モード データ信号であることを保証するために必要で
ある。 Ｑ PROM CRRECT424はＩ PROM CRRECT410と同じよ
うに動作し、任意のサンプリング時間における直角モー
ド データ信号の妥当な値をバス422上のその特定のサ
ンプリング時間における直角モード データ信号の推定
値及びその特定の時間より１サンプリング時間、つま
り、１ボー期間後の共通モード データ信号の推定値に
応答して決定する。直角モード データ信号のこれら推
定値の幾つかはIE（kT）に応答して生成されバス406上
に出現し、これら推定値の他の幾つかは、QE（kT）に応
答して生成されバス421上に出現する。遅延要素420はＱ
PROM417の出力を１ボー期間だけ遅延するが、これはI
E（kT）及びQE（kT）に応答して生成される直交モード
データ信号の推定値が同一サンプリング時間に対応す
ることを保証するために必要とされる。個々のアドレス
に対して、Ｑ PROM CRRECTはｑ（（ｋ−１）Ｔ）及び
ｉ（kT）の妥当な値を決定し、これら値をそれぞれバス
425及び424上に出力する。バス425及び424上の値はそれ
ぞれ遅延要素426によつて１ボー期間だけ遅延された
後、バス151及び416に結合される。要素426は遅延要素4
13と同じ同期上の理由によつて必要とされる。 Ｉ PROM CRRECT410及びＥ PROM CRRECT423は各々
共通モード及び直角モード データ信号の妥当な値を決
定することに注意する。従つて、バス404及び151上の値
を比較あるいは相関を調べることができる。バス150及
び416上の値についても同様である。 第６図はIE（kT）及びｑ（（ｋ−１）Ｔ）の任意のア
ドレス値に対してＩ PROM403によつて提供されるマツ
ピング機能を要約する。Ｑ PROM417の場合も類似のマ
ツピングが生成される。ある幾つかのアドレスに対して
は、この出力は個々の信号に対する１つの値を表わし、
別の幾つかのアドレスに対しては、この出力は個々の信
号に対するセツトの２つの値を表わす。後者の場合の例
は、出力Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ及びＥである。 ここで Ａは数−１、＋３のセツト（｛ ｝）を表わし； Ｂは｛−３、＋１｝； Ｃは｛−３、＋１｝； Ｄは｛−１、＋１｝；そして Ｅは｛＋１、＋３｝；を表わす。 第７図及び第８図はＩ PROM CRRECT410によつて提
供されるマツピング機能を要約する。Ｑ PROM CRRECT
424の場合も類似のマツピングが生成される。任意の入
力に対して、それがセツトの可能な値を表わす入力であ
つても、個々の出力信号に対する１つの値が提供される
ことに注意する。第７図及び第８図内の“X"シンボル
は、出力信号が“X"シンボルなしに一意的に決定される
ドント ケア（don′t care）条件を表わす。シンボル
？は理論的にありえない条件を表わす。 本発明は上に説明の一例としての16QAMフオーマツト
以外の変調フオーマツトに使用するように修正すること
もできる。第９図は4QAM変調フオーマツトに使用するよ
うに修正された復号器118を示す。この変調フオーマツ
トにおいては、個々の伝送された共通モード及び直角モ
ード データ信号は＋１あるいは−１の値のみをとる。
式（９）に従がうIE（kT）、ｉ（kT）、ｑ（（ｋ−１）
Ｔ）及びｑ（（ｋ＋１）Ｔ）の全ての可能な組合せも示
される。ｉ（kT）は全てのIE（kT）に対して、IE（k
T））＝０である場合を除き一意的に決定できることに
注意する。IE（kT）の場合は、ｑ（ｋ−１）Ｔ）の前に
復号された値を使用して、あいまいさが解決される。第
９図に示されるごとく、Ｉ PROM701はIE（kT）及びｑ
（（ｋ−ｔ）Ｔ）に応答してｉ（kT）を決定し、またＱ
PROM702は同じように機能しQE（kT）及びｉ（（ｋ−
１）Ｔ）に応答してｑ（kT）を決定する。遅延要素703
及び704はそれぞれ１ボー期間の遅延を導入する。 本発明は２つの特定の実施態様との関連で説明された
が、当業者においては、本発明の精神及び範囲から逸脱
することなく他の構成を考案できることは明白である。
例えば、第５図あるいは第９図内のＩ PROM及びＱ PR
OM、あるいは第５図内のＩ PROM CRRECT及びＥ PROM
CRRECTは単一のメモリ ユニツトに結合することがで
きる。さらに、開示の実施態様はPROMSを使用するが、
説明の信号マツピングを提供する他のデバイスあるいは
回路を使用することもできる。最後に、開示のマツピン
グは、IE（kT）及びQE（kT）の値がエラーである場合、
最も妥当と考えられる複数の状態を出力してエラー伝送
の確率を小さくするように修正することもできる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明を導入する通信システムの略ブロツク図
を示し； 第２図は16QAM変調を使用する第１図の通信システムに
よつて伝送される信号レベルの信号空間図を示し； 第３図及び第４図は両側波帯信号から残留側波帯信号に
変換するとき生じる干渉の影響を簡略的に示し； 第５図は16QAM変調用に修正された第１図に示される復
号器118の１つの実施態様を略図にて詳細に示し； 第６図及び第７図は第４図内のＩ PROM403によつて提
供されるマツピング機能を示し； 第８図は第４図内のＩ PROM CRRECT410によつて提供
されるマツピング機能を示し；そして 第９図は4QAM変調用に修正された第１図に示される復号
器118のもう１つの実施態様を略図にて詳細に示す。 〔主要部分の符号の説明〕 復調するための手段……107 生成するための手段……403,417 出力するための手段……410、423
を示し； 第２図は16QAM変調を使用する第１図の通信システムに
よつて伝送される信号レベルの信号空間図を示し； 第３図及び第４図は両側波帯信号から残留側波帯信号に
変換するとき生じる干渉の影響を簡略的に示し； 第５図は16QAM変調用に修正された第１図に示される復
号器118の１つの実施態様を略図にて詳細に示し； 第６図及び第７図は第４図内のＩ PROM403によつて提
供されるマツピング機能を示し； 第８図は第４図内のＩ PROM CRRECT410によつて提供
されるマツピング機能を示し；そして 第９図は4QAM変調用に修正された第１図に示される復号
器118のもう１つの実施態様を略図にて詳細に示す。 〔主要部分の符号の説明〕 復調するための手段……107 生成するための手段……403,417 出力するための手段……410、423
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．変調された直交関係搬送波信号から成る両側波帯信
号の一方の側波帯を抑圧して得られる残留側波帯信号を
復調することによって生成される第１及び第２の受信信
号から第１及び第２のデータ信号を回復するための受信
装置において、 第１の所定の時間における第１の受信信号及び該第１の
所定時間に先行する第３の所定の時間における第２のデ
ータ信号に応答して該第１の所定の時間における第１の
データ信号の推定値及び該第１の所定時間に続く第２の
所定時間における第２のデータ信号の推定値を生成し、
および該第１の所定時間における第２の受信信号及び該
第３の所定時間における第１のデータ信号に応答して該
第１の所定時間における第２のデータ信号の推定値及び
該第２の所定時間における第１のデータ信号の推定値を
生成するための手段、及び 該推定値を生成するための手段に応答して該第１の所定
の時間における該第１及び第２の受信信号と関連する該
第１及び第２のデータ信号を出力するための手段を含む
ことを特徴とする受信装置。 ２．特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該出力手段が、さらに該第１の所定の時間に先行する該
第３の所定の時間における該第１及び第２のデータ信号
を生成することを特徴とする受信装置。 ３．特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該第２の所定時間における該第１及び第２のデータ信号
の推定値を遅延させることにより該第１の所定時間にお
ける第１及び第２のデータ信号の別の推定値を生成する
ことを特徴とする受信装置。 ４．特許請求の範囲第３項に記載の装置において、 該出力手段が、該第１の所定の時間における第１及び第
２のデータ信号の該推定値及び該第２の所定の時間にお
ける第２のデータ信号の該推定値に応答して第１のデー
タ信号の正しい推定値を出力し、及び、 該出力手段が、該第１の所定の時間における第２及び第
１のデータ信号の該推定値及び該第２の所定の時間にお
ける第１のデータ信号の該推定値に応答して第２のデー
タ信号の正しい推定値を出力することを特徴とする受信
装置。 ５．特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該第２の所定の時間が該第１の所定の時間の直後に来る
ことを特徴とする受信装置。 ６．特許請求の範囲第２項に記載の装置において、 該第３の所定の時間が該第１の所定の時間の直前である
ことを特徴とする受信装置。 ７．特許請求の範囲第２項に記載の装置において、 該推定値を生成するための手段が、該第１の所定の時間
において受信された該第２の受信信号に応答して該第１
のデータ信号の該推定値を生成し、該第１の所定の時間
において受信された該第１の受信信号に応答して該第２
のデータ信号の該推定値を生成することを特徴とする受
信装置。 ８．特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該推定値を生成するための手段が１つのメモリから成る
ことを特徴とする受信装置。 ９．特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該出力手段が１つのメモリから成ることを特徴とする受
信装置。 １０．特許請求の範囲第１項に記載の装置において、 該推定値を生成するための手段がサンプラを含むことを
特徴とする受信装置。
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