CN1630280B - 数字广播及交互式系统中提供载波同步的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于在数字广播和交互式系统(100)中支持载波同步的方法。载波同步模块(302)接收一个或多个代表一个帧的信号，该帧包括一个或多个开销域(例如前同步码和可选的导频块，以及一个或多个由导频块分隔开的段)。该模块(302)按照逐段的原则估计载波频率和相位，并在段之间进行频率跟踪。基于开销域对信号的载波相位进行估计。随机数据域的载波相位估计是基于来自开销域的估计相位值，并基于过去和未来的数据信号。此外，基于开销域或随机数据域，对信号的频率进行估计。以上安排尤其适于数字卫星广播和交互式系统(100)。

Description

数字广播及交互式系统中提供载波同步的方法和装置 

技术领域

本发明涉及通信系统，特别是数字广播系统。 

背景技术

广播系统包含了对高质量传输的需求，数字技术使得这种高质量传输成为可能。数字革命改变了宽带业务的提供方式，包括音频和视频编排以及数据传输。卫星通信系统作为用于支持这种宽带业务的一种可行方案脱颖而出。因此迫切需要用于卫星通信系统的功率和带宽有效的调制和编码，以提供噪声通信信道下的可靠通信。由这种系统支持的广播应用中，广泛使用连续模式的调制解调器。在低信噪比(SNR)环境中性能好的编码与这些调制解调器在同步(例如载波相位和载波频率)方面是不一致的。 

常规数字广播系统需要在帧结构中使用除正常开销比特的训练符号之外的额外的训练符号，用于它们的同步过程。在信噪比(SNR)低的情况下，尤其需要增加开销；当高性能编码与高阶调制结合使用时，这种环境是典型的。传统上，连续模式调制解调器运用一个反馈控制环来捕获并跟踪载波频率和相位。在这个同步过程中，FEC(前向纠错)编码数据域被简单地忽略了，该FEC编码数据域例如是包含已知的数据符号的块码的前同步码。这种纯粹基于反馈控制环的常规方法容易导致强的射频(RF)相位噪声和热噪声，造成高的周期滑移率以及整体接收机性能的差错基底。因此这些方法具有以下负担，为了某种性能目的而在训练符号方面增加了开销，以及有限的捕获范围和长的捕获时间。此外，这些常规同步技术依赖于特定的调制方案，从而阻碍了使用调制方案的灵活性。 

因此，需要一种提供不受相位噪声和热噪声影响的同步的数字通信系统。还需要一种实现简单并尽可能少地使用训练符号的载波同步方法。还需要提供一种能提供调制独立性的灵活的同步技术。 

发明内容

本发明针对这些以及其它需要，其中一种在数字广播和交互式系统中用于提供载波同步的方法使用低密度奇偶校验(LDPC)码和高阶调制方案。与常规的连续模式调制解调器不同，该载波同步方法基于逐段的原则估计载波频率和相位，并且在段间连续地跟踪载波频率。FEC(前向纠错)帧的前同步码和可选的导频块(即聚集的导频符号)帮助载波同步，作为段边界。在一个示例性实施例中，一个物理层的帧包括一个前同步码，它可以用来帮助载波同步，当不需要额外的导频符号时，该帧还包括一个FEC码字。或者，导频符号插入过程将FEC码字分为多个码段，并将一个导频块以唯一字(UW)的形式插入到该物理层帧的每个码段之前。前同步码和可选的导频块作为训练块。载波同步过程利用训练块来估计载波频率和相位，并且为每一个新的段重新初始化相位跟踪环。频率捕获过程包括计算移除数据后的连续波(CW)信号的自相关。接收信号的载波频率基于累积自相关值的展开相位的加权和来进行估计。对于频率跟踪，实现一个前馈结构用来产生估计值，并且根据来自训练块(即前同步码和/或UW)的相位估计，对于每一个LDPC帧进行一次载波频率修正。对于相位跟踪，利用一个具有最大似然(ML)检测器的双扫描锁相环(PLL)结构。双扫描PLL基于逐段的原则跟踪载波相位，通过正向和反向扫描数据段，基于过去和未来的样本来估计载波相位。当没有导频块出现时，一个段可以是一个完整的FEC码字，或者当插入导频块时，它可以是一个码段。以上的处理有益地降低了为了载波同步而引入额外开销的需要，大大减少了周期滑移率，并限制了错误传播的影响，而且在低信噪比(SNR)环境中工作很好，提供了很好的抗热噪声和相位噪声的性能。此外，该频率估计过程提供了一个大的频率捕获范围和 短的捕获时间。 

根据本发明的一个实施例的一个方面，公开了一种在数字广播和交互式系统中提供载波同步的方法，该方法包含以下步骤：接收通过载波信号发送的一个帧，其中该帧包括多个由开销域分隔开的段，所述开销域是导频块，该导频块被选择性地插入该帧中以辅助载波信号的载波同步；基于开销域产生与载波信号相关的估计相位值；基于所述估计相位值并且基于载波信号过去的样本和载波信号未来的样本，利用双扫描锁相环对与段内一个随机数据域相关的载波信号的相位进行估计；以及基于开销域和随机数据域，对载波信号的频率进行估计，其中上述的两个估计步骤在该帧上逐段地执行。 

根据本发明的一个实施例的另一个方面，公开了一种用于提供支持卫星网络中数字广播和交互式业务的载波同步的方法。该方法包括通过卫星通信信道接收一个帧，该帧包括一个前同步码，和具有相应的唯一字作为训练符号的众多码段。该方法还包括，基于前同步码、唯一字、或前同步码和唯一字的组合，利用双扫描锁相环估计对应于该帧的相位信息。此外，该方法还包括基于已估计的相位来估计对应于该帧的频率信息。 

根据本发明的一个实施例的另一个方面，公开了一种在数字广播和交互式系统中支持载波同步的方法。该方法包括确定一个插入点是否符合一个帧的一个前同步码域的位置，其中该插入点基于该帧中一些预定数目的符号。该方法还包括，如果该帧的位置与前同步码域不符合，则插入一个导频块，用于辅助插入点处的载波同步。 

根据本发明的一个实施例的另一个方面，公开了一种在数字广播和交互式系统中用于支持载波同步的发射机。该发射机包括一个装置，该装置用于确定一个插入点是否符合一个帧的一个前同步码域的位置，其中该插入点基于该帧的一些预定数目的符号。该发射机还包括，如果该帧的位置与前同步码域不符合，则插入一个导频块，用于辅助插入点处的载波同步。 

根据本发明的一个实施例的另一个方面，公开了一种在数字广播和交互式系统中用于支持载波同步的装置。该装置包括一个混频器，配置该混频器用于接收一个低密度奇偶校验(LDPC)编码信号。该装置还包括一个第一相位估计器，配置该相位估计器用于估计信号中关于一个训练块的相位；以及一个连接至第一相位估计器的频率估计器。该频率估计器输出基于相位估计的频率估计。该装置还包括一个连接至第一相位估计器的第二相位估计器，用于产生最终的相位估计。 

在下面的详细描述中，简单地通过阐述一些具体的实施例和实施方式，包括意图用来实现本发明的最佳模式，可以显而易见地看出本发明的其它方面、特征，以及优势。本发明也可以有其它及不同的实施例，并且它的若干细节可以在各明显的方面进行修改，而不偏离本发明的本质和范围。因此，附图和描述实际上应被视作是示例性的，而非限制性的。 

附图说明

本发明利用附图以举例的方式，而不是用限制的方式进行说明，在附图中，相同参考数字表示相似的单元，其中： 

图1是根据本发明的一个实施例，利用低密度奇偶校验(LDPC)码的数字广播系统的图示； 

图2是用于图1所示系统中数字发射设备的示例性的发射机的图示； 

图3是图1所示系统中示例性数字调制解调器的图示； 

图4A和4B分别是根据本发明的一个实施例的用于图1所示系统中的示例性帧结构的图示以及用于在该帧结构中插入导频块的过程的流程图； 

图5A和5B是根据本发明的一个实施例的频率捕获过程的流程图； 

图6是根据本发明的一个实施例的频率跟踪过程的流程图； 

图7是根据本发明的一个实施例的载波同步模块的图示，该模块 利用附加导频块操作，以用于低信噪比(SNR)的8相移键控(PSK)调制； 

图8是根据本发明的一个实施例的作用于图4A中帧结构的双扫描锁相环(PLL)过程的图示； 

图9是根据本发明的一个实施例的用于双扫描PLL的PLL的图示； 

图10是根据本发明的一个实施例的双扫描锁相环(PLL)过程的流程图； 

图11是用于图10中双扫描锁相环(PLL)过程的环路滤波器的图示； 

图12是根据本发明的一个实施例的载波同步模块的图示，该模块操作用于QPSK(正交相移键控)调制而不需要附加导频块； 

图13是用于图12中的载波同步模块的频率捕获过程的精调谐子过程的流程图； 

图14是用于图12中载波同步模块的频率跟踪过程的流程图； 

图15是图10中双扫描锁相环(PLL)过程的相位组合阶段的流程图；以及 

图16是根据本发明的实施例，能执行与载波同步有关的各个过程的计算机系统的图示。 

具体实施方式

描述一种设备、方法和软件，用于在数字广播和交互式系统中有效地提供载波同步。在下面的描述中，为达到说明的目的，阐述了大量具体的细节以提供对本发明的透彻理解。然而，本领域中的技术人员可以明显看出，本发明的实践可以没有这些具体细节，或者采用一个等效配置。在其它例子中，众所周知的结构和装置以方框图的形式示出，以防止对本发明不必要的含糊理解。 

图1是根据本发明的一个实施例，使用低密度奇偶校验(LDPC)码的一个数字广播系统的图示。该数字通信系统100包括一个数字发 射设备101，它产生用于通过通信信道103向一个或多个数字调制解调器105进行广播的信号波形。根据本发明的一个实施例，通信系统100是一个卫星通信系统，它支持例如音频和视频广播业务以及交互式业务。交互式业务包括例如电子节目指南(EPG)，高速因特网接入，交互式广告，电话，以及电子邮件业务。这些交互式业务还可以包括诸如按次付费收看，电视商务，视频点播，准视频点播以及音频点播业务等电视业务。在此环境下，调制解调器105是卫星调制解调器。 

这些调制解调器105通过检查嵌入广播数据帧结构(如图4所示)中的前同步码和/或唯一字(UW)而实现载波同步，因此减少了额外开销的使用，尤其是用于训练目的的额外开销。该数字调制解调器105在下文中参照图3更加全面地进行描述。 

在这个离散通信系统100中，发射设备101产生一个代表媒体内容(例如音频、视频、文本信息、数据等)的可能消息的离散集合；每个可能消息具有一个相应的信号波形。这些信号波形被通信信道103衰减或改变。为了对抗噪声信道103，发射设备101利用了LDPC码。 

由发射设备101产生的LDPC码使得可以高速实现而不引起任何性能损失。这些从发射设备101输出的结构化LDPC码避免将少数校验节点分配到由于调制方案(例如8PSK)而已经对信道差错脆弱的比特节点。这种LDPC码具有可并行化的解码过程(与turbo码不同)，它有益地包含了例如加法、比较和查表等简单操作。此外，精心设计的LDPC码并不表现出任何差错基底的迹象。 

根据本发明的一个实施例，发射设备101使用一种相对简单的编码技术，如下面图2所示，产生基于奇偶校验矩阵(它们促进解码时的有效存储器存取)的LDPC码，以和卫星调制解调器105进行通信。 

图2是用于图1所示系统中数字发射设备的示例性的发射机的图示。一个发射机200配备有LDPC编码器203，后者接收来自信息源201的输入，并且输出适合于接收机105处的纠错处理的更高冗余度 的已编码流。信息源201产生来自离散字符集X的k个信号。LDPC码用奇偶校验矩阵确定。另一方面，编码LDPC码一般需要指定生成矩阵。即使可能利用高斯消去从奇偶校验矩阵得到生成矩阵，所得到的矩阵也不再是稀疏矩阵，而存储一个大的生成矩阵可能会很复杂。 

编码器203使用一种简单的编码技术，向调制器205产生来自字符集Y的信号，该编码技术通过将结构加在奇偶校验矩阵上而只利用奇偶校验矩阵。具体地讲，通过约束矩阵的某部分为三角形而给奇偶校验矩阵设置一个限制。这种限制导致可以忽略的性能损失，因而构成了具有吸引力的折衷。 

调制器205将来自编码器203的已编码消息映射到信号波形，发送到发射天线207，该天线207将这些波形通过通信信道103发射。该已编码消息从而被调制并被发送至发射天线207。从发射天线207的发射传播到数字调制解调器，如下文所述。在卫星通信系统的情况下，来自天线207的发射信号通过卫星进行中转。 

图3是图1所示系统中示例性的数字调制解调器的图示。数字调制解调器300作为调制器/解调器，支持发射和来自发射机200的信号的接收。根据本发明的一个实施例，调制解调器300具有一个前端模块301，它提供对接收自天线303的LDPC已编码信号的滤波和符号定时同步，以及一个载波同步模块302，它提供对输出自前端模块301的信号的频率和相位的捕获和跟踪。一个解映射器305完成对输出自载波同步模块302的接收信号的解映射。解调后，该信号被转发至一个LDPC解码器307，通过产生消息X′试图重建原始源消息。 

在发射侧，调制解调器305利用一个LDPC编码器309对输入信号编码。编码后的信号被调制器311调制，可以使用多种调制方案-例如BPSK(二进制相移键控)，QPSK，8PSK，16APSK(幅度相移键控)，或者其它高阶调制。 

图4A示出了根据本发明的一个实施例的示例性帧结构的图示。通过举例示出了一个经过LDPC编码的帧400，它可以支持例如卫星广播和交互式业务。在这种情况下，该帧结构将一个LDPC帧400(例 如用于8PSK调制)分为15个码段401(例如每段16时隙，每个时隙占用90个符号)，并且在两个段401之间插入14个唯一字(UW)403。UW的插入过程在下文中参照图4B进行说明。在一个示例性实施例中，每一个UW 403具有36个符号(PSK)。一个前同步码405作为一个物理层报头(表示为“PLHEADER”)并占用一个时隙。在这个帧结构中，该前同步码405和UW 403作为训练块；UW 403作为导频块被选择性地插入。虽然帧400按照一个支持卫星广播和交互式业务(并且符合数字视频广播(DVB)-S2标准)的帧结构进行描述，但是应被认可，本发明的载波同步技术可以应用于其它的帧结构。 

图4B示出了在图4A的帧结构中插入导频块的过程的流程图。用于载波相位跟踪的这个训练导频结构可以在一个数字广播和交互式系统中实现，以对抗严重的相位噪声。在步骤411中，导频插入过程等候预定数目的符号(即插入点)。接着，确定导频位置是否符合前同步码的位置，如步骤413所示。如果该位置是指定用于前同步码的，则导频块不插入(步骤415)；否则按照步骤417插入导频块。 

例如，在图4A的帧结构中，导频插入过程每1440个符号插入导频块。在这种情况下，该导频块包括36个导频符号。举例来说，在物理层帧400中，第一个导频块在PLHEADER后的1440个符号处插入，第二个导频块经过2880个符号后插入，以此类推。如果导频块的位置与下一个PLHEADER的起始处一致，则该导频块不插入。 

根据本发明的一个实施例，载波同步模块302(图3)利用前同步码405和/或UW 403用于载波频率和相位同步。如前文所述，常规情况下，包含已知数据符号(例如前同步码405)的FEC已编码数据在连续模式调制解调器中被忽略了。也就是说，前同步码405和/或UW 403用于载波同步，即用于辅助频率捕获和跟踪以及相位跟踪环的操作。因此，将前同步码405和UW 403看作“训练”或“导频”符号，单独或共同地组成一个训练块。 

载波频率同步过程在下面的图5和图6中更加全面地进行描述，它采用一个前馈频率估计器用于频率捕获和跟踪。在一个示例性实施 例中，估计器仅仅操作于训练块，因此它与调制方案无关。 

图5A和5B是根据本发明的一个实施例的频率捕获过程的流程图。在这个例子中，载波同步模块302执行频率捕获过程，因此可以使用不同的调制方案(例如BPSK，QPSK，8PSK，16APSK等)。这个频率捕获过程基本上包括两个步骤。首先，按照步骤501，确定移除数据的连续波(CW)的自相关。其次，如步骤503，基于自相关的相位的加权和来估计载波频率。 

如步骤501中的自相关的计算，在图5B中更加全面地描述。在步骤511中，基于已知的训练模式移除数据调制，以得到CW信号。之后，按照步骤513，在一个LDPC帧内计算自相关，如下： 

$R_f\left(m\right)=\underset{s=0}{\overset{14}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(x_{s,k+m}^f{p}_{s,k+m}^f*\right)\left(x_{s,k}^f{p}_{s,k}^f*\right)*,m=1,...,L,$

其中f是帧的标号，s是UW的标号，k是符号的标号，p_s是已知的训练符号，假设LDPC和8PSK帧格式。 

在步骤515中，自相关基于若干LDPC帧进行累积，如下： 

$R\left(m\right)=\underset{f=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_f\left(m\right)$

最后的频率估计基于以下公式： 

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_s}\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_m\mathrm{\Δ}\left(m\right)$

$w_m=\frac{3[{(2L+1)}^2-{(2m+1)}^2]}{[{(2L+1)}^2-1](2L+1)},m=1,...,L-1$

其中T_s是符号周期，且 

$\mathrm{\Δ}\left(m\right)=\left\{\begin{array}{c}\arg \left[R\left(1\right)\right],m=0\\ \mathrm{mod}[\arg \left(R(m+1)\right)-\arg (R\left(m\right),2\mathrm{\π})],m=1,...,L-1\end{array}\right.$

以上的频率捕获过程显示出极好的性能。仅少数的自相关(L)在少数LDPC帧(N)上计算就可以得到好的性能，例如，当L＝16，N＝5，Es/No＝6.7dB，RMS(均方根)频率误差为8.9×10^-5。捕获时间与载波频率偏移无关，且仅由所需的估计精度决定。例如，如果需要的残余频率为3×10^-4，只需要五个LDPC帧来获得达到该频率偏移，成功率为99.999％。该频率估计过程还具有大的频率捕获范围(大于20％的符号率)，非常小的估计方差，并且在低SNR下(甚至在0dB)工 作很好。该方法对热噪声和相位噪声也具有稳健性。此外，以上的方法有益地使得易于实施为例如在VLSI(超大规模集成电路)芯片中的数字逻辑。 

载波频率捕获阶段完成之后，开始频率跟踪过程，如下文所讨论。 

图6是根据本发明的一个实施例的频率跟踪过程的流程图。如前文所述，频率跟踪过程具有一个前馈结构。通过举例的方式，按照需要额外的导频块的情况，例如在低信噪比下的8PSK调制，说明频率跟踪操作。在步骤601中，根据前同步码和UW估计相位，利用如下公式： 

${\mathrm{\φ}}_n=\arg \left[\underset{k=0}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{p}_k*\right]$

其中x_k是接收的符号，p_k是已知的UW模式，N_u是UW的长度。在步骤603中，频率估计如下： 

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{2\mathrm{\π}(N_s+N_u)T_s}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_m\mathrm{mod}[{\mathrm{\φ}}_{m+1}-{\mathrm{\φ}}_m,2\mathrm{\π}]$

$w_m=\frac{3[{(2M+1)}^2-{(2m+1)}^2]}{[{(2M+1)}^2-1](2M+1)},m=0,...,M-1,M=14$

其中N_s是码段的长度，即16个时隙，1440个符号，且N_u是唯一字的长度，它等于36，M是一个LDPC帧中UW的数目，例如8PSK调制中，M为14。 

因此，根据本发明的一个实施例，频率跟踪过程基于根据前同步码和UW的相位估计，对每个LDPC帧进行一次载波频率的估计和修正。 

以上的频率跟踪方案提供了一些益处。因为该过程是前馈的，不需要担心其稳定性。并且，因为每个LDPC帧都进行一次载波频率估计，该过程可以容纳一个大的频率斜坡(例如30KHz)。此外，该过程对热噪声和相位噪声具有稳健性。例如在6.7dB时，当仅存在AWGN(加性高斯白噪声)时，RMS频率误差确定为6.5×10^-7，在存在AWGN加上相位噪声时，RMS频率误差确定为6.2×10^-6。在0dB时，RMS是1.3×10^-6(只有AWGN)，以及6.3×10^-6(AWGN加上相位噪声)，也就是说，相位噪声是估计误差的主要来源。 

图7示出了根据本发明的一个实施例的工作在跟踪模式下的载波同步模块，带有帮助用于低SNR下8PSK调制的载波同步的附加导频块。接收到一个接收信号并转发给匹配滤波器701。前馈(FF)频率估计器703对每一个LDPC帧得到一个新的频率估计，并将这个估计馈给环路滤波器712，接着送入一个宽带混频器705以修正频率偏移。匹配滤波器701将UW输出至UW相位估计器707，并将从接收信号中抽取的随机数据输出至一个块载波相位估计器709，它基于随机数据和关于UW的相位估计，向混频器713产生码段的相位估计。UW相位估计器707根据来自帧同步FSM(有限状态机)711的每个输入向FF载波频率估计器703输出UW相位估计，该FSM 711确定UW的位置。匹配滤波器701还将接收信号提供给混频器713，后者将得到的信号输出到解映射器305。 

块载波相位估计器709运用了载波相位跟踪过程(在8PSK调制的示例性情况下)，该过程基于一个具有适合低SNR时使用的最大似然(ML)相位检测器的双扫描锁相环(PLL)结构。与常规的PLL不同，双扫描PLL具有一些不同之处。双扫描PLL基于逐段来跟踪载波相位。两段之间的相位跟踪操作是相互独立的。双扫描PLL使用来自段的开头和末尾的UW的相位估计，以初始化PLL中的相位和频率分量，也作为相位参考，以确定是否发生了周期滑移。PLL系统中的周期滑移主要由超过环路跟踪范围的瞬时频率引起。 

由于传统的PLL是一个因果性的系统，这种系统基于过去的样本估计载波相位。与之形成对照，根据本发明的一个实施例，双扫描PLL通过如图8所示正向和反向扫描数据段，基于过去和未来的样本来估计载波相位。 

图8示出了根据本发明的一个实施例的操作于图4A中帧结构的双扫描锁相环(PLL)的图示。为了抑制周期滑移，双扫描PLL在相位扫描前估计段内的瞬时频率，并智能地组合来自正向和反向的相位估计作为最终的相位估计。 

图9示出了根据本发明的一个实施例的用于双扫描PLL的一个 PLL的图示，它执行一个方向的相位扫描。双扫描PLL可以在并行操作中使用两个这种PLL 900，或者在串行实现中使用一个单独的PLL 900依次运行。一个输入混频器901利用来自跟踪环路的相位估计修正输入信号的相位偏移。一个ML相位检测器903估计旋转信号的残余相位误差，并且将其通过环路滤波器905(在图11中将更全面地描述)。环路滤波器905移除噪声并跟踪信号的频率，并且通过向一个数控振荡器(NCO)907发送相位估计来闭合锁相环，该数控振荡器将相位估计投影到同相坐标轴和正交坐标轴上。 

在双扫描PLL中使用的ML相位检测器903是由最大似然准则推导出来的，它适合低SNR。该相位检测器对每个接收符号x_k估计其相位 

如下： 

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_k=\mathrm{Im}\left(x_k{\hat{d}}_k*\right),$

其中 

是对发送数据符号d_k的软估计，即 

${\hat{d}}_k=\frac{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{{\left|\right|x_k-c_m\left|\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}{c}_m}{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{{\left|\right|x_k-c_m\left|\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}},$

M：调制的维数，例如QPSK为4，8PSK为8；c_m＝e^{j(2πm/M+π/M)}：星座图点；σ²：AWGN方差；符号^＊表示复共轭运算。 

相位检测器的SNR可以定义为： 

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{PD}}=\frac{A^2}{{\mathrm{\σ}}_p^2},$

其中A是相位检测器的增益，σ_p ²是估计方差。用于8PSK调制的ML相位检测器的SNR在6.6dB下为-4.5dB，比传统的面向判决相位检测器好3.5dB。 

图10示出了根据本发明的一个实施例的双扫描锁相环(PLL)过程的流程图。该双扫描PLL在一个码段内的操作可以被分为三个阶段：(1)初始化，(2)双扫描，以及(3)相位组合。在初始化过程中，使用如下公式从在当前码段的开始和末尾的导频块即前同步码和/或UW得到相位估计： 

${\mathrm{\φ}}_n=\arg \left[\underset{k=0}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{p}_k*\right]$

其中x_k是接收符号，p_k是已知的导频模式，N_u是导频块的长度(UW为36，前同步码为90)。 

基于来自UW的展开的相位估计对一个码段内的瞬时频率进行估计，能够抑制周期滑移。这个估计，如步骤1001，由下式确定： 

$\widehat{\mathrm{\ω}}=\frac{{\mathrm{\φ}}_{n+1}-{\mathrm{\φ}}_n}{N_s+N_u}$

其中φ_n+1和φ_n分别是来自开头和末尾的UW的相位估计，N_s是码段的长度，例如1440。 

相位展开操作由下式给出： 

${\mathrm{\φ}}_{n+1}={\mathrm{\φ}}_{n+1}+2\mathrm{\π}\×\mathrm{floor}\left(\frac{{\mathrm{\φ}}_n-{\mathrm{\φ}}_{n+1}+\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}}\right)$

其中floor(x)将x向负无穷大的方向四舍五入到最近的整数。 

该双扫描相位开始于步骤1003，其中在PLL扫描前，通过使接收符号x_k乘以 移除了瞬时频率偏移 即 

$x_k\exp (-j\widehat{\mathrm{\ω}}k),k=0,...,N_s-1$

其结果是一个新的x_k。在一个示例性的实施例中，NCO 907中的寄存器被以 

编程。 

图11示出用于图10中双扫描锁相环(PLL)过程的环路滤波器的图示。如图11所示，可以使用环路滤波器1100，其中正向扫描PLL中，环路频率寄存器ω(k)初始化为0(步骤1005)；反向扫描PLL中，环路频率寄存器ω(k)1101也初始化为0。在正向PLL中，相位寄存器ξ(k)1103初始化为来自开头的UW的相位估计φ_n。对整个码段从开头到末尾进行扫描，如步骤1007所示，得到相位估计θ_f(m)，m＝0，...N_s-1(步骤1009)。 

在反向PLL中，相位寄存器ξ(k)1103初始化为来自末尾的UW的相位估计 ${\mathrm{\φ}}_{n+1}-\widehat{\mathrm{\ω}}\×(N_s-1).$ 然后对整个码段从末尾到开头进行扫描，得到相位估计θ_r(m)，m＝0，...，N_s-1。 

根据本发明的一个实施例，同时执行正向和反向扫描，从而提高了速度。换句话说，可以利用一个或多个PLL。在单个PLL的情况 下，依次执行正向和反向扫描。 

最终的相位估计(如图10所示)是来自正向和反向PLL扫描的相位估计及瞬时频率估计的组合(根据步骤1011)。 

通过可供选择的以下过程，周期滑移的影响可以进一步被降低。在相位组合之前，该过程在两个扫描的末尾均校验是否有任何显著的相位误差，方法如下。在正向扫描的末尾，相位误差定义为，  ${\mathrm{\ϵ}}_f={\mathrm{\θ}}_f(N_s-1)+\widehat{\mathrm{\ω}}(N_s-1)-{\mathrm{\φ}}_{n+1},$ 其中下面的展开技术可以用于ε_f： 

${\mathrm{\ϵ}}_f={\mathrm{\ϵ}}_f-2\mathrm{\π}\×\mathrm{floor}\left(\frac{{\mathrm{\ϵ}}_f+\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}}\right)$

同样，相位误差ε_r＝θ_r(0)-φ_n定义于反向扫描的末尾，其中同样的展开技术用于ε_r。 

如果|ε_f|＜t_e或|ε_r|＜t_e，其中t_e是一个预定的阈值，例如t_e＝π/M(对于8PSK为π/8)，则该扫描称为“同步”，并且最终相位估 

由下式给出： 

$\widehat{\mathrm{\θ}}\left(m\right)=({\mathrm{\θ}}_f\left(m\right)+{\mathrm{\θ}}_r\left(m\right)+2\mathrm{\π}\×\mathrm{floor}\left(\frac{{\mathrm{\θ}}_f\left(m\right)-{\mathrm{\θ}}_r\left(m\right)+\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}}\right))/2+\widehat{\mathrm{\ω}}m,m=0,...,N_s-1$

如果|ε_f|＞t_e且|ε_r|＞t_e，在段内极有可能具有一个显著的频率变化，执行以下步骤以处理这种特殊的情况。首先，用如下方法估计mc₍在发生了这种显著频率变化之处)： 

$m_c=\frac{\left|{\mathrm{\ϵ}}_r\right|(N_s-1)}{\left|{\mathrm{\ϵ}}_f\right|+\left|{\mathrm{\ϵ}}_r\right|}$

接着，正向PLL扫描从m_c开始，ξ(m_c)＝θ_f(m_c)且 $\mathrm{\ω}\left(m_c\right)=\frac{-{\mathrm{\ϵ}}_f}{N_s-m_c},$ 从m_c 至N_s-1执行正向PLL扫描，从而得到一个用于该部分的新的θ_f(m)。反向PLL扫描也从m_c开始，ξ(m_c)＝θ_r(m_c)且 $\mathrm{\ω}\left(m_c\right)=\frac{-{\mathrm{\ϵ}}_r}{m_c+1},$ 其中从m_c至0执行反向PLL扫描。得到用于该部分的新的θ_r(m)。 

最终的相位估计 由下式给出： 

$\widehat{\mathrm{\θ}}\left(m\right)=({\mathrm{\θ}}_f\left(m\right)+{\mathrm{\θ}}_r\left(m\right)+2\mathrm{\π}\×\mathrm{floor}\left(\frac{{\mathrm{\θ}}_f\left(m\right)-{\mathrm{\θ}}_r\left(m\right)+\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}}\right))/2+\widehat{\mathrm{\ω}}m,m=0,...,N_s-1$

在以上双扫描PLL配置下，相位估计基于过去和未来的样本。来自正向和反向扫描的相位估计是相关的，然而该过程中导致的噪声 却是不相关的。因此，该过程可以使相位误差的方差降低一半(即3dB)。 

这个过程也可以产生好的相位跟踪结果。具有DVB-S相位噪声屏蔽的8PSK调制的RMS相位误差为3.2度(在6.6dB下)，相比之下，传统前向扫描PLL得到的RMS相位误差为4.5度。这种逐段相位跟踪，瞬时频率估计和移除，以及双扫描相位估计加上巧妙的相位组合有效地抑制了周期滑移的发生。 

此外，该环路在接收到整个码段(16个时隙)后可以立即开始相位跟踪。根据一个示例性实施例，该PLL也仅需要小的存储容量来缓冲16个时隙的I和Q样本，以及1440个相位样本(每一半分配给一个扫描)。由于瞬间频率估计，该PLL对频率残余误差(高达3×1^0-4)具有稳健性。对于高阶调制的相位跟踪，例如8PSK，大的频率偏移是十分有害的。 

图12是根据本发明的一个实施例的载波同步模块的图示，该模块操作中没有帮助用于QPSK(正交相移键控)调制的载波同步的附加导频块。用于无导频模式的载波同步过程与如参考图7时所说明的用于导频模式的是相似的。载波同步模块302的操作通过仅利用一个时隙的前同步码用于训练；也即不使用UW。无导频模式的频率捕获是一个两步骤过程，包括利用前馈频率估计器的粗频率估计，和利用工作在捕获模式的双扫描PLL的细频率估计。 

载波同步模块302基于双扫描PLL提供跟踪模式下的相位恢复。一个前同步码相位估计器1201接收输出自匹配滤波器1203的前同步码。前同步码相位估计器1201基于帧同步FSM(有限状态机)1205输出前同步码的相位估计，该帧同步FSM确定新的前同步码的位置并将它提供给双扫描PLL 1207(与在导频模式使用的相似)。该双扫描PLL 1207也接收抽取自接收信号的随机数据作为输入。由双扫描PLL 1207产生的相位估计馈至频率估计器1209；最后，将产生自双扫描PLL 1207的相位估计提供给混频器1206，它基于相位估计，将来自匹配滤波器1203的信号旋转后送到解映射器305。频率估计器 1209将频率估计输出至一个环路滤波器1211(例如同图11中所示)，它跟踪频率偏移并将得到的信号提供给数控振荡器(NCO)1213。NCO1213根据来自环路滤波器1211的频率估计，将接收信号旋转后送至宽带混频器1215。 

载波同步模块302有益地提供了极低信噪比(例如1dB)下的高性能，同时将训练符号的使用降到最低。载波同步模块302支持快速的载波频率和相位捕获(例如小于50ms)。 

在本发明的一个实施例中，  载波捕获过程包括两个阶段：粗频率估计过程，和细频率估计过程。粗频率估计过程类似于在8PSK中使用的(图5)。无导频模式下的差别在于只使用90符号的前同步码用于计算自相关。自相关的计算在一个LDPC帧中进行： 

$R_f\left(m\right)=\underset{k=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(x_{k+m}^f{p}_{k+m}^f*\right)\left(x_k^f{p}_k^f*\right)*,m=1,...L,$

其中f是帧的标号，k是符号的标号，p_s是前同步码中的已知数据符号，n等于90。于是基于若干LDPC帧对自相关进行累积，以确定最终频率估计。 

图13是用于图12中载波同步模块的频率捕获过程的精调谐子过程的图示。粗频率估计结束之后，由载波同步模块302执行的频率捕获过程可以进入精调谐阶段。精调谐过程基于频率跟踪环路，它的频率误差估计每一个LDPC帧执行一次，并基于操作于捕获模式的双扫描PLL 1207的相位跟踪结果，以及来自前同步码的相位估计。在这种模式下，PLL具有更大的环路带宽(例如2×10^-3)以及更小的衰减因子(例如1.1)。 

精调谐过程基于双扫描PLL 1207(图12)。该过程对每一个LDPC帧进行一次频率误差估计，并修正连接至宽带混频器1215的NCO1213。首先， $\widehat{\mathrm{\θ}}\left(m\right),m=0,...,N_s-1$ (N_s是LDPC帧长度，例如对于QPSK为32400)定义为对于一个LDPC帧的相位跟踪结果。 

精调谐过程的开始是初始化帧计数器Nf为0，即步骤1301。在这个例子中，该过程重复8次(即Nf＝8)。在步骤1303中，用PLL对一个新的LDPC帧进行处理，该PLL初始化为基于前同步码的相 位估计；双扫描PLL的操作在下文中更详细地说明。然后确定正向或反向扫描是否同步(步骤1305)。如果正向或反向扫描(或二者都)同步，根据步骤1307，频率误差估计由下式给出： 

${\hat{f}}_e=\frac{\widehat{\mathrm{\θ}}(N_s-1)-\widehat{\mathrm{\θ}}\left(0\right)}{2\mathrm{\π}{T}_s{N}_s},$

其中 是由双扫描PLL 1207产生的最终相位估计，接着，NCO中的频率修正为： 

${\hat{f}}_{\mathrm{nco}}(n+1)={\hat{f}}_{\mathrm{nco}}\left(n\right)+\mathrm{\ρ}{\hat{f}}_e,$

其中ρ是环路滤波器1211的参数，例如0.5。 

如果两种扫描均不同步，则根据步骤1309，在精调谐操作中跳过该LDPC帧。如果发生了某一次数的频率精调谐(如步骤1311和1313中所执行的)，则根据步骤1315，环路进入跟踪阶段，如图14所说明。 

图14是用于图12中载波同步模块的频率跟踪过程的流程图。该载波频率跟踪过程类似于频率捕获阶段的精调谐。该跟踪过程对每一个LDPC帧，基于来自双扫描PLL 1207的相位跟踪结果，进行一次频率误差估计，并据此修正NCO 1213；只有当PLL 1207同步才执行该过程。精调谐过程和这个频率跟踪过程的唯一差别在于双扫描利用一个窄得多的环路带宽(例如5×10^-4)以及更大的衰减因子(例如2)操作。 

在一个LDPC帧的末尾，跟踪过程确定正向扫描或反向扫描是否同步，即步骤1401和1403。如果扫描同步，则根据步骤1405计算频率误差估计，如下： 

${\hat{f}}_e=\frac{\widehat{\mathrm{\θ}}(N_s-1)-\widehat{\mathrm{\θ}}\left(0\right)}{2\mathrm{\π}{T}_s{N}_s},$

NCO 1213中的频率用 ${\hat{f}}_{\mathrm{nco}}(n+1)={\hat{f}}_{\mathrm{nco}}\left(n\right)+\mathrm{\ρ}{\hat{f}}_e$ 进行修正。如果正向扫描和反向扫描不同步，则根据步骤1407，跳过该LDPC帧。 

图15是根据本发明的一个实施例，双扫描锁相环(PLL)过程的相位组合阶段的流程图。无导频模式下的载波相位跟踪过程是基于具有适于低SNR的ML相位检测器的双扫描PLL结构。该过程基于 逐帧的原则跟踪载波相位。根据本发明的一个实施例，两个LDPC帧之间的相位跟踪操作是相互独立的。该跟踪过程使用来自当前帧的前同步码和下一帧的前同步码的相位估计，以初始化PLL中的相位分量。这些相位估计还提供一个相位参考，用于确定是否发生周期滑移。新的PLL通过正向和反向扫描数据段，基于过去和未来的样本估计载波相位。为了抑制周期滑移，新的PLL巧妙地组合来自两个方向的相位估计，作为最终的相位估计，如图14所示。 

用于双扫描PLL的(图9的)ML相位检测器911是由最大似然准则推导出的。该相位检测器估计每个接收符号x_k的相位 

如下： 

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_k=\mathrm{Im}\left(x_k{\hat{d}}_k*\right),$

其中 是对发送数据符号d_k的软估计，即， 

${\hat{d}}_k=\frac{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{{\left|\right|x_k-c_m\left|\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}{c}_m}{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{{\left|\right|x_k-c_m\left|\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}},$

M：调制维数，对于QPSK为4，对于8PSK为8；c_m＝e^{j(2πn/M+π/M)}：星座图点；以及σ²：AWGN方差；符号＊表示复共轭运算。 

相位检测器的SNR定义如下： 

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{PD}}=\frac{A^2}{{\mathrm{\σ}}_p^2},$

其中A是相位检测器的增益，σ_p ²是估计方差。ML相位检测器在1dB下的QPSK调制中的SNR为-4.1dB，比传统面向判决相位检测器好1.5dB。 

与参照图10描述的导频模式操作相同，一个LDPC帧中的双扫描PLL 1207操作具有三个阶段。在初始化阶段，从当前帧的开头和末尾的前同步码中得到相位估计： 

${\mathrm{\φ}}_n=\arg \left[\underset{k=0}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{p}_k*\right],$

其中x_k是接收符号，p_k是已知的前同步码模式，N_u是该前同步码的长度(例如90)。因为LDPC相对较长(例如32400)，基于来自前同步码的相位估计来估计瞬时频率是困难的。然而，对于例如QPSK的 低阶调制的PLL比例如8PSK的高阶调制中的PLL对相位噪声和频率误差具有更强的稳健性。 

在双扫描阶段，正向PLL中，相位寄存器ξ(k)1103(图10)初始化为来自开头的前同步码的相位估计φ_n。接着，从开头到末尾对整个帧进行扫描，得到相位估计θ_f(m)，m＝0，...，N_s-1。在反向PLL中，相位寄存器ξ(k)1103初始化为来自末尾的前同步码的相位估计φ_n+1，其中该过程从末尾到开头扫描整个帧，以获得相位估计θ_r(m)，m＝0，...，N_s-1。环路频率寄存器ω(k)对于两个方向均初始化为0。正向和反向扫描可以同时执行。 

其后，开始相位组合阶段，即步骤1501。最终的相位估计是来自正向和反向扫描的相位估计的组合。在步骤1503中，该过程确定正向扫描是否同步；如果是，则确定反向扫描是否同步，即步骤1505。如果正向和反向扫描都同步，则最终的相位估计 

如下式给出： 

$\widehat{\mathrm{\θ}}\left(m\right)=({\mathrm{\θ}}_f\left(m\right)+{\mathrm{\θ}}_r\left(m\right)+2\mathrm{\π}\×\mathrm{floor}\left(\frac{{\mathrm{\θ}}_f\left(m\right)-{\mathrm{\θ}}_r\left(m\right)+\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}}\right))/2,m=0,...,N_s-1.$

否则，如果只有正向扫描同步，则计算 $\widehat{\mathrm{\θ}}\left(m\right)={\mathrm{\θ}}_f\left(m\right),m=0,...,N_s-1,$  如步骤1509所示。而如果只有反向扫描(按照步骤1511中确定)同步，则 $\widehat{\mathrm{\θ}}\left(m\right)={\mathrm{\θ}}_r\left(m\right),m=0,...,N_s-1$ (步骤1513)。 

如果两个扫描都不同步，则，按照步骤1515， 

$\widehat{\mathrm{\θ}}\left(m\right)=\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\θ}}_f\left(m\right),m=0,...,N_s/2-1\\ {\mathrm{\θ}}_r\left(m\right),m=N_s/2,...,N_s-1\end{array}\right.$

与导频模式相同，在相位组合前，该过程在两个扫描的末尾校验是否存在显著相位误差，如下。在正向扫描的末尾，相位误差定义为ε_f＝θ_f(N_s-1)-φ_n+1，其中将以下展开技术用于ε_f，即，  ${\mathrm{\ϵ}}_f={\mathrm{\ϵ}}_f-2\mathrm{\π}\×\mathrm{floor}\left(\frac{{\mathrm{\ϵ}}_f+\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}}\right).$ 如果|ε_f|＜t_e，其中t_e是预定的阈值，例如t_e＝π/M(对于QPSK为π/4)，则断言该正向扫描同步。同样，在反向扫描的末尾，定义相位误差ε_r＝θ_r(0)-φ_n。同样的展开技术可以用于ε_r。如果|ε_r|＜t_e，则认为该反向扫描同步。 

以上载波相位跟踪过程，不论操作于QPSK或8PSK调制，都显 示出好的性能特性，由此例如双扫描对热噪声和相位噪声具有稳健性。RMS相位跟踪误差也很低(例如对于DVB-S相位噪声屏蔽为1dB的QPSK调制仅有3.3度)。 

图16图示了一个计算机系统，根据本发明的一个实施例可以实施于该计算机系统。该计算机系统1600包括总线1601或其它通信装置用于信息通信，以及一个连接总线1601的处理器1603用于处理信息。计算机系统1600还包括连接至总线1601的主存储器1605，例如随机存取存储器(RAM)或其它动态存储设备，用于存储信息和由处理器1603执行的指令。主存储器1605还可以用于存储执行指令过程中处理器1603要处理的临时变量或其它中间信息。计算机系统1600还包括一个连接至总线1601的只读存储器(ROM)1607或其它静态存储设备，用于存储用于处理器1603的静态信息和指令。一个存储设备1609，例如磁盘或光盘，附加地连接至1601，用于存储信息和指令。 

计算机系统1600可以通过总线1601连接至显示器1611，例如阴极射线管(CRT)，液晶显示器，有源阵列显示器，或等离子显示器，用于对计算机用户显示信息。输入设备1613，例如包括字母数字和其它键的键盘，连接至总线1601，用于与处理器1603之间的信息和命令选择的通信。另一种用户输入设备是光标控制器1615，例如鼠标，跟踪球，或光标方向键，用于与处理器之间的方向信息和命令选择的通信，以及用于控制显示器1611的光标移动。 

根据本发明的一个实施例，计算机系统1600可以提供各种载波同步过程，它响应执行包含于主存储器1605的指令系列的处理器1603。主存储器1605可以从例如存储设备1609的另一个计算机可读媒体读入这种指令。这个包含于主存储器1605的指令系列的执行使得处理器1603执行在此描述的过程步骤。多处理配置中的一个或多个处理器也可以用于执行包含于主存储器1605中的指令。在可供选择的实施例中，硬布线模块可以被代替或结合软件指令使用来执行本发明的实施例。因此，本发明的实施例并不限于任何硬件模块与软件的具体组合。 

计算机系统1600还包括一个通信接口1617，它连接至总线1601。该通信接口1617提供与连接至本地网络1621的网络链路1619的双向数据通信。例如，通信接口1617可以是一个数据用户线路(DSL)卡或调制解调器，综合业务数字网络(ISDN)卡，电缆调制解调器，或电话调制解调器，以提供连接至相应种类的电话线路的数据通信。作为另一个例子，通信接口1617可以是局域网(LAN)卡(例如用于以太网络或异步传输模式(ATM)网络)，以提供连接至兼容的LAN的数据通信。也可以实现无线链路。在任何此类实现中，通信接口1617发送并接收携带代表各类信息的数字数据流的电信号，电磁信号或光信号。此外，通信接口1617可以包括外围接口设备，例如通用串行总线(USB)接口，PCMCIA(个人电脑存储卡国际协会)接口，等等。 

网络链路1619典型地通过一个或多个网络提供向其它数据设备的数据通信。例如，网络链路1619可以提供通过本地网络1621至主机1623的连接，它对网络1625(例如，一个广域网(WAN)或现在一般称作“因特网”的全球数据包数据通信网络)或由业务提供者操作的数据设备具有连通性。本地网络1621和网络1625都使用电信号，电磁信号，或光信号来传送信息和指令。通过各种网络的信号以及网络链路1619上和通过通信接口1617的信号与计算机系统1600进行数字数据的通信，它们是承载信息和指令的载波波形示例性的形式。 

计算机系统1600可以通过网络、网络链路1619和通信接口1617发送消息和接收数据，包括程序代码。在因特网的例子里，一个业务器(没有示出)可以通过网络1625，本地网络1621和通信接口1617发送被请求的代码，该代码属于用于执行本发明的一个实施例的应用程序。处理器1603可以执行接收到的发送代码且/或将该代码存储到存储设备169或使用其它非易失性的存储方式，用于以后执行。计算机系统1600可以用这种方式得到载波形式的应用代码。 

此处用到的术语“计算机可读媒体”涉及任何参与将指令提供给处理器1603用于执行的媒体。这种媒体可以采取多种形式，包括但不限于非易失性的媒体，易失性的媒体，和传输媒体。非易失性的媒体 包括例如光盘或磁盘，例如存储设备1609。易失性的媒体包括动态存储器，例如主存储器1605。传输媒体包括同轴电缆，铜线，和光纤，包括构成总线的601金属线。传输媒体也可以采取例如通过射频(RF)和红外(IR)数据通信产生的声波，光波或电磁波的形式。计算机可读媒体的一般形式包括例如软盘，软磁盘，硬盘，磁带，任何其它磁媒体，CD-ROM，CDRW，DVD，任何其它光媒体，穿孔卡片，纸带，光学测标纸，任何其它带有孔或其它可用光学方法辨认的标记的模式的物理媒体，RAM，PROM，和EPROM，FLASH-EPROM，任何其它存储芯片或磁带，载波，或任何其它计算机可读的媒体。 

各种形式的计算机可读媒体可以用于将指令提供给处理器以用于执行。例如，用于执行至少本发明的一部分的指令起初可以加载在一个远程计算机的磁盘上。在这种情况下，远程计算机将指令下载到主存储器中并将利用调制解调器通过电话线路发送这些指令。本地计算机系统的调制解调器接收电话线路上的数据，利用红外发射机将数据转换成红外信号，并将该红外信号发射到便携式计算设备，例如个人数字助理(PDA)和膝上型电脑。便携式计算设备上的红外检测器接收到由红外信号承载的信息和指令，并且将数据置于总线上。该总线将数据传送至主存储器，处理器从该主存储器中取出并执行指令。主存储器接收的指令可以在处理器执行之前或之后选择性地存储在存储设备中。 

因此，本发明的各种实施例提供了一种在利用低密度奇偶校验(LDPC)码和高阶调制方案的数字广播和交互式系统中达到载波同步的方法。物理层的帧包括一个前同步码和多个码段。在一个示例性的实施例中，一个唯一字(UW)被选择性地插入到每个码段之前作为一个导频块。该前同步码(以及可选导频块)作为一个训练块。载波同步过程利用训练块来估计载波频率和相位，并为每个新的段重新初始化相位跟踪环路。频率捕获过程包括计算数据移除后的连续波(CW)信号的自相关。接收信号的载波频率基于累积自相关值的展开相位的加权和进行估计。对于频率跟踪，实现前馈结构以产生估计， 并且对每一个LDPC帧，基于来自训练块(即前同步码和/或UW)的相位估计对载波频率进行一次修正。对于相位跟踪，利用一个具有最大似然(ML)相位检测器的双扫描锁相环(PLL)结构。双扫描PLL基于逐段的原则跟踪载波相位，以基于过去和未来的样本，通过正向和反向扫描数据段来估计载波相位。当没有导频块存在时，一个段可以是一整个FEC码字，或者当有导频块插入时，一个段可以是一个码段。以上配置有益地减少了用于载波同步而引入额外开销的需要，并且极大地降低了周期滑移率，限制了其错误传播的影响。所述的配置在低SNR环境中也工作很好，提供了对热噪声和相位噪声的良好抵抗能力。此外，频率估计过程提供了一个大的频率捕获范围和短的捕获时间。因此，以上方法有益地提供了快速和有效的载波同步。 

虽然对本发明的描述联系了一些实施例和实施方式，但是本发明并不限于而是覆盖了各种明显的修改和等效的配置，它们都属于所附权利要求的范围内。 

Claims (35)

1.一种在数字广播和交互式系统中提供载波同步的方法，该方法包含以下步骤：

接收通过载波信号发送的一个帧，其中该帧包括多个由开销域分隔开的段，所述开销域是导频块，该导频块被选择性地插入该帧中以辅助载波信号的载波同步；

基于开销域产生与载波信号相关的估计相位值；

基于所述估计相位值并且基于载波信号过去的样本和载波信号未来的样本，利用双扫描锁相环对与段内一个随机数据域相关的载波信号的相位进行估计；以及

基于开销域和随机数据域，对载波信号的频率进行估计，

其中上述的两个估计步骤在该帧上逐段地执行。

2.按照权利要求1的方法，其中导频块与随机数据域无关。

3.按照权利要求2的方法，其中导频块显示出一种模式，该模式为基于按照预定的序列加扰的连续波信号。

4.按照权利要求1的方法，其中导频块的长度为36个符号，且段的长度为1440个符号。

5.按照权利要求1的方法，其中该帧包括作为前同步码的另一个开销域，在发射机处插入导频块，该发射机被配置为发送所发送的帧并且执行下面的步骤：

确定导频插入位置是否与前同步码的位置一致；以及

如果该位置不是指定用于前同步码的，则插入导频块。

6.按照权利要求5的方法，该方法还包含：

等候预定数目的符号，其中该预定数目的符号对应于段的长度。

7.按照权利要求1的方法，其中随机数据域具有由包括二进制相移键控、正交相移键控、8相移键控、16幅度相移键控、32幅度相移键控、以及高阶正交幅度调制之一的调制方案指定的符号。

8.按照权利要求1的方法，其中该帧通过卫星通信信道发送。

9.按照权利要求1的方法，其中该段包括按照低密度奇偶校验码进行编码的信息。

10.按照权利要求9的方法，其中接收信号通过连续模式传输进行发送。

11.按照权利要求9的方法，其中该帧包括作为前同步码的另一个开销域，且该前同步码和导频块按照不同的调制方案进行调制。

12.按照权利要求1的方法，其中该帧包括作为前同步码的另一个开销域，该方法还包含以下步骤：

从对应于开销域的接收信号中得到连续波信号；

计算与连续波信号相关的多个自相关值；

在各段上累积自相关值；以及

基于累积的自相关值的展开相位的加权和，输出载波信号的频率。

13.按照权利要求12的方法，其中根据下式从接收信号中得到连续波信号：

x_kp_k ^*

其中x_k是对应于开销域的接收信号，p_k是开销域中关于该接收信号的已知模式，且＊是复共轭运算。

14.按照权利要求12的方法，其中自相关值基于多个帧上的开销域，并按照下式对每帧得到一个自相关值：

$R_f\left(m\right)=\underset{s=0}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(x_{s,k+m}^f{p_{s,k+m}^f}^{*}\right){\left(x_{s,k}^f{p_{s,k}^f}^{*}\right)}^{*},m=1,...,L$

其中f是帧的标号，s是导频块的标号，N_p是一帧中导频块的数目，k是符号的标号，x_k是接收信号，p_k是已知的训练符号，L是自相关的数目，

其中计算出的自相关值按照下式在所述多个帧上积累：

$R\left(m\right)=\underset{f=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_f\left(m\right),$ 其中N是帧的数目。

15.按照权利要求14的方法，其中按照下式输出频率：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_s}\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_m\mathrm{\Δ}\left(m\right)$

$w_m=\frac{3[{(2L+1)}^2-{(2m+1)}^2]}{[{(2L+1)}^2-1](2L+1)},m=0,...,L-1,$

其中T_s是符号周期，并且

$\mathrm{\Δ}\left(m\right)=\left\{\begin{array}{c}\arg \left[R\left(1\right)\right],m=0\\ \mathrm{mod}[\arg \left(R(m+1)\right)-\arg \left(R\left(m\right)\right),2\mathrm{\π}],m=1,...,L-1\end{array}\right..$

16.按照权利要求12的方法，该方法还包含以下步骤：

估计帧中每个开销域的载波相位值；且

基于展开的估计载波相位值的加权和来计算频率。

17.按照权利要求16的方法，其中开销域的估计载波相位值基于：

${\mathrm{\φ}}_n=\arg \left[\underset{k=0}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{p_k}^{*}\right]$

其中x_k是与开销域相关的接收符号，p_k是开销域中的已知模式，N_u是开销域的长度。

18.按照权利要求17的方法，其中按下式对于每帧进行一次频率估计：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{2\mathrm{\π}(N_s+N_u)T_s}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_m\mathrm{mod}[{\mathrm{\φ}}_{m+1}-{\mathrm{\φ}}_m,2\mathrm{\π}]$

$w_m=\frac{3[{(2M+1)}^2-{(2m+1)}^2]}{[{(2M+1)}^2-1](2M+1)},m=0,...,M-1$

其中M是一帧中开销域的数目，T_s是符号周期。

19.按照权利要求1的方法，该方法还包含以下步骤：

基于一帧或多帧上的开销域，得到粗的频率估计；

将粗频率估计应用于前端混频器以修正接收信号的频率偏移；以及

使用从开销域之一和随机数据域得到的频率估计，对每帧进行一次残余频率跟踪。

20.按照权利要求1的方法，其中开销域包括对应于各段的前同步码和导频块，对于每一个段，从该段的开头和末尾处的开销域得到估计载波相位值；该方法还包含以下步骤：

基于开销域从估计载波相位值估计瞬时载波频率；

对每一个段，用双扫描锁相环对该段的随机数据域执行正向相位扫描，该双扫描锁相环用来自段开头的开销域的估计载波相位值初始化；

对每一个段，用双扫描锁相环对该段的随机数据域执行反向相位扫描，该双扫描锁相环用来自段末尾的开销域的估计载波相位值和瞬时载波频率初始化，其中在正向扫描和反向扫描之前移除了瞬时载波频率；

确定正向扫描或反向扫描是否同步；以及

通过组合瞬时载波频率值、正向扫描相位估计和反向扫描相位估计，在随机数据域上计算最终载波相位估计。

21. 按照权利要求20的方法，其中开销域的估计载波相位值基于：

${\mathrm{\φ}}_n=\arg \left[\underset{k=0}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{p_k}^{*}\right],$

其中x_k是与开销域相关的接收符号，p_k是开销域中的已知模式，N_u是开销域的长度，瞬时频率估计按照下式确定：

$\widehat{\mathrm{\ω}}=\frac{{\mathrm{\φ}}_{n+1}-{\mathrm{\φ}}_n}{N_s+N_u},$

其中φ_n+1和φ_n是分别来自相应段的开头和末尾的开销域的相位估计，N_s是帧中段的长度，其中φ_n+1在瞬时频率估计之前首先经过相位展开运算，由下式给出

${\mathrm{\φ}}_{n+1}={\mathrm{\φ}}_{n+1}+2\mathrm{\π}\×\mathrm{floor}\left(\frac{{\mathrm{\φ}}_n-{\mathrm{\φ}}_{n+1}+\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}}\right),$

其中floor(x)将x向负无穷大的方向四舍五入到最近的整数。

22. 按照权利要求21的方法，最终的载波相位估计

按照下式计算：

$\widehat{\mathrm{\θ}}\left(m\right)=({\mathrm{\θ}}_f\left(m\right)+{\mathrm{\θ}}_r\left(m\right)+2\mathrm{\π}\×\mathrm{floor}\left(\frac{{\mathrm{\θ}}_f\left(m\right)-{\mathrm{\θ}}_r\left(m\right)+\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}}\right))/2+\widehat{\mathrm{\ω}}m,m=0,...,N_s-1$

其中θ_f(m)和θ_r(m)分别是正向扫描相位估计和反向扫描相位估计。

23. 按照权利要求1的方法，其中开销域包括没有插入导频块的前同步码，该方法还包含以下步骤：

估计与段的开头和末尾相关的前同步码的载波相位值，其中末尾处的前同步码对应于下一个帧；

利用双扫描锁相环对帧的随机数据域执行正向相位扫描，该双扫描锁相环用来自帧的开头的前同步码的估计载波相位值初始化；

利用双扫描锁相环对帧的随机数据域执行反向相位扫描，该双扫描锁相环用来自下一帧的开头的前同步码的估计载波相位值初始化；

确定正向扫描或反向扫描是否同步；以及

响应于确定步骤，通过组合正向扫描相位估计和反向扫描相位估计，计算最终载波相位估计。

24.按照权利要求23的方法，其中双扫描锁相环包括一个基于最大似然规则的相位检测器，并且估计相位值如下计算：

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_k=\mathrm{Im}\left(x_k{{\hat{d}}_k}^{*}\right),$

其中x_k是接收符号，

是发送数据符号d_k的软估计，

${\hat{d}}_k=\frac{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{{\left|\right|x_k-c_m\left|\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}{c}_m}{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{{\left|\right|x_k-c_m\left|\right|}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2}}},$

M是调制的维数，c_m＝e^{j(2πm/M+π/M)}是星座图点；σ²是加性高斯白噪声的方差，且＊是复共轭运算。

25.按照权利要求23的方法，该方法还包含以下步骤：

确定正向扫描和反向扫描是否失去同步；以及

如果正向扫描或反向扫描没有失去同步，则从帧的开头和末尾的最终相位估计的差值计算出载波频率偏移值。

26.按照权利要求25的方法，其中载波频率偏移值由下式确定：

${\hat{f}}_e=\frac{\widehat{\mathrm{\θ}}(N_s-1)-\widehat{\mathrm{\θ}}\left(0\right)}{2\mathrm{\π}{T}_s{N}_s},$

其中

是载波频率偏移值，

是随机数据域上的最终相位估计，N_s是段的长度，T_s是符号周期。

27.按照权利要求25的方法，该方法还包括以下步骤：

通过计算在扫描的末尾从双扫描锁相环获得的相位估计值与从邻近该段末尾的开销域获得的相位估计值的差，在一次扫描的末尾计算相位误差；

展开相位误差；以及

将展开的相位误差与一个阈值进行比较；以及

如果展开的相位误差小于该阈值，则确定该相位扫描同步。

28.按照权利要求1的方法，该方法还包括以下步骤：

达到载波同步之后，按照二进制相移键控、正交相移键控、8相移键控、16幅度相移键控、32幅度相移键控和高阶正交幅度调制之一解调接收信号。

29.按照权利要求28的方法，该方法还包括以下步骤：

按照低密度奇偶校验解码过程，对解调后的信号进行解码。

30.一种用于提供支持通过卫星网络的数字广播和交互式业务的载波同步的方法，该方法包括以下步骤：

通过卫星通信信道接收一个帧，该帧包括一个前同步码和具有相应的唯一字的多个码段作为训练符号；

基于前同步码、唯一字、或前同步码与唯一字的组合，利用双扫描锁相环估计对应于该帧的相位信息；以及

基于估计的相位，估计对应于该帧的频率信息。

31.按照权利要求30的方法，其中该帧是一个经过低密度奇偶校验编码的帧。

32.按照权利要求31的方法，其中估计相位信息根据下式确定：

${\mathrm{\φ}}_n=\arg \left[\underset{k=0}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{p_k}^{*}\right],$

其中x_k是与该帧相关的接收符号，p_k是唯一字的已知模式，N_u是唯一字的长度。

33.按照权利要求32的方法，其中估计频率信息按照下式确定：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{2\mathrm{\π}(N_s+N_u)T_s}\underset{m=0}{\overset{13}{\mathrm{\Σ}}}{w}_m\mathrm{mod}[{\mathrm{\φ}}_{m+1}-{\mathrm{\φ}}_m,2\mathrm{\π}]$

$w_m=\frac{3[{(2L+1)}^2-{(2m+1)}^2]}{[{(2L+1)}^2-1](2L+1)},m=0,...,L-1$

其中N_s是码段的长度，L为码段的数目。

34.按照权利要求31的方法，其中估计相位信息按照下式确定

${\mathrm{\φ}}_n=\arg \left[\underset{k=0}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k{p_k}^{*}\right],$

其中x_k是与该帧相关的接收符号，p_k是该前同步码的已知模式，N_u是前同步码的长度。

35.按照权利要求34的方法，该方法还包括如下步骤：

用φ_n初始化所述双扫描锁相环；以及

按照下式输出一个最终的载波相位估计

$\widehat{\mathrm{\θ}}\left(m\right)=({\mathrm{\θ}}_f\left(m\right)+{\mathrm{\θ}}_r\left(m\right)+2\mathrm{\π}\×\mathrm{floor}\left(\frac{{\mathrm{\θ}}_f\left(m\right)-{\mathrm{\θ}}_r\left(m\right)+\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}}\right))/2+\widehat{\mathrm{\ω}}m,m=0,...,N_s-1$

其中θ_f(m)和θ_r(m)分别是正向扫描相位估计和反向扫描相位估计，其中floor(x)将x向负无穷大的方向四舍五入到最近的整数。

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