JP2005012794A - デジタル放送システムおよび対話システム中で搬送波同期を実現する方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタル放送システムおよび対話システムにおいて搬送波同期を実現する方法および装置
【解決手段】デジタル放送対話システム（１００）で搬送波同期をサポートするために方法が提供される。搬送波同期モジュール（３０２）は、１つまたは複数のオーバヘッドフィールド（例えば、プリアンブルとオプションのパイロットブロック、およびパイロットブロックにより分離される１つまたは複数のセグメント）を含むフレームを表す１つまたは複数の信号を受信する。モジュール（３０２）は搬送波周波数と搬送波位相をセグメント単位で推定し、セグメント間の周波数を追跡する。信号の搬送波位相はオーバヘッドフィールドに基づき推定される。ランダムデータフィールドの推定値搬送波位相は、オーバヘッドフィールドからの推定位相値、および過去のデータ信号と将来のデータ信号の両方に基づいて求められる。さらに、信号の周波数はオーバヘッドフィールドおよび／またはランダムデータフィールドに基づいて推定される。この仕組みは、特にデジタル衛星放送対話システム（１００）に適している。
【選択図】 図１

Description

本発明は通信システムに関し、さらに詳細にはデジタル通信システムに関する。

放送システムはデジタル技術によって可能になる高品質伝送に対する需要に応じてきた。デジタル革命は、データ伝送だけではなく音声プログラミングとビデオプログラミングを含むブロードバンドサービスの送達を変容させた。衛星通信システムはこのようなブロードバンドサービスをサポートするための実現可能な解決策として出現してきた。したがって、電力および帯域幅の効率がよい変調とコード化は、衛星通信システムが騒々しい通信チャネル全体で確実な通信を提供するために極めて望ましい。このようなシステムによりサポートされる放送応用例においては、連続モードモデムが幅広く使用される。低信号対雑音（ＳＮＲ）環境でうまくいくコードは同期（例えば、搬送波位相と搬送波周波数）に関してモデムと対立する。

従来のデジタル放送システムは、その同期プロセスに対するフレーム構造における通常のオーバヘッドビットの使用以上に、追加のトレーングシンボルの使用を必要とする。低い信号対雑音（ＳＮＲ）が低いときには特にオーバヘッドの増加が必要である。このような環境は、高性能コードが高次変調に関連して使用されるときに典型的である。従来、連続モードモデムは搬送波周波数および搬送波位相を獲得し、追跡するためにフィードバック制御ループを活用する。この同期プロセスでは、既知のデータシンボルを含むブロックコードのプリアンブルなどのＦＥＣ（フォワードエラー訂正）コード化データフィールドは単に無視される。純粋にフィードバック制御ループに基づいているこのような従来のアプローチは、強力な無線周波数（ＲＦ）位相雑音および熱雑音を受けがちであり、総体的な受信機の性能に関して高いサイクルスリップレート（cycle slip rate）およびエラーフロアを引き起こす。したがって、これらのアプローチは、限られた獲得範囲と長い獲得時間に加え、特定の性能ターゲットのためのトレーニングシンボルという点でオーバヘッドの増加により苦しめられている。さらに、これらの従来の同期技法は特定の変調方式に依存しており、これにより変調方式の使用という点での柔軟性を妨げとなっている。

したがって、位相雑音および熱雑音に影響されない同期を提供するデジタル通信システムに対するニーズがある。また、実現するのが簡単であり、可能な限り少ないトレーニングシンボルを負う搬送波同期方法に対するニーズもある。また、変調独立性を与えることに関して柔軟である同期技法を提供するニーズもある。

これらのニーズおよび他のニーズは本発明により対処され、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コードおよび高次変調方式を活用するデジタル放送対話システムで搬送波同期を提供するためのアプローチ。従来の連続モードモデムと異なり、搬送波同期方法はセグメント単位で搬送波周波数および搬送波位相を推定し、セグメント間の搬送波周波数を連続的に追跡する。ＦＥＣ（フォワードエラー訂正）フレームのプリアンブルおよび搬送波同期を補助するオプションのパイロットブロック（つまり、塊状のパイロットシンボル）はセグメント境界としての役割を果たす。例示的な実施形態では、物理層フレームが、搬送波同期、および余分なパイロットシンボルが必要とされないときにＦＥＣコードワードを助長するために使用できるプリアンブルを含む。代わりに、パイロットシンボル挿入プロセスはＦＥＣコードワードを複数のコードセグメントに分割し、物理層フレームの各コードセグメントの前に１つのパイロットブロックをユニークワード（ＵＷ）の形式で挿入する。プリアンブルとオプションのパイロットブロックはトレーニングブロックとしての役割を果たす。搬送波同期プロセスは、搬送波周波数および搬送波位相を推定するためにトレーニングブロックを活用し、新しいセグメントごとに位相追跡ループを初期化し直す。周波数獲得プロセスは、データ除去済み連続波信号（ＣＷ）の自己相関を計算することを必要とする。受信信号の搬送波周波数は、累積された自己相関値のアンラップされた（unwrapped）位相の加重合計に基づき推定される。周波数追跡に関して、推定値を発生させるために、およびトレーニングブロック（つまりプリアンブルおよび／またはＵＷ）からの位相推定値に基づいてＬＤＰＣフレームごとに一度搬送波周波数を更新するためにフィードフォワード構造が実現される。位相追跡の場合は、最大尤度（ＭＬ）位相検出器付きのツースイープ（Two-Sweep）位相ロックループ（ＰＬＬ）アーキテクチャが活用される。前記ツースイープＰＬＬはセグメント単位で搬送波位相を追跡し、フォワードとリバースの両方からデータのセグメントをスイープすることによって過去と将来のサンプル両方に基づき搬送波位相を推定する。セグメントは、パイロットブロックが存在しないときにはＦＥＣコードワード全体、あるいはパイロットブロックが挿入されているときにはコードセグメントである場合がある。前記の仕組みは搬送波同期のための追加オーバヘッドを導入するニーズを有利に削減し、サイクルスリップレートを削減し、そのエラー伝搬影響を制限し、低信号対雑音（ＳＮＲ）環境でうまく動作し、熱雑音および位相雑音に対して良好な免疫を与える。加えて、周波数推定プロセスは大きな周波数獲得範囲および短い獲得時間を実現する。

本発明の一実施形態の１つの態様にしたがった、デジタル放送対話システムで搬送波動機を実現する方法が開示されている。前記方法は、搬送波信号にしたがって送信されるフレームを受信することを含み、前記フレームは複数のオーバヘッドフィールドにより分離された１つまたは複数のセグメントを含み、前記オーバヘッドフィールドは搬送波信号の搬送波同期を助けるためにフレーム内に選択的に挿入される。前記方法は、オーバヘッドフィールドに基づき搬送波信号と関連付けられる推定位相値を発生させることも含む。前記方法は推定位相値および搬送波信号の過去のサンプルと搬送波信号の将来のサンプルに基づきセグメント内のランダムデータフィールドと関連付けられる搬送波信号の位相を推定することも含む。前記方法は、さらにオーバヘッドフィールドまたはランダムデータフィールドに基づき搬送波信号の周波数を推定することを含み、前記推定ステップはセグメント単位でフレームに対して実行される。

本発明の実施形態の別の態様にしたがった、衛星ネットワーク上でデジタル放送対話サービスをサポートする際に搬送波同期を提供する方法が開示されている。前記方法は、衛星通信チャネル上でフレームを受信することを含み、前記フレームはトレーニングシンボルとして対応するユニークワードを有する１つのプリアンブルと複数のコードセグメントを含む。前記方法は、プリアンブル、ユニークワード、およびプリアンブルとユニークワードの組み合わせの内の１つに基づきフレームに対応する位相情報を推定することも含む。さらに、前記方法は、推定位相に基づきフレームに対応する周波数情報を推定することを含む。

本発明の実施形態の別の態様にしたがった、デジタル放送対話システム内の搬送波同期をサポートする方法が開示されている。前記方法は、挿入点がフレームのプリアンブルフィールドの位置に一致するかどうかを判断することを含み、前記挿入点はフレームの予め定められた数のシンボルに基づいている。また、前記方法は、フレームの位置がプリアンブルフィールドに一致しない場合に、挿入点での搬送波同期を補助するためにパイロットブロックを挿入することも含む。

本発明の実施形態の別の態様にしたがった、デジタル放送対話システムで搬送波同期をサポートする送信機が開示されている。前記送信機は、挿入点がフレームのプリアンブルフィールドの位置と一致するかどうかを判断する手段を含み、前記挿入点はフレームの予め定められた数のシンボルに基づいている。また、送信機はフレームの位置がプリアンブルフィールドに一致しない場合に、挿入点での搬送波同期を補助するためにパイロットブロックを挿入することを含む。

本発明の実施形態のさらに別の態様にしたがった、デジタル放送対話システムで搬送波同期をサポートする装置が開示されている。前記装置は低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コード化信号を受信するように構成されたミキサーを含む。前記装置は、信号内のトレーニングブロックと関連付けられる位相を推定するように構成される第１の位相推定器、および第１の位相推定器に結合される周波数推定器も含む。周波数推定器は位相推定値に基づき周波数推定値を出力する。装置は、さらに最終位相推定値を発生させるように構成された第１の位相推定器に結合される第２の位相推定器を含む。

本発明のさらに他の態様、特徴および優位点は、本発明を実施するために意図される最良の態様を含む数多くの特定の実施形態および実施を単に描くことにより、以下の詳細の説明から容易に明らかになる。本発明は他のおよびさまざまな実施形態を行うことも出来、その複数の詳細はすべて本発明の精神と範囲から逸脱することなく多様な明白な点で修正できる。したがって、図面および説明は本質的に例証となると見なされるべきであり、限定的と見なされてはならない。

本発明は添付図面の図中に制限としてではなく例証として描かれ、類似する参照番号は類似する要素を指す。

デジタル放送対話システムにおいて搬送波同期を効率的に提供する装置、方法およびソフトウェアが説明されている。以下の説明においては、説明の目的のために、本発明の完全な理解を提供するため、多数の特定的な詳細が述べられている。しかしながら、本発明がこれらの特定な詳細なしに、あるいは同等な装置をもって実践されてよいことは当業者にとっては明らかである。他の例では、周知の構造および装置は本発明をいたずらに分かりにくくすることを避けるためにブロック図形式で図示されている。

図１は本発明の一実施形態にしたがって低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コードを活用するように構成されたデジタル放送システムの図である。デジタル通信システム１００は、１台または複数台のデジタルモデム１０５に対する通信チャネル１０３全体での放送のために信号波形を発生させるデジタル伝送設備１０１を含む。本発明の一実施形態にしたがうと、通信システム１００は、例えば対話サービスだけではなく音声放送サービスとビデオ放送サービスもサポートする衛星通信システムである。対話サービスは、例えば、電子番組表（ＥＰＧ）、高速インターネットアクセス、対話型広告、電話通信、およびｅ−メールサービスを含む。これらの対話サービスはペイパービュー、ＴＶコマース、ビデオオンデマンド、ニアビデオオンデマンド、および音声オンデマンドサービスなどのテレビサービスを含む場合もある。この環境では、モデム１０５は衛星モデムである。

これらのモデム１０５は（図４に図示される）放送データフレーム構造に埋め込まれているプリアンブルおよび／またはユニークワード（ＵＷ）を調べ、それによりトレーニング目的で特に指定される追加オーバヘッドの使用を削減することにより搬送波同期を達成する。デジタルモデム１０５は図３に関して完全に後述される。

この離散通信システム１００では、伝送設備１０１は媒体コンテンツ（例えば、音声、ビデオ、テキスト情報、データ等）を表す考えられるメッセージの離散セットを発生させる。考えられるメッセージのそれぞれは対応する信号波形を有する。これらの信号波形は通信チャネル１０３により減衰されるか、そうでなければ改変される。雑音チャネル１０３に対抗するために、伝送設備１０１はＬＤＰＣコードを活用する。

伝送設備１０１により発生されるＬＤＰＣコードは、性能の損失を被らずに高速インプリメンテーションを可能にする。伝送設備１０１から出力される構造化されたＬＤＰＣコードは、変調方式（例えば８ＰＳＫ）のおかげで、すでにチャネルエラーを受けやすいビットノードに少数しかないチェックノードが割り当てられることを回避する。このようなＬＤＰＣコードは、有利なことに、加算、比較およびテーブルルックアップなどの簡単な演算しか必要としない（ターボコードとは異なって）パラレル化が可能なデコーディングプロセスを有する。さらに慎重に設計されたＬＤＰＣコードはエラーフロアの徴候を示さない。

本発明の一実施形態にしたがうと、伝送設備１０１は図２に後述されるような相対的に簡略なエンコーディング技法を使用して、衛星モデム１０５と通信するために（デコーディング中に効率的なメモリアクセスを促進する）パリティチェックマトリックスに基づいたＬＤＰＣコードを発生させる。

図２は図１のシステムのデジタル伝送設備で利用される例示的な送信機の図である。送信機２００には、情報源２０１から入力を受け入れ、受信機１０５でのエラー訂正処理に適したさらに高い冗長性のコード化ストリームを出力するＬＤＰＣエンコーダ２０３が備えられている。情報源２０１は、離散アルファベットＸからｋ個の信号を発生させる。ＬＤＰＣコードはパリティチェックマトリックスで指定されている。他方、ＬＤＰＣコードをエンコーディングするには、一般的には発生器マトリックスを指定することが必要になる。ガウス消去法を使用してパリティチェックマトリックスから発生器マトリックスを取得することが可能であるとしても、結果として生じるマトリックスはまばらではなくなり、大きな発生器マトリックスを記憶することが複雑となる可能性がある。

エンコーダ２０３は、パリティチェックマトリックス上に構造を課すことによってパリティチェックマトリックスだけを利用する簡略なエンコーディング技法を使用してアルファベットＹから変調器２０５への信号を発生させる。具体的には、マトリックスの特定の部分を三角形となるように制約することによりパリティチェックマトリックスに制約が課される。このような制約は、その結果生じる性能の損失はわずかであるため、魅力的なトレードオフとなる。

変調器２０５は、エンコーダ２０３からのコード化されたメッセージを送信アンテナ２０７に送信される信号波形にマッピングする送信アンテナ２０７は、これらの波形を通信チャネル１０３上に放射する。したがって、コード化されたメッセージは変調され、送信アンテナ２０７に配給される。送信アンテナ２０７からの伝送は、後述されるようにデジタルモデムに伝搬する。衛星通信システムの場合、アンテナ２０７から送信される信号は、衛星を介して中継される。

図３は図１のシステム内の例示的なデジタルモデムの図である。デジタルモデム３００は、変調器／復調器として、送信機２００からの信号の送信と受信の両方をサポートする。本発明の一実施形態にしたがうと、モデム３００は、アンテナ３０３から受信されるＬＤＰＣコード化信号のフィルタリングおよびシンボルタイミング同期を実現するフロントエンドモジュール３０１と、フロントエンドモジュール３０２から出力される信号の周波数と位相の獲得、および追跡を実現する搬送波同期モジュール３０２とを有する。デマッパー３０５は搬送波同期モジュール３０２から出力される受信信号のデマッピングを実行する。復調後、信号は、メッセージＸ’を発生させることにより元のソースメッセージを再構築しようと試みるＬＤＰＣデコーダ３０７に転送される。

伝送側では、モデム３０５が入力信号をコード化するためにＬＤＰＣエンコーダ３０９を活用する。コード化された信号は次に、ＢＰＳＫ（２相位相偏移変調）、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ（振幅位相偏移変調）などの多岐に渡る変調方式あるいは他の高次変調を利用できる変調器３１１によって変調される。

図４Ａは、本発明の実施形態にしたがった例示的なフレーム構造の図を示す。例証として、例えば衛星放送サービスと対話サービスをサポートできるＬＤＰＣコード化フレーム４００が図示されている。このシナリオでは、フレーム構造は１つのＬＤＰＣフレーム４００（例えば、８ＰＳＫ変調用）を１５個のコードセグメント４０１（例えば、それぞれ１６個のスロット、および各スロットが９０個のシンボルを占有する）に分割し、２つのセグメント４０１の間に１４個のユニークワード（ＵＷ）４０３を挿入する。ＵＷの挿入プロセスは図４Ｂに関して後述される。各ＵＷ４０３は、例示的な実施形態では、３６個のシンボル（ＰＳＫ）を有する。プリアンブル４０５は物理層ヘッダ（「ＰＬＨＥＡＤＥＲ」と示される）としての役割を果たし、１個のスロットを占有する。このフレーム構造では、プリアンブル４０５とＵＷ４０３がトレーニングブロックとしての役割を果たす。ＵＷ４０３は、オプションとしてパイロットブロックとして挿入される。フレーム４００は衛星放送サービスと対話サービスをサポート（し、デジタルビデオ放送（ＤＶＢ）−Ｓ２標準規格に準拠）する構造に関して説明されるが、本発明の搬送波同期技法は他のフレーム構造にも応用できることが認識されている。

図４Ｂは、図４Ａのフレーム構造内にパイロットブロックを挿入するためのプロセスのフローチャートを示す。搬送波位相追跡のためのこのトレーニングパイロット構造は、厳しい位相雑音に対抗するためにデジタル放送対話システムで実現できる。ステップ４１１では、パイロット挿入プロセスが予め定められた数のシンボル（つまり、挿入点）を待つ。次に、ステップ４１３でのように、パイロット位置がプリアンブルの位置と一致するかどうかが判断される。位置がプリアンブルのために指定される場合には、パイロットブロックは挿入されない（ステップ４１５）。それ以外の場合、パイロットブロックはステップ４１７によって挿入される。

例えば、図４Ａのフレーム構造では、パイロット挿入プロセスは１４４０個のシンボルごとにパイロットブロックを挿入する。このシナリオでは、パイロットブロックは３６個のパイロットシンボルを含む。例えば、物理層フレーム４００では、第１のパイロットブロックはこのようにしてＰＬＨＥＡＤＥＲの後に、１４４０個のシンボルが挿入され、第２のパイロットブロックは２８８０個のシンボルの後に挿入される等である。パイロットブロック位置が次のＰＬＨＥＡＤＥＲの始まりと一致する場合には、パイロットブロックは挿入されない。

搬送波同期モジュール３０２（図３）は、本発明の実施形態にしたがって搬送波周波数および位相同期のためにプリアンブル４０５および／またはＵＷ４０３を活用する。前述されたように、従来、既知のデータシンボル（例えば、プリアンブル４０５）を含むＦＥＣコード化データは、連続モードモデムで無視される。すなわち、プリアンブル４０５および／またはＵＷ４０３は搬送波同期のため、つまり周波数獲得および追跡、ならびに位相追跡ループの動作をアシストするために使用される。したがって、プリアンブル４０５とＵＷ４０３は「トレーニング」または「パイロット」シンボルとして見なされ、個別にまたは集合的にトレーニングブロックを構成する。

図５と図６にさらに詳しく後述される搬送波周波数同期プロセスは、周波数獲得と追跡の両方のためにフィードフォワード周波数推定器を採用する。例示的な実施形態では、推定器はトレーニングブロック上だけで動作している。したがって、それは変調方式とは無関係である。

図５Ａと図５Ｂは、本発明の実施形態にしたがった周波数獲得プロセスのフローチャートである。この例では、周波数獲得プロセスは搬送波同期モジュール３０２によって実行され、それによりさまざまな変調方式（例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ等）を利用できる。この周波数獲得プロセスは、基本的には２つのステップを含んでいる。第１に、データが除去された連続波（ＣＷ）の自己相関がステップ５０１によって決定される。次に、ステップ５０３でのように、自己相関の位相の加重合計に基づき搬送波周波数が推定される。

ステップ５０１でのような自己相関の計算は、図５Ｂにさらに詳細に説明されている。ステップ５１１では、データ変調はＣＷ信号を獲得するために既知のトレーニングパターンに基づき除去される。それ以降、自己相関は次に示すようにステップ５１３によって１つのＬＤＰＣフレーム内で計算される。

ここで、ｆはフレームインデックスであり、ｓはＵＷインデックスであり、ｋはシンボルインデックスであり、ｐ_sは既知のトレーニングシンボルであり、ＬＤＰＣと８ＰＳＫフレームフォーマットが仮定される。

ステップ５１５では、自己相関は以下のように複数のＬＤＰＣフレームに基づいて累積される。

最終周波数推定は、以下の公式に基づいている。

ここで、Ｔ_sはシンボル期間であり、Δ（ｍ）は次の通りである。

この周波数獲得プロセスは優れた性能を示す。少数の自己相関（Ｌ）だけがいくつかのＬＤＰＣフレーム（Ｎ）に対して計算され、例えばＬ＝１６、Ｎ＝１５、Ｅｓ／Ｎｏ＝６．７ｄＢのときに優れた性能を達成でき、ＲＭＳ（二乗平均平方根）周波数誤差は８．９×１０^-5である。獲得時間は搬送波周波数のオフセットとは無関係であり、所望される推定の精度によってだけ決定される。例えば、所望残留周波数が３×１０^-4である場合、９９．９９９％の成功率で周波数オフセットを獲得するためには５個のＬＤＰＣフレームだけが必要とされる。また、周波数推定プロセスは大きな周波数獲得範囲（２０％のシンボルレートより大きい）、非常に小さな推定分散を有し、低いＳＮＲで（０ｄＢでも）うまく機能する。このアプローチは、熱雑音と位相雑音に対しても強い。さらに、このアプローチは、例えばＶＬＳＩ（超大規模集積回路）チップ内でのデジタルロジックとして実施の容易さを提供する。

搬送波周波数獲得段階が実行された後、次に説明されるように、周波数追跡プロセスが開始される。

図６は、本発明の実施態様による周波数追跡プロセスのフローチャートである。先に着目したように、周波数追跡プロセスはフィードフォワード構造を有している。一例として、周波数追跡の動作は、例えば低ＳＮＲでの８ＰＳＫ変調などでの追加のパイロットブロックを必要とするシナリオに関して説明されている。ステップ６０１では、位相は以下の公式を使用してプリアンブルおよびＵＷから推定される。

ここで、ｘ_kは受信されたシンボルであり、ｐ_kは既知のＵＷパターンであり、Ｎ_uはＵＷの長さである。

ステップ６０３では、周波数は以下の通りに推定される。

ここで、Ｎ_sはコードセグメントの長さ、つまり１６スロット、１４４０シンボルであり、Ｎ_uはユニークワードの長さであり、３６に等しく、Ｍは１つのＬＰＤＣフレーム内のＵＷの数、例えば８ＰＳＫ変調の場合１４である。

したがって、本発明の一実施形態にしたがうと、周波数追跡プロセスはプリアンブルおよびＵＷからの位相推定値に基づいてＬＤＰＣフレームにつき一度搬送波周波数を推定し更新する。

この周波数追跡方式は数多くの優位点を提供する。プロセスはフィードフォワードであるため、安定性は懸念ではない。また、プロセスは、搬送波周波数がＬＤＰＣフレームにつき一度推定されるため、大きな周波数ランプ（例えば３０ＫＨｚ）に対処できる。さらに、プロセスは熱雑音および位相雑音に強い。例えば、ＲＭＳ周波数誤差は、ＡＷＧＮ（加法的白色ガウス雑音）だけの場合６．５×１０^−７であり、ＡＷＧＮに６．７ｄＢの位相雑音が加えられる場合には６．２×１０^−６であることが決定された。０ｄＢでは、ＲＭＳは１．３×１０^−６（ＡＷＧＮのみ）および６．３×１０^−６（ＡＷＧＮに位相雑音が加えられた場合）である。つまり位相雑音は推定誤差の主要な原因である。

図７は、本発明の実施形態による、追加のパイロットブロックが低ＳＮＲで８ＰＳＫ変調のための搬送波同期を補助する、追跡モードで動作する搬送波同期モジュールの図を示している。受信信号は受信され、整合フィルタ７０１に転送される。フィードフォワード（ＦＦ）周波数推定器７０３がＬＤＰＣフレームごとに一度新しい周波数推定値を取得し、推定値をループフィルタ７１２に、次に広帯域ミキサー７０５に送り、周波数オフセットを訂正する。整合フィルタ７０１はＵＷをＵＷ位相推定器７０７に、受信信号から抽出されたランダムデータを、ランダムデータとＵＷに関連付けられる位相推定値とに基づきミキサー７１３にコードセグメントの位相推定値を発生させるブロック搬送波位相推定器７０９に出力する。ＵＷ位相推定器７０７は、ＵＷがどこに位置しているのかを突き止めるフレーム同期ＦＳＭ（有限状態マシーン）７１１からの入力ごとに、ＦＦ搬送波周波数推定器７０３にＵＶ位相推定値を出力する。整合フィルタ７０１は、同様に結果として生じる信号をデマッパー３０５に出力するミキサー７１３にも受信信号を提供する。

ブロック搬送波位相推定器７０９は、低ＳＮＲの使用に適切な最大尤度（ＭＬ）位相検出器を備えたツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）アーキテクチャに基づいた（８ＰＳＫ変調の例示的なシナリオの中の）搬送波位相追跡プロセスを利用する。従来のＰＬＬとは異なり、ツースイープＰＬＬには多くの特徴がある。ツースイープＰＬＬはセグメント単位で搬送波位相を追跡する。２つのセグメントの間の位相追跡動作は独立している。ツースイープＰＬＬはセグメントの始まりと最後におけるＵＷからの位相推定値を使用して、ＰＬＬ内位相と周波数の成分を初期化し、また位相基準としても使用して、サイクルスリップが発生したかどうかを判断する。ＰＬＬシステムでのサイクルスリップは、おもに、ループの追跡範囲外である瞬間周波数により引き起こされる。

従来のＰＬＬは因果関係システムであるため、このようなシステムは過去のサンプルに基づき搬送波位相を推定する。対照的に、ツースイープＰＬＬは、本発明の実施形態にしたがって、図８に描かれているようにフォワードとリバースの両方からデータのセグメントをスイープすることにより過去のサンプルと将来のサンプルに基づいて搬送波位相を推定する。

図８は、本発明の実施形態にしたがってフレーム構造で動作するツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）プロセスの図を示す。サイクルスリップを抑制するために、ツースイープＰＬＬは位相スイープの前にセグメント内の瞬間周波数を推定し、フォワードとリバースの両方向からの位相推定値を最終位相推定値としてインテリジェントに結合する。

図９は、本発明の実施形態にしたがって一方向で位相スイープを実行するツースイープＰＬＬで使用されるＰＬＬの図を示す。ツースイープＰＬＬは並列動作でこのようなＰＬＬ９００の内の２つを、あるいは代わりに直列の実施でシーケンシャルに実行する単一のＰＬＬ９００を活用することができる。入力ミキサー９０１は、追跡ループからの位相推定値で入力信号の位相オフセットを訂正する。ＭＬ位相検出器９０３は、回転された信号の残留位相誤差を推定し、次にそれを（図１１にさらに詳しく説明される）ループフィルタ９０５に渡す。ループフィルタ９０５は雑音を取り除き、信号の周波数を追跡してから、位相推定値を数値制御発振器（ＮＣＯ）９０７に送信することにより位相ロックループを閉じる。数値制御発振器（ＮＣＯ）９０７は位相推定値を同位相および直角位相軸に投射する。

ツースイープＰＬＬで使用されるＭＬ位相検出器９０３は最大尤度（ＭＬ）規則から得られ、低ＳＮＲに適している。位相検出器は、以下に示すようにそれぞれの受け取られたシンボルｘ_k上で位相θ_ｋ＾を推定する。

ここで、ｄ_ｋ＾は送信されたデータシンボルｄ_ｋの軟推定値である、つまり次の通りである。

Ｍ：変調の次元、例えばＱＰＳＫの場合４、８ＰＳＫの場合８、ｃ_ｍ＝ｅ^{ｊ（２πｍ／Ｍ＋π／Ｍ）}：配列点、σ^２：ＡＷＧＮ分散、および文字＊は複素共役演算である。

位相検出器のＳＮＲは、以下のように定めることができる。

ここで、Ａは位相検出器の利得であり、σ^２ _ｐは推定分散である。８ＰＳＫ変調の場合のＭＬ位相検出器のＳＮＲは６．６ｄＢで−４．５ｄＢあり、これは従来の判定指向型位相検出器より３．５ｄＢ優れている。

図１０は、本発明の実施形態にしたがったツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）プロセスのフローチャートである。１つのコードセグメント内のツースイープＰＬＬの動作は、次の３つの段階に分割できる。（１）初期化、（２）ツースイープ、および（３）位相結合。初期化中、位相推定値は、以下の公式を使用して現在のコードセグメントの始まりと最後でパイロットブロック、つまりプリアンブルおよび／またはＵＷから取得される。

ここで、ｘ_kは受信されたシンボルであり、ｐ_kは既知のパイロットパターンであり、Ｎ_uはパイロットブロックの長さ（ＵＷの場合３６、プリアンブルの場合９０）である。

コードセグメント内での瞬間周波数は、ＵＷからのアンラップされた位相推定値に基づいて推定され、サイクルスリップの抑制を可能にする。この推定値は、ステップ１００１でのように以下に通りに求められる。

ここで、φ_ｎ＋１とφ_ｎはそれぞれ始めと最後におけるＵＷからの位相推定値であり、Ｎ_sはコードセグメントの長さ、例えば１４４０である。

位相アンラップ演算は、以下により示される。

ここで、ｆｌｏｏｒ（ｘ）はマイナス無限大に向かって最も近い整数にｘを四捨五入する。ツースイープ位相はステップ１００３で開始する。ここで瞬間周波数オフセットω＾が、受信されたシンボルｘ_kをｅｘｐ（−ｊω＾ｋ）で乗算することによってＰＬＬスイープの前に除去され、新しいｘ_kが生じる。つまり次の通りである。

例示的な実施形態では、ＮＣＯ９０７内のレジスタはω＾でプログラミングされる。

図１１は図１０のツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）内で活用されるループフィルタの図を示している。図１１に示されるように、ループフィルタ１１００は使用することができ、それによりループ周波数レジスタω（ｋ）はフォワードスイープＰＬＬで０により初期化される（ステップ１００５）。リバーススイープＰＬＬでは、ループ周波数レジスタω（ｋ）１１０１も０で初期化される。位相レジスタζ（ｋ）１１０３は、フォワードＰＬＬ内の始めにおけるＵＷからの位相推定値φ_ｎで初期化される。コードセグメント全体は、ステップ１００７でのように最初から最後までスイープされ、位相推定値θ_ｆ（ｍ），ｍ＝０，．．．，Ｎ_ｓ−１を取得する（ステップ１００９）。

位相レジスタζ（ｋ）１１０３は、リバースＰＬＬの最後におけるＵＷからの位相推定値φ_ｎ＋１−ω＾×（Ｎ_ｓ−１）で初期化される。コードセグメント全体が、次に終わりから始まりにスイープされ、位相推定値θ_ｒ（ｍ），ｍ＝０，．．．，Ｎ_ｓ−１を取得する。

本発明の実施形態にしたがうと、フォワードおよびリバーススイープは同時に実行され、それにより速度を向上させる。言い換えると、１つまたは複数のＰＬＬを活用できる。単一のＰＬＬのケースでは、フォワードスイープとリバーススイープはシーケンシャルに実行される。

（図１０に見られるような）最終位相推定値は、フォワードとリバース両方のＰＬＬスイープからの位相推定値と、（ステップ１０１１による）瞬間周波数推定値の結合である。

サイクルスリップの影響は、以下の代替プロセスによってさらに削減できる。位相結合の前に、プロセスは、以下のようにして両方のスイープの最後にかなりの位相誤差があるかどうかを試験する。位相誤差はフォワードスイープの最後でε_ｆ＝θ_ｆ（Ｎ_ｓ−１）＋ω＾（Ｎ_ｓ−１）−φ_ｎ＋１と定義され、以下のアンラップ技法をε_ｆ上で使用できる。

また、位相誤差ε_ｅ＝θ_ｒ（０）−φ_ｎはリバーススイープの最後で定義され、同じアンラップ技法がε_ｅの上で使用される。

｜ε_ｆ｜＜ｔ_ｅまたは｜ε_ｅ｜＜ｔ_ｅのどちらかであり、ｔ_ｅが予め定められたしきい値、例えばｔ_ｅ＝π／Ｍ（８ＰＳＫの場合π／８）である場合には、スイープは「同期中」と示され、最終位相推定値θ（ｍ）＾は以下により示される。

｜ε_ｆ｜＞ｔ_ｅと｜ε_ｆ｜＞ｔ_ｅの両方である場合、セグメント内にかなりの周波数変化があることは極めて蓋然性が高く、以下のステップがこのような特殊なケースを処理するために実行される。最初に、ｍ_ｃ（ここではこのようなかなりの周波数変化が発生する）が以下のように推定される。

次に、フォワードＰＬＬスイープは、ζ（ｍ_ｃ）＝θ_ｆ（ｍ_ｃ）およびω（ｍ_ｃ）＝−ε_ｆ／（Ｎ_ｓ−ｍ_ｃ）でｍ_ｃから初期化され、フォワードＰＬＬスイープがｍ_ｃからＮ_ｓ−１に実行され、それによりその部分について新しいθ_ｆ（ｍ）を取得する。リバースＰＬＬスイープもζ（ｍ_ｃ）＝θ_ｆ（ｍ_ｃ）およびω（ｍ_ｃ）＝−ε_ｒ／（ｍ_ｃ＋１）でｍ_ｃから初期化され、フォワードＰＬＬスイープはｍ_ｃから０に実行される。新しいθ_ｒ（ｍ）がその部分について取得される。

最終位相推定値θ（ｍ）＾は次式より与えられる。

このツースイープＰＬＬ構成では、位相推定値は過去のサンプルと将来のサンプルの両方に基づいている。フォワードスイープとリバーススイープの両方からの位相推定値は相関付けられているが、プロセスの間に被った雑音は相関付けられていない。したがって、プロセスは半分（つまり３ｄＢ）位相誤差分散を削減できる。

このプロセスは優れた位相追跡結果も生じさせる。ＤＶＢ−Ｓ位相雑音マスクのある８ＰＳＫ変調のＲＭＳ位相誤差は、従来のフォワードスイープＰＬＬによって取得される４．５度というＲＭＳ位相誤差と比較して、（６．６ｄＢで）３．２度である。セグメント単位の位相追跡、瞬間周波数推定と除去、およびインテリジェントな位相結合が加えられたツースイープ位相推定は、サイクルスリップが発生するのを効率的に抑制する。

さらに、ループはコードセグメント全体が受け取られた（１６スロット）直後に位相追跡を開始できる。また、ＰＬＬは例示的な実施形態にしたがうと、１６スロットのＩサンプルとＱサンプル、および１４４０個の位相サンプル（各半分が１スイープに割り当てられる）をバッファに入れるための小さな記憶容量しか必要としない。ＰＬＬは、瞬間周波数推定のために周波数残留誤差（最高３×１０^−４）に対して強い。８ＰＳＫなどの高次変調の位相追跡の場合、大きな周波数オフセットは非常に有害である。

図１２は、本発明の実施形態にしたがってＱＰＳＫ（４相位相偏移変調）のための搬送波同期を補助する追加のパイロットブロックを使用せずに動作する搬送波同期モジュールの図である。パイロットレスモードのための搬送波同期プロセスは、図７に関して説明されたようなパイロットモードで使用されるプロセスに類似している。搬送波同期モジュール３０２は、トレーニングのために１スロットのプリアンブルだけを活用することによって動作する。つまりＵＷは使用されない。パイロットレスモードでの周波数の獲得は、フィードフォワード推定器による粗い周波数推定と、次に獲得モードで動作するツースイープＰＬＬによる細かい周波数推定を含むツーステッププロセスである。

搬送波同期モジュール３０２は、ツースイープＰＬＬに基づいて追跡モードで位相回復を実現する。プリアンブル位相推定器１２０１は、整合フィルタ１２０３から出力されるプリアンブルを受け取る。プリアンブル位相推定器１２０１はフレーム同期ＦＳＭ（有限状態マシーン）１１０５に基づいてプリアンブルの位相推定値を出力する。フレーム同期ＦＳＭ（有限状態マシーン）１１０５は、新しいプリアンブルがどこに位置するのかを決定し、それを（パイロットモードで使用されるものに類似する）ツースイープＰＬＬ１２０７に供給する。また、ツースイープＰＬＬ１２０７は受信された信号から抽出されるランダムデータを入力として受け取る。ツースイープＰＬＬ１２０７により発生される位相推定値は周波数推定器１２０９に送られる。最終的には、ツースイープＰＬＬ１２０７によって発生される位相推定値はミキサー１１０６に提供される。ミキサー１１０６は、位相推定値に基づいて、整合フィルタ１２０３からの信号を回転し、デマッパー３０５に提供する。周波数推定器１２０９は（例えば、図１１に図示されるフィルタのような）ループフィルタ１２１１に周波数推定値を出力する。ループフィルタ１２１１は周波数オフセットを追跡し、結果として生じる信号を数値制御発振器（ＮＣＯ）１２１３に供給する。ＮＣＯ１２１３は、ループフィルタ１２１１からの周波数推定値にしたがって受信信号を回転し、広帯域ミキサー１２１５に提供する。

搬送波同期モジュール３０２は、トレーニングシンボルの使用を最小限に抑える一方で非常に低いＳＮＲ（例えば１ｄＢ）で高性能を有利に提供する。搬送波同期モジュール３０２は高速搬送波周波数および位相獲得（例えば、５０ｍｓ未満）をサポートする。

本発明の一実施形態では、搬送波周波数獲得プロセスは、粗い周波数推定プロセスと微調整プロセスという２つの段階を含む。粗い周波数推定プロセスは、８ＰＳＫ（図５）に使用されるプロセスと似ている。パイロットレスモードとの差異は、９０シンボルのプリアンブルだけが自己相関の計算で使用されるという点である。自己相関は１つのＬＤＰＣフレーム内で計算される。すなわち次の通り計算される。

ここで、ｆはフレームインデックスであり、ｋはシンボルインデックスであり、ｐ_sはプリアンブル内の既知のデータシンボルであり、ｎは９０に等しい。自己相関は、次に最終周波数推定値を決定するために複数のＬＤＰＣフレームに基づいて累積される。

図１３は、図１２の搬送波同期モジュールで使用される周波数獲得プロセスの微調整サブプロセスのフローチャートである。粗い周波数推定が終了した後に、搬送波同期モジュール３０２によって実行される周波数取得プロセスは微調整段階に入ることができる。微調整プロセスは周波数追跡ループに基づいており、周波数追跡ループの周波数誤差の推定はＬＤＰＣフレームごとに一度実行され、また獲得モードで動作するツースイープＰＬＬ１２０７の位相追跡結果とプリアンブルの位相推定値とに基づいて実行される。このようなモードでは、ＰＬＬはより大きいループ帯域幅（例えば２×１０^−３）とより小さい減衰係数（例えば１．１）を有する。

微調整プロセスはツースイープＰＬＬ１２０７（図１２）に基づいている。プロセスはＬＤＰＣフレームにつき一度周波数誤差を推定し、広帯域ミキサー１２１５に接続されているＮＣＯ１２１３を更新する。最初に、θ（ｍ）＾、ｍ＝０，．．．，Ｎ_ｓ−１（Ｎ_sはＬＤＰＣフレーム長、例えばＱＰＳＫの場合３２４００）が１つのＬＤＰＣフレームの位相追跡結果として定義される。

微調整プロセスの開始は、ステップ１３０１によってフレームカウンタＮｆを０に初期化する。この例では、プロセスは８回繰り返す（つまりＮｆ＝８）。ステップ１３０３では、新しいＬＤＰＣフレームがＰＬＬで処理され、ＰＬＬはプリアンブルに基づく位相推定値で初期化される。ツースイープＰＬＬの演算はさらに詳しく後述される。次に、フォワードスイープが同期しているのか、あるいはリバーススイープが同期しているのかが判断される（ステップ１３０５）。フォワードスイープまたはリバーススイープのどちらか（または両方）が同期している場合、周波数誤差推定値は、ステップ１３０７によって以下により示される。

ここで、θ（ｍ）＾はツースイープＰＬＬ１２０７により発生される最終位相推定値である。次にＮＣＯの周波数が以下により更新される。

ここで、ρはループフィルタ１２１１パラメータ、例えば０．５である。

どちらのスイープも同期していない場合、ステップ１３０９によって、ＬＤＰＣフレームは微調整演算においてスキップされる。（ステップ１３１１と１３１３によって実現されるように）特定の数の周波数微調整が発生した場合、ループは図１４に説明されるように、ステップ１３１５によって追跡段階に入る。

図１４は図１２の搬送波同期モジュールで使用される周波数追跡のフローチャートである。搬送波周波数追跡プロセスは周波数獲得段階における微調整に類似している。追跡プロセスはツースイープＰＬＬ１１０７からの位相追跡結果に基づきＬＤＰＣフレームごとに一度周波数誤差を推定し、それにしたがってＮＣＯ１２１３を更新する。プロセスは、ＰＬＬ１１０７が同期しているときだけこれを実行する。微調整プロセスとこの周波数追跡プロセスの間の唯一の相違点は、ツースイープがはるかに狭いループ帯域幅（例えば、５×１０^-4）およびより大きい減衰係数（例えば２）で動作するという点である。

１つのＬＤＰＣフレームの最後で、追跡プロセスは、ステップ１４０１と１４０３によって、フォワードスイープが同期しているのか、あるいはリバーススイープが同期しているのかを判断する。これらのスイープが同期している場合には、周波数誤差推定値がステップ１４０５にしたがって以下の通りに計算される。

ＮＣＯ１２１３での周波数はｆ_nco＾（ｎ＋１）＾＝ｆ_nco＾（ｎ）＾＋ρｆ_ｅ＾によって更新される。フォワードスイープとリバーススイープが同期していない場合は、ＬＤＰＣフレームはステップ１４０７によってスキップされる。

図１５は、本発明の実施形態にしたがった、ツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）プロセスの位相結合段階のフローチャートである。搬送波位相追跡プロセスは、パイロットレスモードで、低ＳＮＲに適切であるＭＬ位相検出器付きのツースイープＰＬＬアーキテクチャに基づいている。このプロセスはフレーム単位で搬送波位相を追跡する。本発明の１つの実施形態にしたがうと、２つのＬＤＰＣフレーム間の位相追跡動作は独立している。追跡プロセスは現在のフレームのプリアンブルおよび次のフレームのプリアンブルからの位相推定値を使用し、ＰＬＬ内の位相成分を初期化する。これらの位相推定値は、サイクルスリップが発生したかどうかを判断するための位相基準も提供する。新しいＰＬＬはフォワードとリバース両方向からデータのセグメントをスイープすることによって過去のサンプルと将来のサンプルの両方ともに基づいて搬送波位相を推定する。サイクルスリップを抑制するために、新しいＰＬＬは、図１４に図示されるように、最終位相推定値として両方向からの位相推定値を結合する。

ツースイープＰＬＬに使用される（図９の）ＭＬ位相検出器９１１は最大尤度（ＭＬ）規則から得られる。位相検出器は以下の通りにそれぞれの受け取られたシンボルｘ_kで位相θ_ｋ＾を推定する。

ここで、ｄ_ｋ＾は送信されたデータシンボルｄ_ｋの軟推定値、つまり次の通りである。

Ｍ：変調の次元、ＱＰＳＫの場合４、８ＰＳＫの場合８であり、ｃ_ｍ＝ｅ^{ｊ（２πｍ／Ｍ＋π／Ｍ）}：配列点、およびσ^２：ＡＷＧＮ分散であり、文字＊は複素共役演算である。

位相検出器のＳＮＲは以下の通りに定義される。

ここで、Ａは位相検出器の利得であり、σ^２ _ｐは推定分散である。ＱＰＳＫ変調のＭＬ位相検出器のＳＮＲは１ｄＢで−４．１ｄＢであり、従来の判定指向型位相検出器より１．５ｄＢ優れている。

図１０に関して説明されたパイロットモード演算でのように、１つのＬＤＰＣフレーム内のツースイープＰＬＬ１２０７の動作は３つの段階がある。初期化段階の間、位相推定値は現在のフレームの始まりと最後でプリアンブルから取得される。すなわち次の通りである。

ここで、ｘ_kは受け取られたシンボルであり、ｐ_kは既知のプリアンブルパターンであり、Ｎ_uはプリアンブルの長さ（例えば９０）である。ＬＤＰＣフレームは相対的に長い（例えば３２４００）ため、プリアンブルからの位相推定値に基づいて瞬間周波数を推定することは困難である。しかしながら、ＱＰＳＫのような低次変調のためのＰＬＬは、８ＰＳＫのような高次変調においてのＰＬＬより位相雑音および周波数誤差に強い。

ツースイープ段階では、位相レジスタζ（ｋ）１１０３（図１０）が、フォワードＰＬＬ中で始まりにあるプリアンブルからの位相推定値φ_ｎで初期化される。次にフレーム全体が始まりから最後までスイープされ、位相推定値θ_ｆ（ｍ），ｍ＝０，．．．，Ｎ_ｓ−１を生じさせる。リバースＰＬＬでは、位相レジスタζ（ｋ）１１０３はリバースＰＬＬ中で最後にあるプリアンブルからの位相推定値φ_ｎ＋１で初期化され、この場合、プロセスは最後から始まりへフレーム全体をスイープし、位相推定値θ_ｒ（ｍ），ｍ＝０，．．．，Ｎ_ｓ−１を取得する。ループ周波数レジスタω（ｋ）は両方向について０で初期化される。フォワードスイープとリバーススイープは同時に実行できる。

その後、ステップ１５０１によって位相結合段階が開始する。最終位相推定値はフォワードスイープとリバーススイープ両方からの位相推定値の組み合わせである。ステップ１５０３では、プロセスはフォワードスイープが同期中であるかを判断する。同期中である場合には、ステップ１５０５によって、リバーススイープが同期中であるかどうかが判断される。フォワードスイープとリバーススイープの両方ともが同期中である場合には、最終位相推定値θ（ｍ）＾が以下により示される。

それ以外の場合、フォワードスイープだけが同期中である場合には、ステップ１５０９でのようにθ（ｍ）＾＝θ_ｆ（ｍ），ｍ＝０，．．．，Ｎ_ｓ−１が計算される。しかしながら、（ステップ１５１１で決定されるように）リバーススイープが同期中である場合には、θ（ｍ）＾＝θ_ｒ（ｍ），ｍ＝０，．．．，Ｎ_ｓ−１である（ステップ１５１３）。

両方のスイープとも同期中でない場合には、ステップ１５１５でのように、

である。
パイロットモードでのように、位相結合前に、プロセスは以下のように両方のスイープの最後にかなりの位相誤差があるかどうかを試験する。位相誤差はフォワードスイープの最後でε_ｆ＝θ_ｆ（Ｎ_ｓ−１）−φ_ｎ＋１と定義され、以下のアンラップ技法がε_ｆで使用される。つまり、

である。｜ε_ｆ｜＜ｔ_ｅで、例えばｔ_ｅ＝π／Ｍ（ＱＰＳＫの場合π／４）など、ｔ_ｅが予め定められたしきい値である場合、フォワードスイープが同期中であると宣言する。また、フォワードスイープの最後において、以下の位相誤差ε_ｅ＝θ_ｒ（０）−φ_ｎが定義される。同じアンラップ技法はε_ｅで使用できる。｜ε_ｅ｜＜ｔ_ｅである場合は、リバーススイープが同期中であると見なされる。

この搬送波位相追跡プロセスは、ＱＰＳＫ変調を使用して動作しているのか、あるいは８ＰＳＫ変調を使用して動作しているのかに関係なく優れた性能特性を示し、それにより例えばツースイープループは熱雑音と位相雑音に強い。また、ＲＭＳ位相追跡誤差は低い（例えば、１ｄＢでのＤＶＢ−Ｓ位相雑音マスクを使用するＱＰＳＫ変調の場合３．３度に過ぎない）。

図１６は、本発明にしたがった実施形態を実行できるコンピュータシステムを図示している。コンピュータシステム１６００は、情報を通信するためのバス１６０１または他の通信機構、および情報を処理するためにバス１６０１に結合されるプロセッサ１６０３を含んでいる。コンピュータシステム１６００は、情報およびプロセッサ１６０３によって実行される命令を記憶するためにバス１６０１に結合される、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）または他の動的記憶装置などのメインメモリ１６０５も含む。メインメモリ１６０５はプロセッサ１６０３によって実行される命令の実行中に一時的な変数または他の中間情報を記憶するためにも使用できる。コンピュータシステム１６００は、さらにプロセッサ１６０３のための静的な情報と命令を記憶するためにバス１６０１に結合されているリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）１６０７または他の静的記憶装置を含んでいる。磁気ディスクまたは光ディスクなどの記憶装置１６０９は、情報と命令を記憶するためにさらにバス１６０１に結合されている。

コンピュータシステム１６００は、コンピュータユーザに情報を表示するために、陰極線管（ＣＲＴ）、液晶ディスプレイ、アクティブマトリックスディスプレイまたはプラズマディスプレイなどのディスプレイ１６１１にバス１６０１を介して結合されてよい。英数字キーと他のキーを含むキーボードなどの入力装置１６１３が、情報とコマンド選択をプロセッサ１６０３に通信するためにバス１６０１に結合されている。別のタイプのユーザ入力装置は、マウス、トラックボール、カーソル方向キーなどのカーソル制御機構１６１５であり、方向情報とコマンド選択をプロセッサ１６０３に通信し、ディスプレイ１６１１上でのカーソルの移動を制御する。

本発明の一実施形態にしたがって、メインメモリ１６０５に記憶されている命令の配列を実行するプロセッサ１６０３に応答して、多様な搬送波同期プロセスがコンピュータシステム１６００によって実現できる。このような命令は記憶装置１６０９などの別のコンピュータ読み取り可能媒体からメインメモリ１６０５の中に読み込むことができる。メインメモリ１６０５に含まれている命令の配列の実行により、プロセッサ１６０３はここに説明されているプロセスステップを実行する。マルチプロセッシング装置における１台または複数台のプロセッサは、メインメモリ１６０５に含まれている命令を実行するためにも利用されてよい。代替実施形態では、結線されたモジュールが、本発明の実施形態を実現するためにソフトウェア命令の代わりに、またはソフトウェア命令と組み合わされて使用されてよい。したがって、本発明の実施形態はハードウェアモジュールとソフトウェアの任意の特定の組み合わせに制限されない。

コンピュータシステム１６００はバス１６０１に結合される通信インターフェース１６１７も含む。通信インターフェース１６１７は、ローカルネットワーク１６２１に接続されるネットワークリンク１６１９に結合する双方向データ通信を実現する。例えば、通信インターフェース１６１７はデジタル加入者回線（ＤＳＬ）カードまたはモデム、総合デジタル通信ネットワーク（ＩＳＤＮ）カード、ケーブルモデム、またはデータ通信接続を対応する型の電話回線に提供するための電話モデムであってよい。別の例として、通信インターフェース１６１７は、互換性のあるＬＡＮにデータ通信接続を提供するための（例えば、イーサネット（登録商標）または非同期転送モデル（ＡＴＭ）ネットワーク用の）ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）カードであってよい。無線リンクも実現できる。任意のこのような実施では、通信インターフェース１６１７は、多様な種類の情報を表すデジタルデータストリームを搬送する電気信号、電磁信号または光信号を送受する。さらに、通信インターフェース１６１７はユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）インターフェース、ＰＣＭＣＩＡ（ＰＣメモリカード国際協会）インターフェース等を含むことができる。

ネットワークリンク１６１９は、通常、他のデータ装置に１つまたは複数のネットワークを通してデータ通信を提供する。例えば、ネットワークリンク１６１９は、ネットワーク１６２５（例えば、ワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ）または現在「インターネット」と一般的に呼ばれている他のグローバルパケットデータ通信ネットワーク）に、またはサービスプロバイダによって運用されるデータ装置に接続性を有するホストコンピュータ１６２３にローカルネットワーク１６２１を通して接続を提供してよい。ローカルネットワーク１６２１とネットワーク１６２５は情報および命令を伝達するためにともに電気信号、電磁信号または光信号を使用する。さまざまなネットワークを通る信号、ならびにデジタルデータをコンピュータシステム１６００と通信する通信インターフェース１６１７を通る、ネットワークリンク１６１９上の信号は、情報および命令を運ぶ搬送波の例示的な形式である。

コンピュータシステム１６００は、ネットワーク（複数の場合がある）、ネットワークリンク１６１９、および通信インターフェース１６１７を通してプログラムコードを含む、メッセージを送信し、データを受信することができる。インターネットの例では、サーバ（図示せず）は、ネットワーク１６２５、ローカルネットワーク１６２１および通信インターフェース１６１７を通して本発明の実施形態を実現するためのアプリケーションプログラムに属する要求されたコードを送信する可能性がある。プロセッサ１６０３は、受信されている間に送信コードを実行してよい、および／または後に実行するために、記憶装置１６９または他の不揮発性記憶装置に記憶してよい。このようにして、コンピュータシステム１６００は搬送波の形態のアプリケーションコードを取得してよい。

ここで使用されるような用語「コンピュータ読み取り可能媒体」は、実行のためにプロセッサ１６０３に命令を提供することに関与する任意の媒体を指す。このような媒体は、不揮発性媒体、揮発性媒体および送信媒体を含むが、それらに制限されない多くの形式をとってよい。不揮発性媒体は、例えば記憶装置１６０９のような、光ディスクまたは磁気ディスクを含む。揮発性媒体は、メインメモリ１６０５などの動的メモリを含む。伝送媒体は、バス１６０１を構成するワイヤを含む同軸ケーブル、銅線、および光ファイバを含む。伝送媒体は無線周波数（ＲＦ）および赤外線（ＩＲ）データ通信の間に発生されるものなど、音波、光波、または電磁波の形をとる場合もある。コンピュータ読み取り可能媒体の一般的な形式は、例えば、フロッピー（登録商標）ディスク、フレキシブルディスク、ハードディスク、磁気テープ、他の磁気媒体、ＣＤ−ＲＯＭ、ＣＤＲＷ、ＤＶＤ、他の光媒体、パンチカード、用紙テープ、光マークシート、穴のパターンまたは他の光学的に認識可能な印の付いた他の物理媒体、ＲＡＭ、ＰＲＯＭ、およびＥＰＲＯＭ、ＦＬＡＳＨ−ＥＰＲＯＭ、任意の他のメモリチップまたはカートリッジ、搬送波、あるいはコンピュータが読み取ることができる任意の他の媒体を含む。

多様な形式のコンピュータ読み取り可能媒体は、実行のためにプロセッサに命令を提供する上で必要とされてよい。例えば、本発明の少なくとも一部を実行するための命令は、初期にリモートコンピュータの磁気ディスク上に入れられてよい。このようなシナリオでは、リモートコンピュータはメインメモリに命令をロードし、モデムを使用して電話回線上で命令を送信する。ローカルコンピュータシステムのモデムは電話回線上でデータを受信し、赤外線送信機を使用して、データを赤外線信号に変換し、パーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）およびラップトップなどの携帯型演算装置に赤外線信号を送信する。携帯型演算装置上の赤外線検出器は赤外線信号によって運ばれる情報および命令を受信し、バスにデータをのせる。バスはデータをメインメモリに伝達し、そこからプロセッサは命令を検索し、実行する。メインメモリにより受信される命令は、オプションでプロセッサによる実行の前または後のどちらかに記憶装置に記憶されてよい。

したがって、本発明の多様な実施形態は低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コードおよび高次変調方式を活用するデジタル放送対話システムで搬送波同期を達成する方法を提供する。物理層フレームはプリアンブルと複数のコードセグメントを含んでいる。例示的な実施形態では、ユニークワード（ＵＷ）がパイロットブロックとしてコードセグメントのそれぞれの前にオプションで挿入される。プリアンブル（およびオプションのパイロットブロック）はトレーニングブロックとしての役割を果たす。搬送波同期プロセスは搬送波周波数と位相を推定し、新しいセグメントごとに位相追跡ループを再初期化するためにトレーニングブロックを活用する。周波数獲得プロセスは、データが除去された連続波（ＣＷ）信号の自己相関を計算することを必要とする。受信された信号の搬送波周波数は、累積された自己相関値のアンラップされた位相の加重合計に基づいて推定される。周波数追跡に関して、フィードフォワード構造は、トレーニングブロック（つまりプリアンブルおよび／またはＵＷ）からの位相推定値に基づいてＬＤＰＣフレームごとに一度、推定値を発生し、搬送波周波数を更新するために実現される。位相追跡の場合、最大尤度（ＭＬ）位相検出器付きのツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）アーキテクチャが活用される。ツースイープＰＬＬはセグメント単位で搬送波位相を追跡し、フォワードとリバースの両方向からデータのセグメントをスイープすることによって、過去のサンプルと将来のサンプルの両方ともに基づいて搬送波位相を推定する。パイロットブロックが存在しない、あるいはパイロットブロックを含むコードセグメントが挿入されるとき、セグメントはＦＥＣコードワード全体である場合がある。この仕組みは搬送波同期のための追加のオーバヘッドを導入するニーズを削減し、サイクルスリップレートを大幅に削減し、そのエラー伝搬影響を制限する。説明された仕組みは低ＳＮＲ環境でもうまく動作し、熱の雑音および位相雑音に対する優れた耐性を与える。さらに、周波数推定プロセスは大きな周波数獲得範囲および短い獲得時間を提供する。したがって、この方法は高速かつ効率的な搬送波同期を有利に実現する。

本発明は数多くの実施形態および実施と関連して説明されてきたが、本発明はこのように制限されるのではなく、特許請求の範囲に該当する多様な変形および同等な仕組みを対象とする。

本発明の実施形態にしたがって、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コードを活用するように構成されたデジタル放送システムの図である。 図１のシステムのデジタル伝送設備で利用される例示的な送信機の図である。 図１のシステム内の例示的なデジタルモデムの図である。 本発明の実施形態にしたがった、図１のシステムに使用される例示的なフレーム構造の図である。 本発明の実施形態にしたがった、フレーム構造にパイロットブロックを挿入するためのプロセスのフローチャートである。 本発明の実施形態による周波数獲得プロセスのフローチャートである。 本発明の実施形態による周波数獲得プロセスのフローチャートである。 本発明の実施形態による周波数追跡プロセスのフローチャートである。 本発明の実施形態による低信号対雑音比（ＳＮＲ）での８相位相偏移変調（ＰＳＫ）のための追加パイロットブロックと動作する搬送波同期モジュールの図である。 本発明の実施形態による、図４Ａのフレーム構造で動作するツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）プロセスの図である。 本発明の実施形態によるツースイープＰＬＬ内で活用されるＰＬＬの図である。 本発明の実施形態によるツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）プロセスのフローチャートである。 図１０のツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）プロセスで活用されるループフィルタの図である。 本発明の実施形態にしたがった、ＱＰＳＫ（４相位相偏移変調）のために追加パイロットブロックを使用せずに動作する搬送波同期モジュールの図である。 図１２の搬送波同期モジュールで使用される周波数獲得プロセスの同期サブプロセスのフローチャートである。 図１２の搬送波同期モジュールで使用される周波数追跡プロセスのフローチャートである。 図１０のツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）プロセスの位相結合段階のフローチャートである。 本発明の実施形態による搬送波同期と関連付けられる多様なプロセスを実行できるコンピュータシステムの図である。

Claims (48)

1. デジタル放送対話システム中で搬送波同期を実現する方法において、
   搬送波信号にしたがって送信されるフレームを受信し、前記フレームが複数のオーバヘッドフィールドにより分離される１つまたは複数のセグメントを含み、前記オーバヘッドフィールドが前記搬送波信号の搬送波同期を補助するために前記フレームの中に選択的に挿入されるパイロットブロックを含むステップと、
   前記オーバヘッドフィールドに基づき前記搬送波信号と関連付けられる推定位相値を発生させるステップと、
   前記推定位相値と前記搬送波信号の過去のサンプルおよび前記搬送波信号の将来のサンプルとに基づいて、前記セグメント内のランダムデータフィールドと関連付けられる搬送波信号の位相を推定するステップと、
   前記オーバヘッドフィールドまたは前記ランダムデータフィールドに基づいて前記搬送波信号の周波数を推定するステップとを含み、
   前記推定するステップがセグメント単位でフレームにおいて実行される方法。
2. 前記パイロットブロックは、前記ランダムデータフィールドとは独立している請求項１記載の方法。
3. 前記パイロットブロックは、予め定められたシーケンスにしたがってスクランブルされる連続波（ＣＷ）信号に基づくパターンを示す請求項２記載の方法。
4. 前記パイロットブロックは３６シンボルの長さを有し、前記セグメントは１４４０シンボルの長さを有する請求項１記載の方法。
5. 前記オーバヘッドフィールドの１つはプリアンブルを含み、
   前記パイロットブロックは送信機において挿入され、
   前記送信機は、
   送信フレームを送信し、
   パイロット挿入位置が前記プリアンブルの位置に一致するかどうかを判断するステップと、前記位置が前記プリアンブルに指定されていない場合に前記パイロットブロックを挿入するステップとを実行するように構成されている請求項１記載の方法。
6. 予め定められた数のシンボルを待つステップをさらに含み、
   前記予め定められた数のシンボルが前記セグメントの長さに対応する請求項５記載の方法。
7. 前記ランダムデータフィールドは、２相位相偏移変調（ＢＰＳＫ）、４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）、８ＰＳＫ、１６振幅位相偏移変調（ＡＰＳＫ）、３２ＡＰＳＫ、および高次直交振幅変調（ＱＡＭ）の１つを含む変調方式により指定されるシンボルを有する請求項１記載の方法。
8. 前記フレームは、衛星通信チャネル（１０３）上で送信される請求項１記載の方法。
9. 前記セグメントは、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コーディングにしたがってコード化される情報を含む請求項１記載の方法。
10. 前記受信された信号は、連続モード伝送で送信される請求項９記載の方法。
11. 前記オーバヘッドフィールドはプリアンブルを含み、前記プリアンブルと前記パイロットブロックは異なる変調方式にしたがって変調される請求項９記載の方法。
12. 前記オーバヘッドフィールドはプリアンブルを含み、
    前記オーバヘッドフィールドに対応する受信信号から連続波（ＣＷ）信号を取得するステップと、
    前記ＣＷ信号と関連付けられる複数の自己相関値を計算するステップと、
    前記セグメントに対して前記自己相関値を累積するステップと、
    前記累積された自己相関値のアンラップされた位相の加重合計に基づいて前記搬送波信号の周波数を出力するステップとをさらに含む請求項１記載の方法。
13. 前記ＣＷ信号は次式にしたがって前記受信信号から取得され、
    

    

    ここで、ｘ_kはオーバヘッドフィールドに対応する受信信号であり、ｐ_kはオーバヘッドフィールド内の信号に関係する既知のパターンであり、＊は複素共役演算である請求項１２記載の方法。
14. 前記自己相関値は、複数のフレームにわたる前記オーバヘッドフィールドに基づいており、次式にしたがってフレームごとに取得され、
    

    

    ここで、ｆはフレームインデックスであり、ｓはオーバヘッドフィールドインデックスであり、Ｎ_pは１つのフレーム内のオーバヘッドフィールドの数であり、ｋはシンボルインデックスであり、ｘ_kは受信信号であり、ｐ_sが既知のトレーニングシンボルであり、
    前記計算された自己相関値は、
    

    

    にしたがって前記複数のフレームに対して蓄積される請求項１２記載の方法。
15. 前記周波数は次式にしたがって出力され、
    

    

    ここで、Ｔ_sはシンボル期間であり、
    

    

    である請求項１４記載の方法。
16. 前記フレーム内の前記オーバヘッドフィールドのそれぞれの搬送波位相値を推定するステップと、
    前記アンラップされた推定搬送波位相値の加重合計に基づいて前記周波数を計算するステップとをさらに含む請求項１２記載の方法。
17. 前記オーバヘッドフィールドの前記推定搬送波位相値は次式に基づいており、
    

    

    ここで、ｘ_kはオーバヘッドフィールドと関連付けられる受信されたシンボルであり、ｐ_kはオーバヘッドフィールド内で既知のパターンであり、Ｎ_uはオーバヘッドフィールドの長さである請求項１６記載の方法。
18. 前記周波数は以下の通りにフレームごとに一度推定され、
    

    

    ここで、Ｍは１つのフレーム内のオーバヘッドフィールドの数である請求項１７記載の方法。
19. １つまたは複数のフレームに対して前記オーバヘッドフィールドに基づいて粗い周波数推定値を取得するステップと、
    フロントエンドミキサー（７０５）に前記粗い周波数推定値を適用して、受信信号の周波数オフセットを訂正するステップと、
    フレームごとに一度、前記オーバヘッドフィールドと前記ランダムデータフィールドの内の１つから取得される周波数推定値を使用して残留周波数を追跡するステップとをさらに含む請求項１記載の方法。
20. 前記オーバヘッドフィールドは、プリアンブルとそれぞれのセグメントに対応するパイロットブロックとを含み、前記セグメントのそれぞれについて、前記オーバヘッドフィールドの前記推定搬送波位相値が、前記セグメントの始まりと最後に対応し、
    前記オーバヘッドフィールドに基づいて前記推定搬送波位相値から瞬間搬送波周波数を推定するステップと、
    前記セグメントのそれぞれについて、セグメントの始めにあるオーバヘッドフィールドからの前記推定搬送波位相値で初期化された位相ロックループ（ＰＬＬ）（９００）を使用して、前記セグメントの前記ランダムデータフィールドに対してフォワード位相スイープを実行するステップと、
    前記セグメントのそれぞれについて、セグメントの最後にあるオーバヘッドフィールドからの前記推定搬送波位相値と前記瞬間搬送波周波数とにより初期化された位相ロックループ（ＰＬＬ）（９００）を使用して、前記セグメントの前記ランダムデータフィールドに対してリバーススイープを実行し、前記瞬間搬送波周波数が前記フォワードスイープと前記リバーススイープの前に除去されるステップと、
    前記フォワードスイープが同期しているのか、あるいは前記リバーススイープが同期しているのかを判断するステップと、
    前記瞬間搬送波周波数値と前記フォワードスイープ位相推定値と前記リバーススイープ位相推定値とを結合することにより、前記ランダムデータフィールドに対して最終搬送波位相推定値を計算するステップとをさらに含む請求項１記載の方法。
21. 前記オーバヘッドフィールドの前記推定搬送波位相値は次式に基づいており、
    

    

    ここで、ｘ_kはオーバヘッドフィールドと関連付けられた受信シンボルであり、ｐ_kはオーバヘッドフィールドの中の既知のパターンであり、Ｎ_uはオーバヘッドフィールドの長さであり、
    前記瞬間周波数推定値は次式により決定され、
    

    

    ここで、φ_ｎ＋１とφ_ｎは対応するセグメントのそれぞれ始まりと最後にあるオーバヘッドフィールドからの位相推定値であり、Ｎ_sはフレーム内のセグメントの長さであり、
    φ_ｎ＋１は前記瞬間周波数の推定の前に最初に位相アンラップ演算され、次式により示され、
    

    

    ここで、ｆｌｏｏｒ（ｘ）はマイナス無限大に向かって最も近い整数にｘを四捨五入する請求項２０記載の方法。
22. 前記最終位相推定値θ（ｍ）＾は次式にしたがって計算され、
    

    

    ここで、θ_ｆ（ｍ）とθ_ｒ（ｍ）はそれぞれフォワードスイープ位相推定値とリバーススイープ位相推定値である請求項２１記載の方法。
23. 前記オーバヘッドフィールドは、パイロットブロックが挿入されていないプリアンブルを含み、
    前記セグメントの始まりと最後に関連付けられるプリアンブルの搬送波位相値を推定し、最後にあるプリアンブルが次のフレームに対応するステップと、
    フレームの始まりにあるプリアンブルからの前記推定搬送波位相値で初期化された位相ロックループ（ＰＬＬ）（９００）を使用して、前記フレームの前記ランダムデータフィールドに対してフォワード位相スイープを実行するステップと、
    前記次のフレームの始まりにあるプリアンブルからの前記推定搬送波位相値で初期化される位相ロックループ（ＰＬＬ）（９００）を使用して、前記フレームの前記ランダムデータフィールドに対してリバース位相スイープを実行するステップと、
    前記フォワードスイープが同期しているのか、あるいは前記リバーススイープが同期しているのかを判断するステップと、
    前記判断ステップに応答して、前記フォワードスイープ位相推定値と前記リバーススイープ位相推定値とを結合することにより最終搬送波位相推定値を計算するステップとをさらに含む請求項１記載の方法。
24. 前記ＰＬＬは最大尤度（ＭＬ）規則に基づく位相検出器（９０３）を含み、
    前記推定位相値は次の通りに計算され、
    

    

    ここで、ｘ_kは受信シンボルであり、ｄ_ｋ＾は送信されたデータシンボルｄ_ｋの軟推定値であり、
    

    

    であり、
    Ｍは変調の次元であり、ｃ_ｍ＝ｅ^{ｊ（２πｍ／Ｍ＋π／Ｍ）}は配列点であり、σ^２は加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）分散であり、＊は複素共役演算である請求項２３記載の方法。
25. 前記フォワードスイープが同期から外れているか、前記リバーススイープが同期から外れているかを判断するステップと、
    前記フォワードスイープまたは前記リバーススイープが同期から外れていない場合は、フレームの始まりと最後における前記最終位相推定値の差から搬送波周波数オフセット値を計算するステップとをさらに含む請求項２３記載の方法。
26. 前記周波数推定値は次式により決定され、
    

    

    ここで、ｆ_ｅ＾は周波数推定値であり、θ（ｎ）＾はランダムデータフィールドにおける最終位相推定値であり、Ｎ_sはセグメントの長さであり、Ｔ_sはシンボル期間である請求項２５記載の方法。
27. スイープの最後にあるＰＬＬから取得される位相推定値とセグメントの最後のフィールドに隣接するオーバヘッドフィールドから取得される位相推定値との差を計算することにより１つのスイープの最後における位相誤差を計算するステップと、
    前記位相誤差をアンラップするステップと、
    前記アンラップされた位相誤差をしきい値と比較するステップと、
    前記アンラップされた位相誤差がしきい値未満である場合に前記位相スイープが同期していると判断するステップとをさらに含む請求項２５記載の方法。
28. 搬送波同期を達成した後に、２相位相偏移変調（ＢＰＳＫ）、４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）、８ＰＳＫ、１６振幅位相偏移変調（ＡＰＳＫ）、３２ＡＰＳＫおよび高次直交振幅変調（ＱＡＭ）の内の１つにしたがって受信信号を復調するステップとをさらに含む請求項１記載の方法。
29. 低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）デコーディングプロセスにしたがって前記復調された信号をデコード化するステップをさらに含む請求項２８記載の方法。
30. デジタル放送対話システム中で搬送波同期を提供するための命令を持つコンピュータ読み取り可能媒体において、
    前記命令が実行時に１つまたは複数のプロセッサに請求項１記載の方法を実行させるように配列される、コンピュータ読み取り可能媒体。
31. 衛星ネットワーク上でデジタル放送サービスと対話サービスをサポートする際に搬送波同期を実現する方法において、
    衛星通信チャネル（１０３）上でフレームを受信し、前記フレームがプリアンブルとトレーニングシンボルとして対応するユニークワードを有する複数のコードセグメントとを含むステップと、
    前記プリアンブルと前記ユニークワードとプリアンブルおよびユニークワードの組み合わせとの内の１つに基づいて前記フレームに対応する位相情報を推定するステップと、
    前記推定位相に基づいて前記フレームに対応する周波数情報を推定するステップとを含む方法。
32. 前記フレームは、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コード化フレームである請求項３１記載の方法。
33. 前記推定位相情報は次式にしたがって決定され、
    

    

    ここで、ｘ_kはフレームに関連付けられる受信シンボルであり、ｐ_kはユニークワードの既知のパターンであり、Ｎ_uはユニークワードの長さである請求項３２記載の方法。
34. 前記推定周波数情報は次式にしたがって決定され、
    

    

    ここで、Ｎ_sはコードセグメントの長さであり、Ｌはコードセグメントの数に基づいている請求項３３記載の方法。
35. 前記推定位相情報は次式にしたがって決定され、
    

    

    ここで、ｘ_kはフレームと関連付けられる受信シンボルであり、ｐ_kはプリアンブルの既知のパターンであり、Ｎ_uはプリアンブルの長さである請求項３３記載の方法。
36. ツースイープ位相ロックループ（ＰＬＬ）（９００）をφ_ｎで初期化するステップと、
    次式にしたがって最終位相推定値θ（ｍ）＾を出力するステップとを含み、
    

    

    ここで、θ_ｆ（ｍ）とθ_ｒ（ｍ）はそれぞれフォワードスイープ位相推定値とリバーススイープ位相推定値である請求項３５記載の方法。
37. 衛星ネットワーク上でデジタル放送サービスと対話サービスをサポートする際に搬送波同期を実現するための命令を持つコンピュータ読み取り可能媒体において、
    前記命令が実行時に１つまたは複数のプロセッサに請求項３１記載の方法を実行させるように配列される、コンピュータ読み取り可能媒体。
38. デジタル放送対話システム中で搬送波同期をサポートする方法において、
    挿入点がフレームのプリアンブルフィールドの位置と一致するかどうかを判断し、前記挿入点が前記フレームの予め定められた数のシンボルに基づいているステップと、
    前記フレームの位置が前記プリアンブルフィールドと一致しない場合に、前記挿入点において搬送波同期を補助するためのパイロットブロックを挿入するステップとを含む方法。
39. 前記フレームは、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コーディングにしたがってコード化される請求項３８記載の方法。
40. 前記フレームは、衛星通信チャネル（１０３）上で放送される請求項３９記載の方法。
41. 前記フレームは、デジタルビデオ放送（ＤＶＢ）規格にしたがった構造を有する請求項４０記載の方法。
42. デジタル放送対話システム中で搬送波同期をサポートするための命令を持つコンピュータ読み取り可能媒体において、
    前記命令が実行時に１つまたは複数のプロセッサに請求項３８記載の方法を実行させるように配列される、コンピュータ読み取り可能媒体。
43. デジタル放送対話システム中で搬送波同期をサポートする送信機において、
    挿入点がフレームのプリアンブルフィールドの位置と一致するかどうかを判断し、前記挿入点が前記フレームの予め定められた数のシンボルに基づいている手段と、
    前記フレームの位置が前記プリアンブルフィールドと一致しない場合に、前記挿入点において搬送波同期を補助するためにパイロットブロックを挿入する手段とを具備する送信機。
44. 前記フレームは、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コーディングにしたがってコード化される請求項４３記載の送信機。
45. 前記フレームは、衛星通信チャネル（１０３）上で放送される請求項４４記載の送信機。
46. 前記フレームは、デジタルビデオ放送（ＤＶＢ）規格にしたがった構造を有する請求項４５記載の送信機。
47. デジタル放送対話システム中で搬送波同期をサポートする装置において、
    低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）コード化信号を受信するように構成されたミキサー（７０５）と、
    前記信号内のトレーニングブロックと関連付けられる位相を推定するように構成された第１の位相推定器（７０７）と、
    前記第１の位相推定器（７０７）に結合され、前記位相推定値に基づいて周波数推定値を出力する周波数推定器（７０３）と、
    前記第１の位相推定器器（７０７）に結合され、最終位相推定値を発生させるように構成された第２の位相推定器（７０９）とを具備する装置。
48. 前記トレーニングブロックは、プリアンブルと前記プリアンブルおよび複数の挿入されたパイロットブロックの組み合わせとの内の１つを含む請求項４７記載の装置。

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