KR100612804B1

KR100612804B1 - 디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를제공하기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100612804B1
Application number: KR1020040043468A
Authority: KR
Inventors: 와이민 지앙; 펭-웬 선; 린-난 리; 네일 벡커
Original assignee: 더 디렉티브 그룹, 인크.
Priority date: 2003-06-13
Filing date: 2004-06-14
Publication date: 2006-08-21
Also published as: CA2470782C; HK1073747A1; EP1487146A1; DK1942622T3; DE602004023896D1; HK1077440A1; ATE458338T1; ES2334229T3; KR20040107436A; PT1942622E; KR100741629B1; JP2005006338A; JP2008099319A; EP2144395B1; CN1630280A; JP2005012794A; CN1630281A; EP2124377B1; EP2124377A3; ATE529967T1

Abstract

디지털 방송(digital broadcast) 및 대화식 시스템(interactive system; 100)에서 반송파 동기화(carrier synchronization)를 지원하기 위한 접근이 제공된다. 반송파 동기화 모듈(302)은 하나 이상의 오버헤드 필드(overhead field)(예컨대, 파일롯 블록들(pilot blocks)에 의해 분리되는 하나 이상의 세그먼트(segment), 프리앰블(preamble) 및 선택적인 파일롯 블록들)를 포함하는 프레임을 나타내는 하나 이상의 신호를 수신한다. 모듈(302)은 세그먼트 기반으로 세그먼트 상에서 반송파 주파수 및 위상을 추정하고, 세그먼트들 간의 주파수를 추적한다. 신호의 반송파 위상은 오버헤드 필드에 기초하여 추정된다. 무작위 데이터 필드(random data field)의 반송파 위상 추정은 오버헤드 필드로부터의 위상 추정값들 및 과거와 미래 데이터 신호들 모두에 기초하여 결정된다. 더욱이, 신호의 주파수는 오버헤드 필드들 및/또는 무작위 데이터 필드에 기초하여 추정된다. 특히, 이상의 구성은 디지털 위성 방송 및 대화식 시스템(100)에 적합하다.

방송 시스템, 위성 방송 시스템, 대화식 시스템, 반송파, 동기화

Description

디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 제공하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR PROVIDING CARRIER SYNCHRONIZATION IN DIGITAL BROADCAST AND INTERACTIVE SYSTEMS}

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른, LDPC(Low Density Parity Check)코드들을 이용하도록 설정된 디지털 방송 시스템을 도시하는 도면.

도 2는 도 1의 시스템의 디지털 전송 설비에서 사용되는 예시적인 송신기를 도시하는 도면.

도 3은 도 1의 시스템에서의 예시적인 디지털 모뎀을 도시하는 도면.

도 4a는 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 1의 시스템에서 사용되는 예시적인 프레임 구조를 도시하는 도면.

도 4b는 본 발명의 일 실시예에 따른, 프레임 구조 내에 파일롯 블록들을 삽입하기 위한 프로세스의 흐름도.

도 5a 및 도 5b는 본 발명의 일 실시예에 따른, 주파수 획득 프로세스(frequency acquisition process)의 흐름도.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른, 주파수 추적 프로세스(frequency tracking process)의 흐름도.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른, 낮은 SNR(Signal to Noise Ratio)에서 8PSK(Phase Shift Keying) 변조를 위하여 부가적인 파일롯 블록들과 동작하는 반송파 동기화 모듈을 도시하는 도면.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른, 도 4a의 프레임 구조 상에서 동작하는 이단 스위프 PLL(Two-Sweep Phase Locked Loop) 프로세스를 도시하는 도면.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른, 이단 스위프 PLL에서 이용되는 PLL을 도시하는 도면.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른, 이단 스위프 PLL 프로세스의 흐름도.

도 11은 도 10의 이단 스위프 PLL 프로세스에서 이용되는 루프 필터(loop filter)를 도시하는 도면.

도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조를 위하여 부가적인 파일롯 블록들없이 동작하는 반송파 동기화 모듈을 도시하는 도면.

도 13은 도 12의 반송파 동기화 모듈에서 사용되는 주파수 획득 프로세스의 미세 조정 서브 프로세스(fine-tune sub-process)의 흐름도.

도 14는 도 12의 반송파 동기화 모듈에서 사용되는 주파수 추적 프로세스의 흐름도.

도 15는 도 10의 이단 스위프 PLL 프로세스의 위상 조합 단계(phase combining stage)의 흐름도.

도 16은 본 발명의 실시예들에 따른, 반송파 동기화와 연관된 다양한 프로세스들을 수행할 수 있는 컴퓨터 시스템을 도시하는 도면.

< 도면의 주요 부분에 대한 부호 설명 >

101 : 디지털 전송 설비

103 : 디지털 방송 채널

105 : 디지털 모뎀

203 : LDPC 인코더

205 : 변조기

302 : 반송파 동기화 모듈

305 : 디맵퍼(demapper)

307 : LDPC 디코더

본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 디지털 방송 시스템에 관한 것이다.

방송 시스템은 디지털 기술에 의해 가능하게 된 고품질 전송에 대한 요구를 수용해 왔다. 디지털 혁명은 데이터 전송뿐만 아니라 오디오 및 비디오 프로그래밍을 포함하는 광대역 서비스(broadband service)의 전달을 변형시켰다. 위성 통신 시스템은 이러한 광대역 서비스를 지원하기 위한 실용적인 해결책으로 부상했다. 위성 통신 시스템에 있어서는 잡음이 많은 통신 채널(noisy communication channel)을 통해 신뢰할 만한 통신을 제공하기 위하여, 전력 및 대역폭에 효율적인 변조 및 코딩이 매우 요구된다. 이러한 시스템에 의해 지원되는 방송 애플리케이션에서, 연속 모드 모뎀(continuous mode modem)이 광범위하게 사용된다. 낮은 신호 대 잡음(signal to noise; SNR) 환경에서 잘 수행되는 코드는 동기화(예컨대, 반송파 위상 및 반송파 주파수)와 관련하여 이러한 모뎀과는 잘 맞지 않는다.

종래의 디지털 방송 시스템은 동기화를 위해 프레임 구조 내의 일반 오버헤드 비트(normal overhead bit)의 트레이닝 심볼(training symbol) 이상의 부가적인 트레이닝 심볼의 사용을 요구한다. 신호 대 잡음(SNR)이 낮은 경우에 오버헤드 내의 증가가 특히 요구되는데, 이러한 환경은 고성능 코드들(high performance codes)이 고차원 변조(high order modulation)와 함께 사용되는 경우에 전형적으로 나타난다. 전통적으로, 연속 모드 모뎀은 반송파 주파수 및 위상을 획득하고 추적하기 위하여 피드백 제어 루프(feedback control loop)를 이용한다. 이러한 동기화 과정에서, 알려진 데이터 심볼들(known data symbols)을 포함하는 FEC(Forward Error Correction) 코드화된 데이터 필드들(예컨대, 블록 코드의 프리앰블들)은 단순히 무시된다. 순수하게 피드백 제어 루프에만 기초하는 이러한 전통적인 접근은 강한 고주파(Radio Frequency; RF) 위상 잡음(phase noise) 및 열 잡음이 발생하기 쉬운데, 이는 전체적인 수신기 성능 상에서 높은 사이클 슬립 발생율(cycle slip rate) 및 오류층(error floor)을 야기한다. 그러므로, 이러한 접근들은 획득 범위(acquisition range)를 제한하고 획득 시간을 증가시킬 뿐만 아니라, 일정 성능 목표를 위한 트레이닝 심볼(training symbol)에 의하여 증가된 오버헤드로인해 부담을 갖게 된다. 더욱이, 이러한 종래의 동기화 기술들은 특정 변조 스키마에 의존하고, 이로 인해 변조 스키마의 사용에 있어 융통성(flexiblity)을 저하시킨다.

위상 잡음 및 열 잡음에 영향을 받지 않는 동기화를 제공하는 디지털 통신 시스템에 대한 필요성이 존재한다. 또한, 구현이 간단하고, 가능한 적은 트레이닝 심볼들을 초래하는 반송파 동기화 접근에 대한 필요성도 존재한다. 또한, 변조 독립성(modulation independence)을 제공하기 위하여 융통성있는 동기화 기술을 제공해야할 필요성이 존재한다.

LDPC(Low Density Parity Check) 코드들 및 고차 변조 스키마들을 이용하는 디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 제공하는 구성에 대한 이러한 그리고 다른 필요성들이 본 발명에 의해 다루어진다. 종래의 연속 모드 모뎀들과 달리, 반송파 동기화 방법은 세그먼트 기반으로 세그먼트 상에서 반송파 주파수 및 위상을 추정하고, 세그먼트 간의 반송파 주파수를 연속적으로 추적한다. 반송파 동기화를 돕는 FEC 프레임, 및 선택적인 파일롯 블록(즉, 집합화된 파일롯 심볼들)의 프리앰블은 세그먼트 경계(segment boundary)로 기능한다. 예시적인 실시예에서, 여분의 파일롯 심볼들이 필요하지 않은 경우, 물리 계층 프레임(physical layer frame)은 반송파 동기화를 돕기 위하여 사용될 수 있는 프리앰블 및 FEC 코드 워드(codeword)를 포함한다. 대안적으로, 파일롯 심볼 삽입 프로세스는 FEC 코드 워드를 다수의 코드 세그먼트들로 분할하고, 물리 계층 프레임의 각각의 코드 세그먼트 앞에 고유 워드(Unique Word; UW)의 형태로 파일롯 블록을 삽입한다. 프리앰블 및 선택적인 파일롯 블록들은 트레이닝 블록으로 기능한다. 반송파 동기화 프로세스는 트레이닝 블록을 이용하여 반송파 주파수 및 위상을 추정하고, 각각의 새로운 세그먼트에 대하여 위상 추적 루프를 재초기화한다. 주파수 획득 프로세스는 데이터 제거 지속파(data-removed continuous wave) 신호의 자기 상관(autocorrelation)을 계산하는 과정을 포함한다. 수신된 신호의 반송파 주파수는 누적된 자기 상관 값들의 언랩핑된(unrapped) 위상의 가중화된 합(weighted sum)에 기초하여 추정된다. 주파수 추적에 관하여, 추정을 생성하고, 트레이닝 블록(즉, 프리앰블 및/또는 UW)으로부터의 위상 추정들에 기초하여 LDPC 프레임마다 한 번씩 반송파 주파수를 업데이트하기 위하여 피드 포워드(feed-forward) 구조를 구현한다. 위상 추적을 위하여, 최대 가능성(Maximum Likelihood; ML) 위상 탐지기와 함께 이단 스위프(two-sweep) PLL 아키텍쳐가 이용된다. 이단 스위프 PLL은 세그먼트 기반으로 세그먼트 상에서 반송파 위상을 추적하여, 정방향 및 역방향 모두로부터의 데이터 세그먼트를 스위핑함으로써 과거 및 미래 샘플 모두에 기초하여 반송파 위상을 추정한다. 세그먼트는 어떠한 파일롯 블록도 존재하지 않는 경우에는 전체 FEC 코드 워드일 수 있으며, 파일롯 블록이 삽입된 경우에는 코드 세그먼트일 수 있다. 이러한 구성은 반송파 동기화를 위하여 부가적인 오버헤드를 도입할 필요를 감소시키고, 사이클 슬립을 크게 감소시켜서 오류 전파 충격(error-propagating impact)을 제한하며, 낮은 SNR 환경에서 잘 동작함으로써, 열 잡음 및 위상 잡음에 대한 뛰어난 내성을 제공한다. 부가적으로, 주파수 추정 프로세스는 큰 주파수 획득 범위 및 짧은 획득 시간을 제공한다.

본 발명의 일 실시예의 일 태양에 따르면, 디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 제공하는 방법이 개시된다. 이러한 방법은 반송파 신호에 따라 전송된 프레임을 수신하는 단계를 포함하는데, 프레임은 복수의 오버헤드 필드들에 의해 분리된 하나 이상의 세그먼트를 포함하고, 오버헤드 필드들은 반송파 신호의 반송파 동기화를 보조하기 위하여 프레임에 선택적으로 삽입되는 파일롯 블록을 포함한다. 또한, 이러한 방법은 오버헤드 필드들에 기초하여 반송파 신호와 연관된 위상 추정값들을 생성하는 단계를 포함한다. 또한, 이러한 방법은 위상 추정값들 및 반송파 신호의 과거 샘플들과 반송파 신호의 미래 샘플들에 기초하여 세그먼트 내에서 무작위 데이터 필드와 연관된 반송파 신호의 위상을 추정하는 단계를 포함한다. 더욱이, 이러한 방법은 오버헤드 필드들 또는 무작위 데이터 필드에 기초하여 반송파 신호의 주파수를 추정하는 단계를 포함하는데, 추정 단계는 세그먼트 기반으로 세그먼트 상에서 프레임 상에 수행된다.

본 발명의 일 실시예의 다른 태양에 따르면, 위성 네트워크를 통한 디지털 방송 및 대화식 서비스들에 있어서 반송파 동기화를 제공하기 위한 방법이 개시된다. 이러한 방법은 위성 통신 채널을 통해 프레임을 수신하는 단계를 포함하는데, 프레임은 트레이닝 심볼들로서 대응되는 고유 워드들을 갖는 복수의 코드 세그먼트들 및 프리앰블을 포함한다. 또한, 이러한 방법은 프리앰블, 고유 워드 및 프리앰블과 고유 워드의 조합 중의 하나에 기초하여 프레임에 대응되는 위상 정보를 추정하는 단계를 포함한다. 더욱이, 이러한 방법은 추정된 위상에 기초하여 프레임에 대응되는 주파수 정보를 추정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 일 실시예의 다른 태양에 따르면, 디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 지원하는 방법이 개시된다. 이러한 방법은 삽입점(insertion point)이 프레임의 프리앰블 필드의 위치와 일치하는지 결정하는 단계를 포함하는데, 삽입점은 프레임의 심볼들의 예정된 수에 기초한다. 또한, 이러한 방법은 프레임의 위치가 프리앰블 필드와 일치하지 않는다면, 삽입점에 반송파 동기화를 보조하기 위한 파일롯 블록을 삽입하는 단계를 포함한다.

본 발명의 일 실시예의 다른 태양에 따르면, 디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 지원하기 위한 송신기(transmitter)가 개시된다. 이러한 송신기는 삽입점이 프레임의 프리앰블 필드의 위치와 일치하는지를 결정하기 위한 수단을 포함하는데, 삽입점은 프레임의 심볼들의 예정된 수에 기초한다. 또한, 프레임의 위치가 프리앰블 필드와 일치하지 않으면, 송신기는 반송파 동기화를 보조하기 위한 파일롯 블록을 삽입점에 삽입하는 것을 포함한다.

본 발명의 일 실시예의 또 다른 태양에 따르면, 디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 지원하기 위한 장치가 개시된다. 이러한 장치는 LDPC 인코딩된 신호를 수신하도록 설정된 믹서(mixer)를 포함한다. 또한, 이러한 장치는 신호 내에서 트레이닝 블록과 연관된 위상을 추정하도록 설정된 제1 위상 추정기와 이러한 제1 위상 추정기에 연결된 주파수 추정기를 포함한다. 주파수 추정기는 위상 추정에 기초하여 주파수 추정을 출력한다. 더욱이, 이러한 장치는 최종 위상 추정을 생성하도록 설정된, 제1 위상 추정기에 연결된 제2 위상 추정기를 포함한 다.

본 발명을 실시하기 위하여 고려된 최상의 모드를 포함하는 다수의 특정한 실시예들 및 구현예들을 설명함으로써, 본 발명의 다른 태양들, 특징들 및 장점들이 다음의 상세한 설명으로부터 쉽게 명확해진다. 또한, 본 발명은 다른 그리고 상이한 실시예들을 포함할 수 있고, 실시예들의 여러 세부 사항들은 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 다양하고 확실한 태양 내에서 변경될 수 있다. 따라서, 도면 및 상세한 설명은 본질적으로 제한적이 아닌 예시적인 것으로 간주되어야 한다.

디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 효율적으로 제공하기 위한 장치, 방법 및 소프트웨어가 기술된다. 설명을 위하여 다음의 상세한 설명에서는, 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해 다수의 특정한 세부 사항들이 제시된다. 그러나, 당업자에게는 본 발명이 이러한 특정한 세부 사항이 없이 또는 동등한 배열을 이용하여 실시될 수 있음이 자명하다. 다른 실시예에서, 본 발명을 불필요하게 모호하게 만드는 것을 피하기 위하여 잘 알려진 구조들 및 장치들은 블록도 형태로 도시된다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른, 저밀도 패리티 검사(Low Density Parity Check; LDPC)를 이용하도록 설정된 디지털 방송 시스템의 다이어그램이다. 디지털 통신 시스템(100)은 통신 채널(103)을 통해 하나 이상의 디지털 모뎀(105)으로 브로드캐스팅하기 위한 신호 파형들(signal waveforms)을 생성하는 디지털 전송 설비(digital transmission facility; 101)를 포함한다. 본 발명의 일 실시예 에 따르면, 통신 시스템(100)은 예컨대, 대화식 서비스뿐만 아니라 오디오 및 비디오 방송 서비스를 지원하는 위성 통신 시스템이다. 대화식 서비스는 예컨대, 전자 프로그래밍 가이드(EPGs), 고속 인터넷 접근, 대화식 광고(interactive advertising), 전화(telephony) 및 전자 우편 서비스를 포함한다. 또한, 이러한 대화식 서비스들은 유료 방송(Pay Per View), TV 상거래(TV Commerce), VOD, NVOD(Near Video On Demand) 및 AOD 서비스들과 같은 텔레비전 서비스들을 포함할 수 있다. 이러한 환경에서, 모뎀들(105)은 위성 모뎀들이다.

이러한 모뎀들(105)은 (도 4에 도시된) 브로드캐스팅된 데이터 프레임 구조에 포함된 프리앰블 및/또는 고유 워드(unique words; UW)를 조사함으로써 반송파 동기화를 달성하고, 이에 의해 특히 트레이닝(training)을 위해 지정된 부가적인 오버헤드의 사용을 감소시킨다. 디지털 모뎀들(105)은 도 3과 관련하여 이하에서 보다 완전하게 기술된다.

이러한 개별 통신 시스템(100)에서, 전송 설비(101)는 미디어 콘텐트(예컨대, 오디오, 비디오, 문자 정보, 데이터 등)를 나타내는 가능한 메시지들(possible messages)의 개별 세트를 생성하는데, 가능한 메시지들 각각은 대응되는 신호 파형을 갖는다. 이러한 신호 파형들은 통신 채널(103)에 의해 약해지거나 그렇지 않으면 변경된다. 잡음 채널(103)에 대항하기 위하여, 전송 설비(101)는 LDPC 코드들을 이용한다.

전송 설비(101)에 의해 생생된 LDPC 코드들은 어떠한 성능 손실도 초래하지 않고 고속 구현(high speed implementation)을 가능하게 한다. 전송 설비(101)로 부터 출력된 이러한 구조화된 LDPC 코드들은 변조 스키마(modulation scheme; 예컨대 8PSK)로 인해, 채널 오류(channel errors)가 발생하기 쉬운 비트 노드에 소수의 체크 노드를 할당하는 것을 회피한다. 이러한 LDPC 코드들은 (터보 코드와 달리) 병렬화 가능한 디코딩 과정(parallelizable decoding process)을 갖는데, 바람직하게 이는 추가, 비교 및 테이블 검색(table look-up)과 같은 단순 동작들을 유익하게 포함한다. 더욱이, 주의깊게 디자인된 LDPC 코드들은 어떠한 오류층의 징후(sign of error floor)도 나타내지 않는다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 위성 모뎀(105)과 통신하기 위하여 전송 설비(101)는 도 2에서 이하 설명하는 바와 같이 상대적으로 간단한 인코딩 기술을 사용하여 (디코딩 동안에 효율적인 메모리 접근을 가능하게 하는) 패리티 검사 행렬들(parity check matrices)에 기초한 LDPC 코드들을 발생시킨다.

도 2는 도 1의 시스템의 디지털 전송 설비에서 채택된 예시적인 송신기의 다이어그램이다. 송신기(200)는 LDPC 인코더(203)를 포함하는데, 이 LDPC 인코더는 정보 소스(200)로부터 입력을 수용하고, 수신기(105)에서의 오류 정정 처리에 적합한 높은 중복성(higher redundancy)의 코드화된 스트림(coded stream)을 출력한다. 정보 소스(201)는 개별 알파벳 X로부터 k 신호를 발생시킨다. LDPC 코드들은 패리티 검사 행렬들로 특정된다. 반면, LDPC 코드들을 인코딩하는 것은 일반적으로 생성 행렬(generator matrices)을 특정할 것을 요구한다. 가우스 소거법(Gaussian elimination)을 사용하여 패리티 검사 행렬들로부터 생성 행렬들을 획득하는 것이 가능하지만, 그 결과 얻어지는 행렬은 더 이상 희박하지(sparse) 않으며, 큰 생성 행렬을 저장하는 것은 복잡할 수 있다.

인코더(203)는 패리티 검사 행렬 상에 구조를 부과함으로써 오직 패리티 검사 행렬만을 이용하는 간단한 인코딩 기술을 사용하여 알파벳 Y로부터의 신호를 변조기(205)로 발생시킨다. 특히, 행렬의 일정 부분이 3각(triangular)이 되도록 제한함으로써 패리티 검사 행렬 상에 제한을 둔다. 이러한 제한은 무시할 만한 성능 손실을 초래하고, 따라서 매력적인 트레이드 오프(trade off)를 구성한다.

변조기(205)는 인코더(203)로부터의 인코딩된 메시지들을 전송 안테나(207)로 전송되는 신호 파형들로 맵핑시키는데, 전송 안테나(207)는 통신 채널(103)을 통해 이러한 파형들을 방출한다. 따라서, 인코딩된 메시지들은 변조되어 전송 안테나(207)로 분배된다. 전송 안테나(207)로부터의 전송은 이하에서 기술되는 바와 같이 디지털 모뎀으로 전파된다. 위성 통신 시스템의 경우에는, 안테나(207)로부터 전송된 신호들은 위성을 통해 중계된다.

도 3은 도 1의 시스템에서의 예시적인 디지털 모뎀의 다이어그램이다. 변조기/복조기로서, 디지털 모뎀(300)은 송신기(200)로부터의 신호들의 수신 및 전송 모두를 지원한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 모뎀(300)은 안테나(303)로부터 수신된 LDPC 인코딩된 신호들의 필터링 및 심볼 타이밍 동기화(symbol timing synchronization)를 제공하는 전단 모듈(front-end module; 301) 및 전단 모듈(301)로부터 출력된 신호들의 주파수 및 위상 획득(acquisition)과 추적을 제공하는 반송파 동기화 모듈(302)을 갖는다. 디맵퍼(demapper; 305)는 반송파 동기화 모듈(302)로부터 출력된 수신 신호들의 디맵핑을 수행한다. 복조 후에, 신호들 은 LDPC 디코더(307)로 전달(forward)되는데, 메시지 X'을 발생시킴으로써 원본 소스 메시지들(original source message)의 재구성을 시도한다.

전송 측에서, 모뎀(300)은 입력 신호들을 인코딩하기 위하여 LDPC 인코더(309)를 이용한다. 그 후, 인코딩된 신호들은 변조기(311)에 의해 변조되는데, 변조기(311)는 다양한 변조 스키마 - 예컨대, BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK, 8PSK, 16 APSK(Amplitude Phase Shift Keying) 또는 다른 고차 변조(high order modulation) -를 사용할 수 있다.

도 4a는 본 발명의 일 실시예에 따른, 예시적인 프레임 구조의 다이어그램이다. 예로서, 예컨대 위성 방송 및 대화식 서비스를 지원할 수 있는 LDPC 코드화된 프레임(400)이 도시되어 있다. 이러한 시나리오에서, 프레임 구조는 (예컨대, 8PSK 변조를 위하여) 하나의 LDPC 프레임(400)을 15개의 코드 세그먼트들(401)(예컨대, 각각 16개의 슬롯이 존재하고, 각각의 슬롯은 90개의 심볼을 점유함)로 분할하고, 두 세그먼트들(401) 사이에 14개의 고유 워드들(Unique Words; UW)(403)를 삽입한다. UW들의 삽입 과정은 도 4b와 관련하여 이하에서 설명된다. 예시적인 실시예에서, 각각의 UW(403)는 36개의 심볼들(PSK)을 갖는다. 프리앰블(405)은 물리 계층 헤더(Physical Layer Header; PLHEADER)로 기능하고, 하나의 슬롯을 점유한다. 이러한 프레임 구조에서, 프리앰블(405) 및 UW(403)는 트레이닝 블록으로 기능하는데, UW들(403)은 파일롯 블록(pilot block)으로서 선택적으로 삽입된다. 프레임(400)은 위성 방송 및 대화식 서비스를 지원하는 구조에 관하여 기술되었지만 (그리고 디지털 비디오 방송(Digital Video Broadcast(DVB) - S2 표준에 따름), 본 발명의 반송파 동기화 기술은 다른 프레임 구조에 적용될 수 있음을 인식할 것이다.

도 4b는 도 4a의 프레임 구조에 파일롯 블록을 삽입하기 위한 과정의 흐름도를 도시한다. 반송파 위상 추적을 위한 이러한 트레이닝 파일롯 구조는 디지털 방송 및 대화식 시스템에서 구현되어 심각한 위상 잡음을 줄일 수 있다. 단계(411)에서, 파일롯 삽입 과정은 예정된 수의 심볼들(즉, 삽입점(insertion point))을 기다린다. 다음으로, 단계(413)에서와 같이 파일롯 위치가 프리앰블의 위치와 일치하는지 결정된다. 이러한 위치가 프리앰블을 위하여 지정되었다면, 파일롯 블록은 삽입되지 않고(단계(415)), 그렇지 않다면 단계(417)마다 파일롯 블록이 삽입된다.

예컨대, 도 4a의 프레임 구조에서, 파일롯 삽입 과정은 매 1440개의 심볼마다 파일롯 블록을 삽입한다. 이러한 시나리오에서, 파일롯 블록은 36개의 파일롯 심볼들을 포함한다. 예컨대, 물리 계층 프레임(400)에서, 제1 파일롯 블록은 PLHEADER 이후의 1440개의 심볼들 다음에 삽입되고, 제2 파일롯 블록은 2880개의 심볼들 다음에 삽입되며, 이와 마찬가지로 계속된다. 파일롯 블록 위치가 다음 PLHEADER의 시작과 일치하면, 파일롯 블록은 삽입되지 않는다.

본 발명의 일 실시예에 따른 반송파 동기화 모듈(302)(도 3)은 반송파 주파수 및 위상 동기화를 위하여 프리앰블(405) 및/또는 UW(403)들을 이용한다. 전술한 바와 같이, 종래에는, 알려진 데이터 심볼들(known data symbols)(예컨대 프리앰블(405))을 포함하는 FEC 코드화된 데이터는 연속 모드 모뎀에서 무시된다. 즉, 프리앰블(405) 및/또는 UW(403)들은 반송파 동기화를 위하여 사용되는데, 즉 주파 수 획득 및 추적, 그리고 위상 추적 루프(phase tracking loop)의 동작을 돕기 위하여 사용된다. 그러므로, 프리앰블(405) 및 UW(403)들은 "트레이닝" 또는 "파일롯" 심볼들로 간주되고, 개별적으로 또는 집합적으로 트레이닝 블록을 구성한다.

이하 도 5 및 도 6에서 보다 자세히 기술되는 반송파 주파수 동기화 과정은 주파수 획득 및 추적 모두를 위하여 피드-포워드 주파수 추정기(feed-forward frequency estimator)를 채택한다. 예시적인 실시예에서, 추정기는 오직 트레이닝 블록 상에만 동작하므로, 변조 스키마와는 무관하다.

도 5a 및 도 5b는 본 발명의 일 실시예에 따른, 주파수 획득 과정의 흐름도이다. 본 실시예에서, 주파수 획득 과정은 반송파 동기화 모듈(302)에 의해 실행되고, 이 경우 상이한 변조 스키마(예컨대, BPSK, QPSK, 8PSK, 16APSK 등)가 사용될 수 있다. 이러한 주파수 획득 과정은 기본적으로 두 단계를 포함한다. 제 1단계로, 단계(501)마다 데이터 제거 지속파(data-removed continuous wave)(CW)의 자기 상관(autocorrelation)이 결정된다. 다음으로 단계(503)에서처럼, 자기 상관의 위상의 가중화된 합(weighted sum of the phase of the autocorrelation)에 기초하여 반송파 주파수가 추정된다.

단계(501)에서와 같은 자기 상관의 계산은 도 5b에서 보다 자세히 기술된다. 단계(511)에서 CW 신호를 획득하기 위하여 알려진 트레이닝 패턴을 기초로 데이터 변조가 제거된다. 그 이후에, 단계(513)마다 자기 상관이 하나의 LDPC 프레임 내 에서 다음과 같이 계산된다:

이 경우 f는 프레임 인덱스, s는 UW 인덱스, k는 심볼 인덱스, p_s는 알려진 트레이닝 심볼이고, LDPC 및 8PSK 프레임 포맷을 가정했다.

단계(515)에서, 자기 상관은 다음과 같이 여러 LDPC 프레임에 기초하여 누적된다.

최종 주파수 추정(final frequency estimation)은 다음 공식에 기초한다.

이 경우 T_s는 심볼 주기(symbol period)이고

이다.

상기 주파수 획득 과정은 뛰어난 성능을 나타낸다. 몇몇 LDPC 프레임들(N)에 대하여 계산된 소수의 자기 상관(L)만으로도 훌륭한 성능을 달성할 수 있는데, 그 예로 L = 16, N = 5, Es/No = 6.7dB 인 경우, RMS(Root Mean Square) 주파수 오 류는 8.9 x 10^-5 이다. 획득 시간은 반송파 주파수 오프셋과 무관하고, 오직 요구되는 추정 정확성(estimation accuracy)에 의해서 결정된다. 예컨대, 요구되는 잔여 주파수(residue frequency)가 3 x 10^-4라면, 99.999% 성공률 내에서 주파수 오프셋을 획득하기 위하여 오직 5개의 LDPC 프레임만이 필요하다. 또한, 주파수 추정 과정은 (20% 심볼 비율(symbol rate)보다 큰) 큰 주파수 획득 범위, 매우 작은 추정 변화(estimation variation)를 갖고, 낮은 SNR(심지어 0dB)에서 잘 동작한다. 또한, 이러한 접근은 열 잡음 및 위상 잡음에 강하다. 더욱이, 위의 접근은 예컨대, VLSI(Very Large Scale Integration) 칩에서 디지털 로직으로의 구현 용이성을 유익하게 제공한다.

반송파 주파수 획득 단계가 수행된 후에, 다음에 논의되는 바와 같이 주파수 추적 과정이 시작된다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른, 주파수 추적 과정의 흐름도이다. 앞에서 지적한 바와 같이, 주파수 추적 과정은 피드 포워드 구조를 갖는다. 예로서, 주파수 추적 작업은 부가적인 파일롯 블록들을 필요로 하는 시나리오 예컨대 낮은 SNR에서의 8PSK 변조와 관련하여 설명된다. 단계(601)에서, 위상은 다음의 공식을 사용하여 프리앰블 및 UW로부터 추정된다.

이 경우, x_k는 수신된 심볼, p_k는 알려진 UW 패턴, N_u는 UW의 길이이다.

단계(603)에서, 주파수는 다음과 같이 추정된다.

이 경우, N_s는 코드 세그먼트의 길이, 즉 16개의 슬롯, 1440개의 심볼이고, N_u는 UW의 길이로서 36이며, M은 하나의 LDPC 프레임 내의 UW의 수(예컨대 8PSK 변조에 대하여 14)이다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 주파수 추적 과정은 프리앰블 및 UW로부터의 위상 추정에 기초하여 LDPC 프레임마다 한 번씩 반송파 주파수를 추정하고 갱신한다.

위의 주파수 추적 스키마는 다수의 이점을 제공한다. 이러한 과정은 피드-포워드이므로, 안정성은 문제되지 않는다. 또한, 반송파 주파수가 LDPC 프레임마다 한 번씩 추정되므로, 이러한 과정은 큰 주파수 램프(frequency ramp)(예컨대, 30KHz)를 수용할 수 있다. 부가적으로, 이러한 과정은 열 잡음 및 위상 잡음에 강인하다. 예컨대, RMS 주파수 오류는 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 만에 대해서는 6.5 x 10^-7이고, 6.7dB에서 AWGN과 위상 노이즈의 합에 대해서는 6.2 x 10^-6으로 결정되었다. 0dB에서, RMS는 1.3 x 10^-6(AWGN만의 경우)이고, 6.3 x 10^-6(AWGN과 위상 노이즈의 경우)인데, 즉 위상 노이즈는 추정 오류의 지배적인 원인이 다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라, 낮은 SNR에서 8PSK 변조에 대한 반송파 동기화를 보조하는 부가적인 파일롯 블록으로 추적 모드에서 동작하는 반송파 동기화 모듈의 다이어그램이다. 수신된 신호는 수신되어 정합 필터(matched filter; 701)로 전달된다. 피드-포워드(FF) 주파수 추정기(703)는 LDPC 프레임마다 한 번씩 새로운 주파수 추정을 획득하고, 주파수 오프셋을 보정하기 위하여 이러한 추정을 루프 필터(712) 및 광대역 믹서(wideband mixer; 705)에 공급한다. 정합 필터(701)는 UW 위상 추정기(707)에 UW를 출력하고, 수신 신호로부터 추출된 무작위 데이터를 블록 반송파 위상 추정기(709)로 출력하는데, 상기 블록 반송파 위상 추정기(709)는 UW와 연관된 무작위 데이터 및 위상 추정에 기초하여 코드 세그먼트의 위상 추정을 생성하여 믹서(713)로 전달한다. UW 위상 추정기(707)는 UW가 어디에 위치하는지를 결정하는 프레임 동기화 FSM(Finite State Machine)(711)으로부터의 입력마다 UW 위상 추정을 FF 반송파 주파수 추정기(703)로 출력한다. 또한, 정합 필터(701)는 믹서(713)에 수신된 신호를 제공하고, 이어서 믹서(713)는 그 결과적인 신호를 디맵퍼(305)로 출력한다.

블록 반송파 위상 추정기(709)는 (8PSK 변조의 예시적인 시나리오에서) 낮은 SNR에서의 사용에 적합한 최대 가능성(Maximum Likelihood) 위상 탐지기를 갖는 이단 스위프 PLL(Two-Sweep Phase Locked Loop) 아키텍쳐에 기초하는 반송파 위상 추적 과정을 사용한다. 종래의 PLL과 달리, 이단 스위프 PLL은 다수의 차이점을 갖는다. 이단 스위프 PLL은 세그먼트 기반으로 세그먼트 상에서 반송파 위상을 추적 한다. 두 세그먼트 사이의 위상 추적 동작은 독립적이다. 이단 스위프 PLL은 PLL 내의 위상 및 주파수 구성 요소를 초기화하기 위하여 세그먼트의 시작과 끝에 있는 UW로부터의 위상 추정을 사용하고, 사이클 슬립이 발생했는지를 판단하기 위하여 위상 기준(phase reference)으로 사용한다. PLL 시스템에서의 사이클 슬립은 루프의 추적 범위 밖의 순간 주파수(instantaneous frequency)에 의해 주로 야기된다.

종래 PLL은 인과적인 시스템(causal system)이므로, 이러한 시스템은 과거 샘플에 기초하여 반송파 위상을 추정한다. 이에 비해, 도 8에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 이단 스위프 PLL은 정방향 및 역박향 모두로부터 데이터의 세그먼트를 스위핑함으로써 과거 및 미래의 샘플 모두에 기초하여 반송파 위상을 추정한다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른, 프레임 구조 상에서 동작하는 이단 스위프 PLL 과정의 다이어그램을 도시한다. 사이클 슬립을 억제하기 위하여, 이단 스위프 PLL은 위상 스위핑 전에 세그먼트 내의 순간 주파수를 추정하고, 정방향 및 역방향 모두로부터의 위상 추정들을 최종 위상 추정(final phase estimate)으로서 지능적으로 결합한다.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른, 단일 방향으로 위상 스위핑을 수행하는, 이단 스위핑 PLL 내에서 사용되는 PLL의 다이어그램을 도시한다. 이단 스위핑 PLL은 이러한 PLL(900)들 중의 두 개를 병렬로 이용할 수도 있고, 또한 직렬로 순차적으로 동작되는 하나의 PLL(900)을 이용할 수도 있다. 입력 믹서(input mixer; 901)는 추적 루프로부터의 위상 추정에 의해 입력 신호의 위상 오프셋을 보정한다. ML 위상 탐지기(903)는 순환된 신호의 잔여 위상 오류(residue phase error)를 추정하고, 그것을 (도 11에 보다 자세히 기술된) 루프 필터(905)로 통과시킨다. 루프 필터(905)는 잡음을 제거하고, 신호의 주파수를 추적한 후에, 수치 제어 발진기(Numerically Controlled Oscillator; NCO)(907)로 위상 추정을 송신함으로써 PLL을 종료하는데, 이는 위상 추정을 동상(in-phase) 및 4분의 1축으로 투영시킨다.

이단 스위프 PLL에서 사용되는 ML 위상 탐지기(903)는 최대 가능성(Maximum Likelihood; ML) 규칙으로부터 유도되는데, 낮은 SNR에 적합하다. 위상 탐지기는 다음과 같이, 수신된 각각의 심볼 x_k에 따라 위상

을 추정한다.

이 경우,

는 전송된 데이터 심볼 d_k 의 소프트 추정(soft estimate)이다. 즉

M : 변조의 차원, 예컨대 QPSK에 대해서는 4, 8PSK에 대해서는 8;

c_m =

: 집합점;

: AWGN 분산; 및

* 문자 : 공액 복소수(complex conjugate) 동작

을 의미한다.

위상 탐지기의 SNR은 다음과 같이 정의될 수 있다.

이 경우, A는 위상 탐지기의 이득,

는 추정 분산이다. 6.6dB에서 8PSK 변조에 대한 ML 위상 탐지기의 SNR은 -4.5dB인데, 이는 전통적인 결정 지향 위상 탐지기(decision-directed phase detector)에 비하여 3.5dB가 향상된 값이다.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른, 이단 스위프 PLL 과정의 흐름도를 도시한다. 하나의 코드 세그먼트 내에서의 이단 스위프 PLL의 동작은 세 단계((1) 초기화, (2) 이단 스위핑, (3) 위상 조합)로 나누어질 수 있다. 초기화 동안, 현재 코드 세그먼트의 시작과 끝에서 다음의 공식을 사용하여 파일롯 블록, 즉 프리앰블 및/또는 UW로부터 위상 추정이 획득된다.

이 경우, x_k는 수신된 심볼, p_k는 알려진 파일롯 패턴, N_u는 파일롯 블록의 길이(UW들에 대하여 36, 프리앰블에 대하여 90)이다.

코드 세그먼트 내의 순간 주파수는 UW들로부터의 언랩핑된 위상 추정(unwrapped phase estimate)에 기반하여 추정되는데 이는 사이클 슬립의 억제를 가능하게 한다. 단계(100)에서과 같이, 이러한 추정은 다음에 의해 결정된다.

이 경우

및

는 각각 시작 및 끝에서 UW들로부터의 위상 추정이고, N_s는 코드 세그먼트의 길이(예컨대 1440)이다.

위상 언랩핑 동작(phase unwrap operation)은 다음에 의해 주어진다.

이 경우 floor(x)는 x를 음수 무한대를 향해 가장 가까운 정수로 반올림한다.

이단 스위핑은 단계(1003)에서 시작하는데, 순간 주파수 오프셋

은 수신된 심볼 x_k에

를 곱함으로써 PLL 스위핑 전에 제거되는데,

이는 새로운 x_k가 된다. 예시적인 실시예에서, NCO(907)에서의 레지스터는

로 프로그램된다.

도 11은 도 10의 이단 스위프 PLL 과정에서 사용되는 루프 필터의 다이어그램을 도시한다. 도 11에서 도시된 바와 같이, 루프 필터(1100)가 사용될 수 있고, 이로 인해 루프 주파수 레지스터 w(k)가 정방향 스위프 PLL에서는 0으로 초기화 되 고(단계(1005)), 역방향 스위프 PLL에서는 루프 주파수 레지스터 w(k)(1101)가 또한 0으로 초기화된다. 위상 레지스터

(1103)는 정방향 PLL의 시작에서 UW로부터의 위상 추정

으로 초기화된다. 단계(1007)에서와 같이, 전체 코드 세그먼트가 시작부터 끝까지 스위핑되어 위상 추정

을 획득한다(단계(1009)).

위상 레지스터

(1103)는 역방향 PLL의 끝에서 UW부터의 위상 추정

로 초기화된다. 그 후, 전체 코드 세그먼트는 끝으로부터 시작까지 스위핑되어, 위상 추정

을 획득한다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 정방향 및 역방향 스위프는 동시에 수행됨으로써 속도를 향상시킨다. 환언하면, 하나 이상의 PLL이 이용될 수 있다. 하나의 PLL의 경우, 정방향 및 역방향 스위프는 순차적으로 수행된다.

도 10에 도시된 바와 같이, 최종 위상 추정(final phase estimate)은 (단계(1011)마다의) 정방향 및 역방향 PLL 스위프 모두로부터의 위상 추정과 순간 주파수 추정의 조합이다.

사이클 슬립의 충격은 다음의 대안적인 프로세스에 의해 더욱 감소될 수 있다. 위상 조합 전에, 이러한 과정은 다음과 같이 모든 스위프들의 마지막에 어떠한 실질적인 위상 오류(phase error)가 존재하는지를 테스트한다. 위상 오류는 정방향 스위프의 끝에서

로 정의되는데, 이 과정에 서 다음의 언랩핑 기술이

상에 사용된다.

또한, 위상 오류

는 역방향 스위프의 끝에서 정의되는데, 이 경우 동일한 언랩핑 기술이

상에 사용된다.

또는

중의 하나이면(t_e 는 예정된 임계, 예컨대 t_e =

(8PSK에 대하여

)), 스위프는 "동기화 중"으로 표시되고, 최종 위상 추정

은 다음에 의해 결정된다.

및

이면, 세그먼트 내에 실질적인 주파수 변화가 존재할 가능성이 매우 높고, 이처럼 특별한 경우를 처리하기 위하여 다음의 단계가 수행된다. 우선, 실질적인 주파수 변화가 발생하는 경우, m_c는 다음과 같이 추정된다.

다음으로, 정방향 PLL 스위프는

이고

인 채로 m_c로부터 초기화되고, 정방향 PLL 스위프는 m_c부터

까지 수행되며, 그로 인해 해당 부분에 대한 새로운

을 획득한다. 또한, 역방향 PLL 스위프는

이고

인 채로 m_c로부터 초기화되고, 정방향 PLL 스위프는 m_c부터 0까지 수행된다. 해당 부분에 대하여 새로운

이 획득된다.

최종 위상 추정

은 다음에 의해 정해진다.

위의 이단 스위프 PLL 배열 하에서, 위상 추정은 과거 및 미래 샘플 모두에 기초한다. 정방향 및 역방향 스위프 모두로부터의 위상 추정은 상관되어 있지만, 이 과정동안 초래된 잡음은 그렇지 않다. 따라서, 이 과정은 위상 오류 분산을 절반(즉, 3dB)으로 감소시킬 수 있다.

또한, 이 과정은 양호한 위상 추적 결과를 산출한다. DVB-S 위상 잡음 마스크를 갖는 8PSK 변조에 대한 RMS 위상 오류는 전통적인 정방향 스위핑 PLL에 의해 획득되는 4.5 정도(degree)의 RMS 위상 오류에 비하여 (6.6dB에서) 3.2 정도(degree)이다. 세그먼트별 위상 추적, 순간 주파수 추정 및 제거, 그리고 이단 스위프 위상 추정과 지능적인 위상 조합은 사이클 슬립이 발생하는 것을 효과적 으로 억제한다.

더욱이, 전체 코드 세그먼트가 수신된 후(16 슬롯)에 루프는 위상 추적을 즉시 시작할 수 있다. 또한, 예시적인 실시예에 따르면, PLL은 16 슬롯 I 및 Q 샘플과 1440 위상 샘플(각각의 절반은 하나의 스위프에 할당됨)을 버퍼링하는데 적은 저장 용량만을 요구한다. PLL은 순간 주파수 추정으로 인해 (3x10^-4까지의) 주파수 잔여 오류에 강하다. 8PSK과 같은 고차 변조의 위상 추적에 있어서, 큰 주파수 오프셋은 매우 해롭다.

도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조에 대한 반송파 동기화를 보조하는 부가적인 파일롯 블록 없이 동작하는 반송파 동기화 모듈의 다이어그램이다. 파일롯 없는 모드(pilotless mode)를 위한 반송파 동기화 과정은 도 7에 관하여 설명된 바와 같이, 파일롯 모드에서 사용되는 것과 유사하다. 반송파 동기화 모듈(302)은 트레이닝을 위한 1 슬롯 프래앰블만을 사용하여 동작한다. 즉, UW들이 사용되지 않는다. 파일롯 없는 모드에서의 주파수 획득은 피드 포워드 주파수 추정기에 의한 개략 주파수 추정(coarse frequency estimate)과 획득 모드에서 동작하는 이단 스위프 PLL에 의한 미세 주파수 추정(fine frequency estimate)을 포함하는 2단 과정이다.

반송파 동기화 모듈(302)은 이단 스위프 PLL에 기초하여 추적 모드에서 위상 회복(phase recovery)을 제공한다. 프리앰블 위상 추정기(1201)는 정합 필터(1203)로부터 출력된 프리앰블을 수신한다. 프리앰블 위상 추정기(1201)는 새 로운 프리앰블의 위치를 결정하는 프레임 동기화 FSM(Finite State machine)에 기초하여 프리앰블의 위상 추정을 출력하고, 그것을 (파일롯 모드에서 사용되는 것과 유사한) 이단 스위프 PLL(1207)로 공급한다. 또한, 이단 스위프 PLL(1207)은 수신 신호로부터 추출된 무작위 데이터를 입력으로서 수신한다. 이단 스위프 PLL(1207)에 의해 생성된 위상 추정은 주파수 추정기(1209)로 입력되고, 궁극적으로 이단 스위프 PLL(1207)에 의해 생성된 위상 추정은 디맵퍼(305)로의 위상 추정에 기초하여 정합 필터(1203)로부터의 신호를 순환시키는 믹서(1206)로 제공된다. 예컨대, 도 11에서 도시된 것과 마찬가지로 주파수 추정기(1209)는 루프 필터(1211)로 주파수 추정을 출력하는데, 루프 필터(1211)는 주파수 오프셋을 추적하고 수치 제어 발진기(NCO)(1213)로 그 결과적인 신호를 공급한다. NCO(1213)는 루프 필터(1211)로부터의 주파수 추정에 따라 수신된 신호를 광대역 믹서(1215)로 순환시킨다.

반송파 동기화 모듈(302)은 유익하게도 매우 낮은 SNR(예컨대 1dB)에서 높은 성능을 제공하는데, 이는 트레이닝 심볼의 사용을 최소화한다. 반송파 동기화 모듈(302)은 (예컨대, 50ms 이내의)고속 반송파 주파수 및 위상 획득을 지원한다.

본 발명의 일 실시예에서, 반송파 주파수 획득 과정은 개략 주파수 추정 과정 및 미세 조정 과정의 2 단계를 포함한다. 개략 주파수 추정 과정은 8PSK(도 5)에서 사용되는 것과 유사하다. 파일롯 없는 모드와의 차이점은 자기 상관의 계산에 오직 90개의 심볼로 된 프리앰블만이 사용된다는 점이다. 자기 상관은 하나의 LDPC 프레임 내에서 계산된다.

이 경우 f는 프레임 인덱스, k는 심볼 인덱스, p_s는 프리앰블 내에서의 알려진 데이터 심볼이고, n은 90이다. 그 후, 자기 상관은 최종 주파수 추정을 결정하기 위하여 여러 LDPC 프레임에 기초하여 누적된다.

도 13은 도 12의 반송파 동기화 모듈에서 사용되는 주파수 획득 과정의 미세 조정 서브 프로세스(fine-tune sub-process)의 흐름도이다. 개략 주파수 추정이 종료한 후에, 반송파 동기화 모듈(302)에 의해 수행되는 주파수 획득 과정은 미세 조정 단계로 진입한다. 미세 조정 과정은 LDPC 프레임마다 한번씩 수행되는 주파수 오류 추정을 갖는 주파수 추적 루프에 기초하고, 획득 모드에서 동작하는 이단 스위프 PLL(1207)의 위상 추적 결과 및 프리앰블로부터의 위상 추정에 기초한다. 이러한 모드에서, PLL은 더 큰 루프 대역폭(예컨대,

) 및 더 작은 감쇄 지수(damping factor)(예컨대, 1.1)를 갖는다.

미세 조정 과정은 이단 스위프 PLL(1207)에 기초한다(도 12). 이러한 과정은 LDPC 프레임마다 한 번씩 주파수 에러를 추정하고, 광대역 믹서(1215)에 연결된 NCO(1213)을 업데이트한다. 우선,

(N_s는 LDPC 프레임의 길이, 예컨대 QPSK에 대하여 32400)가 하나의 LDPC 프레임에 대한 위상 추적 결과로 정의된다.

단계(1301)마다, 미세 조정 과정의 시작은 프레임 카운터 Nf를 0으로 초기화한다. 본 예에서, 이러한 과정은 8번 반복된다(즉, Nf = 8). 단계(1303)에서, 새로운 LDPC 프레임은 PLL로 처리되는데, 이는 프리앰블에 기초한 위상 추정으로 초기화되고, 이단 스위프 PLL의 동작은 이하에서 보다 자세히 설명된다. 다음으로, 전반향 스위프 또는 역방향 스위프가 동기화 상태인지 결정된다(단계(1305)). 정방향 스위프 또는 역방향 스위프 중의 하나가(또는 모두가) 동기화 상태이면, 단계(1307)마다, 주파수 오류 추정은 다음에 의해 결정된다.

이 경우,

은 이단 스위프 PLL(1207)에 의해 생성된 최종 위상 추정이고, 그 후 NCO 의 주파수는 다음에 의해 업데이트된다.

이 경우,

는 루프 필터(1211) 파라미터(예컨대, 0.5)이다.

스위프가 동기화 상태에 있지 않으면, 단계(1309)마다, 미세 조정 동작에서 LDPC 프레임을 건너뛴다. (단계(1311 및 1313)에서 구현된 바와 같이) 일정한 수의 주파수 미세 조정이 발생하면, 도 14에서 설명하는 바와 같이, 단계(1315)마다 루프는 추적 단계에 진입한다.

도 14는 도 12의 반송파 동기화 모듈에서 사용되는 주파수 추적 과정의 흐름도이다. 반송파 주파수 추적 과정은 주파수 획득 단계에서의 미세 조정과 유사하 다. 추적 과정은 이단 스위프 PLL로부터의 위상 추적 결과에 기초하여 LDPC 프레임마다 한번씩 주파수 오류를 추정하고, 그에 따라 NCO(1213)을 업데이트한다. 이러한 과정은 오직 PLL(1107)이 동기화 상태에 있는 경우에만 이를 수행한다. 미세 조정 과정과 이러한 주파수 추적 과정의 유일한 차이는 이단 스위프가 훨씬 좁은 루프 대역폭(예컨대,

) 및 더 큰 감쇄 지수(예컨대, 2)를 가지고 동작한다는 점이다.

LDPC 프레임의 끝에서, 단계(1401 및 1403) 마다 추적 과정은 정방향 스위프 또는 역방향 스위프가 동기화 상태에 있는지를 결정한다. 스위프들이 동기화 상태에 있으면, 단계(1405)마다 주파수 오류 추정이 다음과 같이 계산된다.

그리고, NCO(1213)에서의 주파수는

에 의해 업데이트된다. 정방향 스위프 및 역방향 스위프가 동기화 상태에 있지 않으면, 단계(1407)마다 LDPC 프레임을 건너뛴다.

도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른, 이단 스위프 PLL 과정의 위상 조합 단계의 흐름도이다. 파일롯 없는 모드에서, 반송파 위상 추정 과정은 낮은 SNR에 적합한 ML 위상 탐지기를 갖는 이단 스위프 PLL 아키텍쳐에 기초한다. 이러한 과정은 프레임 기반으로 프레임 상에서 반송파 위상을 추적한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 두 LDPC 프레임들 간의 위상 추적 동작은 독립적이다. 추적 과정은 PLL에서 위상 콤포넌트를 초기화하기 위하여 현재 프레임의 프리앰블 및 다음 프레임의 프리앰블로부터의 위상 추정들을 사용한다. 또한, 이러한 위상 추정들은 사이클 슬립이 발생했는지를 결정하기 위한 위상 기준을 제공한다. 새로운 PLL은 정방향 및 역방향 모두로부터의 데이터의 세그먼트를 스위핑함으로써 과거 및 미래 샘플 모두에 기초하여 반송파 위상을 추정한다. 사이클 슬립을 억제하기 위하여, 도 14에 도시된 바와 같이, 새로운 PLL은 양 방향으로부터의 위상 추정을 최종 위상 추정으로서 지능적으로 조합한다.

이단 스위프 PLL에서 사용된 (도 9의) ML 위상 탐지기(911)는 최대 가능성 규칙으로부터 파생된다. 위상 탐지기는 각각의 수신된 심볼x_k 상에서 다음과 같이 위상

을 추정한다.

이 경우,

는 전송된 데이터 심볼

의 소프트 추정이다. 즉,

M : 변조의 차원, QPSK에 대해서는 4, 8PSK에 대해서는 8;

: 집합점;

: AWGN 분산; 및

* 문자 : 공액 복소수 동작이다.

위상 탐지기의 SNR은 다음과 같이 정의된다.

이 경우, A는 위상 탐지기의 이득,

는 추정 분산이다. 1dB에서 QPSK 변조에 대한 ML 위상 탐지기의 SNR은 -4.1dB인데, 이는 전형적인 결정 지향 위상 탐지기에 비하여 1.5dB가 향상된 것이다.

도 10에 관하여 기술된 파일롯 모드 동작에 있어서와 마찬가지로, 하나의 LDPC 프레임 내의 이단 스위프 PLL(1207)의 동작은 세 단계를 갖는다. 초기화 단계동안 위상 추정은 현재 프레임의 시작 및 끝에서 프리앰블로부터 얻어진다.

이 경우, x_k는 수신된 심볼, p_k는 알려진 파일롯 패턴, N_u는 프리앰블의 길이(예컨대, 90)이다. LDPC 프레임은 상대적으로 길기 때문에(예컨대, 32400), 프리앰블로부터의 위상 추정에 기초하여 순간 주파수를 추정하는 것은 어렵다. 그러나. QPSK와 같은 저차 변조(low order modulation)를 위한 PLL은 8PSK와 같은 고차 변보에서보다 위상 잡음 및 주파수 오류에 대해 더욱 강하다.

이단 스위핑 단계에서, 위상 레지스터

(1103)(도 10)은 정방향 PLL 내의 시작에서 프리앰블로부터의 위상 추정

으로 초기화된다. 그 후, 전체 프레 임은 시작부터 끝까지 스위핑되어 위상 추정

을 산출한다. 역방향 PLL에서, 위상 레지스터

(1103)은 역방향 PLL 내의 끝에서 프리앰블로부터의 위상 추정

로 초기화되는데, 이러한 프로세스는 위상 추정

을 얻기 위하여 끝부터 시작까지 전체 프레임을 스위핑한다. 루프 주파수 레지스터

는 양 방향들에 대하여 0으로 초기화된다. 정방향 및 역방향 스위프는 동시에 수행될 수 있다.

그 후에, 단계(1501)마다 위상 조합 단계가 시작된다. 최종 위상 추정은 정방향 및 역방향 스위핑 모두로부터의 위상 추정의 조합이다. 단계(1503)에서, 이러한 과정은 정방향 스위프가 동기화 상태에 있는지를 결정하고, 그렇다면, 단계(1505)마다 역방향 스위프가 동기화 상태에 있는지를 결정한다. 정방향 및 역방향 스위프 모두가 동기화 상태에 있다면, 최종 위상 추정

은 다음에 의해 정해진다.

반면, 오직 정방향 스위프만이 동기화 상태에 있으면, 단계(1509)에서와 같이

이 계산된다. 그러나, (단계(1511)에서 결정된 바와 같이) 오직 역방향 스위프만이 동기화 상태에 있으면,

이 계산된다(단계(1513)).

어떤 스위프도 동기화 상태에 있지 않으면, 단계(1515)에서와 같이

이다.

파일롯 모드에서와 같이, 위상 조합 전에, 이러한 과정은 다음과 같이 양 스위프들의 끝에서 임의의 실질적인 위상 오류가 존재하는지 테스트한다. 위상 오류는 정방향 스위프의 끝에서

로 정의되고, 다음의 언랩핑 기술(즉,

)이

상에 사용된다.

(t_e는 소정의 임계, 예컨대

(QPSK에 대하여

))이면, 정방향 스위프가 동기화 상태에 있음을 선언한다. 또한, 정방향 스위프의 끝에서 다음의 위상 오류

가 정의된다. 동일한 언랩핑 기술이

상에 사용될 수 있다.

이면, 역방향 스위프는 동기화 상태에 있는 것으로 간주된다.

QPSK 또는 8PSK 변조를 사용하여 동작하더라도 이상의 동기화 위상 추적 과정은 훌륭한 성능 특징을 보여주는데, 이로 인해 예컨대 이단 스위프 루프는 열 잡음 및 위상 잡음에 강인하다. 또한, RSM 위상 추정 오류는 낮다(예컨대, 1dB에서 DVB-S 위상 잡음 마스크를 갖는 QPSK 변조에 대해 단지 3.3 정도).

도 16은 본 발명에 따른 실시예가 구현될 수 있는 컴퓨터 시스템을 도시한 다. 컴퓨터 시스템(1600)은 정보를 통신하기 위한 다른 통신 메카니즘 또는 버스(1601), 및 정보를 처리하기 위한 버스(1601)에 연결된 프로세서(1603)를 포함한다. 또한 컴퓨터 시스템(1600)은 프로세서(1603)에 의해 실행될 명령어들 및 정보를 저장하기 위해 버스(1601)에 연결된, RAM 또는 다른 동적 저장 장치와 같은 메인 메모리(1605)를 포함한다. 또한, 메인 메모리(1605)는 프로세서(1603)에 의해 실행될 명령어들의 실행동안 임시 변수 또는 다른 중간 정보(intermediate information)를 저장하기 위하여 사용될 수 있다. 더욱이, 컴퓨터 시스템(1600)은 프로세서(1603)를 위한 명령어들 및 정적 정보(static information)를 저장하기 위해 버스(1601)에 연결된 다른 정적 저장 장치 또는 ROM(1607)을 포함한다. 자기 디스크 또는 광 디스크와 같은 저장 장치(1609)는 정보 및 명령어들을 저장하기 위하여 버스(1601)에 부가적으로 연결된다.

컴퓨터 시스템(1600)은 컴퓨터 사용자에게 정보를 디스플레이하기 위하여 CRT(Cathod Ray Tube), LCD(Liquid Crystal Display), 능동 매트릭스형 디스플레이(active matrix display) 또는 플라즈마 디스플레이와 같은 디스플레이(1611)로 버스(1601)를 통해 연결될 수 있다. 문자숫자(alphanumeric) 및 다른 키들을 포함하는 키보드와 같은 입력 장치(1613)는 프로세서(1603)와 정보를 통신하고, 선택을 명령하기 위하여 버스(1601)에 연결된다. 사용자 입력 장치의 다른 유형은 프로세서(1603)로의 방향 정보 통신 및 선택의 명령과, 디스플레이(1611) 상에서의 커서 동작 제어를 위한 마우스, 트랙볼 또는 커서 방향 키(cursor direction key)와 같은 커서 컨트롤(1615)이다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 메인 메모리(1605)에 포함된 명령어들의 배열을 실행하는 프로세서(1603)에 응답하여 다양한 반송파 동기화 프로세스들이 컴퓨터 시스템(1600)에 의해 제공될 수 있다. 이러한 명령어들은 저장 장치(1609)와 같은 다른 컴퓨터 판독 가능 기록 매체로부터 메인 메모리(1605)로 판독될 수 있다. 메인 메모리에 포함된 명령어들의 배열의 실행은 프로세서(1603)가 본 명세서에서 기술된 프로세스 단계들을 수행하도록 한다. 또한, 메인 메모리(1605) 내에 포함된 명령어들을 실행하기 위하여 멀티 프로세싱 배열 내의 하나 이상의 프로세서를 사용할 수 있다. 대안적인 실시예에서, 본 발명의 실시예를 구현하기 위하여 소프트웨어 명령어들의 위치에 또는 이와 조합하여 하드 와이어드 모듈(hard wired module)을 사용할 수 있다. 그러므로, 본 발명의 실시예는 임의의 특정한 하드웨어 모듈 및 소프트웨어 모듈의 조합에 제한되지 않는다.

또한, 컴퓨터 시스템(1600)은 버스(1601)에 연결된 통신 인터페이스(1607)를 포함한다. 통신 인터페이스(1607)는 로컬 네트워크(1621)에 연결된 네트워크 링크(1619)에 양방향 데이터 통신 연결(two-way data communication coupling)을 제공한다. 예컨대, 통신 인터페이스(1617)는 DSL(Digital Subscriber Line) 카드 또는 모뎀, ISDN(Integrated Services Digital Network) 카드, 케이블 모뎀, 또는 대응되는 타입의 전화선으로의 데이터 통신 연결을 제공하기 위한 전화 모뎀이 될 수 있다. 다른 예로서, 통신 인터페이스(1617)는 호환형 LAN(compatible LAN)으로의 데이터 통신 접속을 제공하기 위한 (예컨대 Ethernet™ 또는 ATM(Asynchronous Transfer Model) 네트워크를 위한) LAN 카드가 될 수 있다. 또한, 무선 링크가 구 현될 수 있다. 임의의 이러한 구현에서, 통신 인터페이스(1617)는 다양한 유형의 정보를 나타내는 디지털 데이터 스트림을 운반하는 전기, 전자기 또는 광 신호를 송신 및 수신한다. 더욱이, 통신 인터페이스(1617)는 USB 인터페이스, PCMCIA 인터페이스 등과 같은 주변 인터페이스 장치들을 포함할 수 있다.

전형적으로, 네트워크 링크(1619)는 하나 이상의 네트워크를 통해 다른 데이터 장치들로 데이터 통신을 제공한다. 예컨대, 네트워크 링크(1619)는 로컬 네트워크(1621)를 통해 호스트 컴퓨터(1623)로 접속을 제공할 수 있는데, 호스트 컴퓨터(1623)는 네트워크(1625)(예컨대, WAN 또는 "인터넷"으로 통상적으로 지칭되는 글로벌 패킷 데이터 통신 네트워크) 또는 서비스 제공자에 의해 동작하는 데이터 장치로의 접속을 갖는다. 로컬 네트워크(1621) 및 네트워크(1625) 모두는 정보 및 명령어들을 전달하기 위하여 전기, 전자기, 또는 광 신호를 사용한다. 다양한 네트워크들을 통한 신호들 및 네트워크 링크(1619) 상에서 (컴퓨터 시스템(1600)과 디지털 데이터를 통신하는) 통신 인터페이스(1617)를 통한 신호들은 정보 및 명령어들을 운반하는 반송파의 예시적인 형태이다.

컴퓨터 시스템(1600)은 네트워크(들), 네트워크 링크(1619) 및 통신 인터페이스(1617)를 통해 메시지들을 송신하고, 프로그램 코드를 포함하는 데이터를 수신할 수 있다. 인터넷 예에서, 서버(도시되지 않음)는 네트워크(1625), 로컬 네트워크(1621) 및 통신 인터페이스(1617)를 통해 본 발명의 실시예를 구현하기 위한 애플리케이션 프로그램에 속하는 요청된 코드를 전송할 수 있다. 프로세서(1603)는 수신되는 동안 전송된 코드를 실행하고/하거나 추후의 실행을 위해 저장 장치(1609) 또는 다른 비휘발성 저장에 코드를 저장할 수 있다. 이러한 방식으로, 컴퓨터 시스템(1600)은 반송파의 형태로 애플리케이션 코드를 얻을 수 있다.

본 명세서에서 사용되는 바와 같이 "컴퓨터 판독 가능 기록 매체"라는 용어는 실행을 위해 프로세서(1603)로 명령어를 제공하는데 참여하는 임의의 매체를 의미한다. 이러한 매체는 비휘발성 매체, 휘발성 매체 및 전송 매체를 포함하는, 그러나 이에 제한되지 않는 많은 형태를 취할 수 있다. 예컨대, 비휘발성 매체는 저장 장치(1609)와 같은 광 또는 자기 디스크를 포함할 수 있다. 휘발성 매체는 메인 메모리(1605)와 같은 동적 메모리를 포함한다. 전송 매체는 버스(1601)를 구비하는 것을 특징으로 하는 선을 포함하는 동축 케이블, 동선 및 광 섬유를 포함한다. 또한, 전송 매체는 라디오 주파수(RF) 및 자외선(IR) 데이터 통신 동안 생성되는 것과 같은 음파, 광파, 또는 전자기파의 형태를 취할 수 있다. 예컨대, 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 통상적인 형태는 플로피 디스크, 플렉시블 디스크(flexible disk), 하드 디스크, 자기 테이프, 임의의 다른 자기 매체, CD-ROM, CDRW, DVD, 임의의 다른 광 매체, 펀치 카드(punch card), 종이 테이프, 광 마크 용지(optical mark sheet), 구멍 패턴 또는 다른 광학적으로 인식 가능한 표시를 갖는 임의의 다른 물리적인 매체, RAM, PROM, EPROM, FLASH-EPROM, 임의의 다른 메모리 칩 또는 카트리지, 반송파 또는 컴퓨터가 판독할 수 있는 임의의 다른 매체를 포함한다.

다양한 형태의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체가 실행을 위해 프로세서로 명령어들을 제공하는 과정에 관련될 수 있다. 예컨대, 본 발명의 적어도 일부를 실행 하기 위한 명령어들은 초기에 원격 컴퓨터의 자기 디스크 상에 수록될 수 있다. 이러한 시나리오에서, 원격 컴퓨터는 명령어들을 메인 메모리로 적재하고, 모뎀을 사용하여 전화선을 통해 명령어들을 송신한다. 로컬 컴퓨터 시스템의 모뎀은 전화선 상에서 데이터를 수신하고, 데이터를 적외선 신호로 변환하기 위하여 적외선 송신기를 사용하며 PDA 및 랩탑과 같은 휴대용 컴퓨팅 장치로 적외선 신호를 전송한다. 휴대용 컴퓨팅 장치 상의 적외선 탐지기는 적외선 신호에 의해 운반된 정보 및 명령어들을 수신하여 버스 상에 데이터를 위치시킨다. 버스는 데이터를 메인 메모리로 전달하는데, 이로부터 프로세서는 명령어들을 검색하여 실행한다. 메인 메모리에 의해 수신된 명령어들은 프로세서에 의한 실행 전 또는 후에 저장 장치에 선택적으로 저장된다.

따라서, 본 발명의 다양한 실시예들은 LDPC 코드들 및 고차 변조 스키마를 사용하는 디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 달성하기 위한 구성을 제공한다. 물리 계층 프레임은 프리앰블 및 다수의 코드 세그먼트들을 포함한다. 예시적인 실시예에서, UW는 각각의 코드 세그먼트 전에 파일롯 블록으로서 선택적으로 삽입된다. 프리앰블(및 선택적인 파일롯 블록들)은 트래이닝 블록으로 기능한다. 반송파 동기화 프로세스는 트레이닝 블록을 사용하여 반송파 주파수 및 위상을 추정하고, 각각의 새로운 세그먼트에 대한 위상 추적 루프를 재초기화한다. 주파수 획득 프로세스는 데이터 제거 지속파 신호의 자기 상관을 계산하는 과정을 포함한다. 수신된 신호의 반송파 주파수는 누적된 자기 상관 값의 언랩핑된 위상의 가중화된 합에 기초하여 추정된다. 주파수 추적에 있어서는, 추정을 생성하고, 트레이닝 블록(즉, 프리앰블 및/또는 UW)으로부터의 위상 추정에 기초하여 LDPC 프레임마다 한 번씩 반송파 주파수를 업데이트하기 위하여 피드 포워드 구조를 구현한다. 위상 추적에 대하여, 최대 가능성(ML) 위상 탐지기를 갖는 이단 스위프 PLL 아키텍쳐가 이용된다. 이단 스위프 PLL은 과거 및 미래의 샘플 모두에 기초하여 반송파 위상을 추정하기 위하여, 정방향 및 역방향 모두로부터의 데이터의 세그먼트를 스위핑함으로써 세그먼트 기반으로 세그먼트 상에서 반송파 위상을 추적한다. 세그먼트는 어떠한 파일롯 블록도 존재하지 않은 경우에는 전체 FEC 부호워드(codeword)일 수 있으며, 또는 파일롯 블록을 갖는 코드 세그먼트일 수 있다.

이상의 배치는 반송파 동기화를 위한 부가적인 오버헤드를 도입할 필요를 유익하게 감소시켜 주고, 사이클 슬립 발생률(cycle slip rate)을 상당히 감소시키며, 오류 전파 충격(error-propagating impact)을 제한한다. 또한, 기술된 배치는 낮은 SNR 환경에서 잘 동작하여, 열 잡음 및 위상 잡음에 뛰어난 내성(immunity)를 제공한다. 부가적으로, 주파수 추정 과정은 큰 주파수 획득 범위 및 짧은 획득 시간을 제공한다. 따라서, 이상의 접근은 빠르고 효율적인 반송파 동기화를 유익하게 제공한다.

본 발명은 다수의 실시예 및 구현들과 연관하여 기술되었지만, 본 발명은 이에 제한되지 않고, 첨부된 청구항의 조항에 속하는 다양하고 명백한 변경 및 동등한 배치를 포함한다.

Claims

디지털 방송 및 대화식 시스템(interactive system)에서 반송파 동기화(carrier synchronization)를 제공하는 방법에 있어서,

반송파 신호에 따라 전송된 프레임을 수신하는 단계 - 상기 프레임은 복수의 오버헤드 필드들(overhead fields)에 의해 구분되는 하나 이상의 세그먼트를 포함하고, 상기 오버헤드 필드들은 상기 반송파 신호의 반송파 동기화를 보조하기 위하여 상기 프레임에 선택적으로 삽입되는 파일롯 블록(pilot block)을 포함함 -;

상기 오버헤드 필드들에 기초하여 상기 반송파 신호와 연관된 위상 추정값들(estimated phase values)을 생성하는 단계;

상기 위상 추정값들 및 상기 반송파 신호의 과거 샘플(past sample)들과 상기 반송파 신호의 미래 샘플(future sample)들에 기초하여, 상기 세그먼트 내의 무작위 데이터 필드(random data field)와 연관된 상기 반송파 신호의 위상을 추정하는 단계; 및

상기 오버헤드 필드들 또는 상기 무작위 데이터 필드에 기초하여, 상기 반송파 신호의 주파수를 추정하는 단계

를 포함하며, 상기 추정 단계들은 세그먼트 기반으로 세그먼트 상에서 상기 프레임에대해 수행되는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서, 상기 파일롯 블록은 상기 무작위 데이터 필드와 무관한 반 송파 동기화 방법.
제2항에 있어서, 상기 파일롯 블록은 소정의 시퀀스에 따라 스크램블된 지속파(Continuous Wave; CW) 신호에 기초한 패턴을 보이는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서, 상기 파일롯 블록은 36 개 심볼의 길이를 갖고, 상기 세그먼트는 1440 개 심볼의 길이를 갖는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서,

상기 오버헤드 필드들 중의 하나가 프리앰블을 포함하고,

상기 파일롯 블록은,

파일롯 삽입 위치가 상기 프리앰블의 위치와 일치하는지 결정하는 단계; 및

상기 위치가 상기 프리앰블을 위하여 지정되어 있지 않다면 상기 파일롯 블록을 삽입하는 단계

를 수행하고, 상기 전송된 프레임을 송신하도록 구성된 송신기에서 상기 파일롯 블록이 삽입되는 반송파 동기화 방법.
제5항에 있어서,

상기 세그먼트 길이에 대응하는 소정의 수의 심볼들을 대기하는 단계

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서, 상기 무작위 데이터 필드는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 8PSK, 16APSK(Amplitude Phase Shift Keying), 32APSK 및 고차 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 중의 하나를 포함하는 변조 스키마(modulation schema)에 의해 특정된 심볼들을 갖는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서, 상기 프레임은 위성 통신 채널을 통해 전송되는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서, 상기 세그먼트는 LDPC(Low Density Parity Check) 코딩에 따라 인코딩된 정보를 포함하는 반송파 동기화 방법.
제9항에 있어서, 상기 수신 신호는 연속 모드 전송(continuous mode transmission) 방식으로 전송되는 반송파 동기화 방법.
제9항에 있어서, 상기 오버헤드 필드는 프리앰블을 포함하고, 상기 프리앰블 및 상기 파일롯 블록은 상이한 변조 스키마에 따라 변조되는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서, 상기 오버헤드 필드들은 프리앰브들을 포함하고, 상기 방법은

상기 오버헤드 필드들에 대응되는 수신된 신호들로부터의 지속파(continuous wave; CW) 신호를 획득하는 단계;

상기 CW 신호와 연관된 복수의 자기 상관 값들(autocorrelation values)을 계산하는 단계;

상기 세그먼트들에 대하여 상기 자기 상관 값들을 누적하는 단계; 및

상기 누적된 자기 상관 값들의 언랩핑된 위상(unwrapped phase)의 가중화된 합(weighted sum)에 기초하여 상기 반송파 신호의 상기 주파수를 출력하는 단계

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
제12항에 있어서, 상기 CW 신호는

에 따라 - x_k는 상기 오버헤드 필드에 대응되는 상기 수신된 신호, p_k는 상기 오버헤드 필드에서 상기 신호와 관련된 알려진 패턴, *는 공액 복소수 연산 - 상기 수신 신호로부터 획득되는 반송파 동기화 방법.
제12항에 있어서, 상기 자기 상관 값들은 복수의 프레임들의 상기 오버헤드 필드들에 기초하고, 프레임마다

에 따라 획득되며 - f는 프레임 인덱스, s는 오버헤드 필드 인덱스, N_p는 한 프레임 내의 오버헤드 필드들의 수, k는 상기 심볼 인덱스, x_k는 상기 수신 신호, p_s는 알려진 트레이닝 심볼-

상기 계산된 자기 상관 값들은

에 따라 상기 복수의 프레임들에 대하여 누적되는 반송파 동기화 방법.
제14항에 있어서,

상기 주파수는

에 따라 출력되고 - T_s는 심볼 주기 -,

인 반송파 동기화 방법.
제12항에 있어서,

상기 프레임 내의 상기 오버헤드 필드들 각각의 반송파 위상 값을 추정하는 단계; 및

상기 언랩핑된 반송파 위상 추정값들의 가중화된 합에 기초하여 상기 주파수를 계산하는 단계

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
제16항에 있어서, 상기 오버헤드 필드의 상기 반송파 위상 추정값은

에 기초하는 - x_k는 상기 오버헤드 필드와 연관된 수신된 심볼, p_k는 상기 오버헤드 필드 내의 알려진 패턴, N_u는 상기 오버헤드 필드의 길이 - 반송파 동기화 방법.
제17항에 있어서, 상기 주파수는

와 같이 - M은 한 프레임 내의 오버헤드 필드들의 수 - 프레임마다 한 번씩 추정되는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서,

하나 이상의 프레임에 대하여 상기 오버헤드 필드들에 기초한 개략 주파수 추정값(coarse frequency estimate)을 획득하는 단계;

수신 신호들의 주파수 오프셋(offset)을 보정하기 위하여 전단 믹서(front end mixer)에 상기 개략 주파수 추정값을 인가하는 단계; 및

프레임마다 한 번씩, 상기 오버헤드 필드들 및 상기 무작위 데이터 필드 중의 하나로부터 획득된 주파수 추정값을 사용하여 잔여 주파수(residue frequency)를 추적하는 단계

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서,

상기 오버헤드 필드는 상기 각각의 세그먼트들에 대응되는 파일롯 블록들 및 프리앰블들을 포함하고,

상기 세그먼트의 각각에 대하여, 상기 오버헤드 필드들의 상기 반송파 위상 추정값들은 상기 세그먼트의 시작 및 끝에 대응되는 방법에 있어서,

상기 방법은

상기 오버헤드 필드들에 기초한 상기 반송파 위상 추정값들로부터 순간 반송파 주파수(instantaneous carrier frequency)를 추정하는 단계;

상기 세그먼트들의 각각에 대하여, 상기 세그먼트 선단의 상기 오버헤드 필드들로부터 얻어진 상기 반송파 위상 추정값으로 초기화된 PLL(phase lock loop)을 사용하여 상기 세그먼트의 상기 무작위 데이터 필드에 대하여 정방향 위상 스위프(forward phase sweep)를 수행하는 단계;

상기 세그먼트들의 각각에 대하여, 상기 세그먼트 말단의 상기 오버헤드 필드들로부터 얻어진 상기 반송파 위상 추정값 및 상기 순간 반송파 주파수로 초기화된 PLL을 사용하여 상기 세그먼트의 상기 무작위 데이터 필드에 대하여 역방향 스위프(reverse sweep)를 수행하는 단계 - 상기 순간 반송파 주파수는 상기 정방향 스위프 및 상기 역방향 스위프 전에 제거됨 -;

상기 정방향 스위프 또는 상기 역방향 스위프가 동기화되어 있는지를 결정하는 단계; 및

상기 순간 반송파 주파수 값, 상기 정방향 스위프 위상 추정값들 및 상기 역방향 스위프 위상 추정값들을 조합함으로써 상기 무작위 데이터 필드에 대하여 최종 반송파 위상 추정값들을 계산하는 단계

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
제20항에 이어서, 상기 오버헤드 필드들의 상기 반송파 위상 추정값들은

에 기초하고 - x_k는 상기 오버헤드 필드와 관련하여 수신된 심볼, p_k는 상기 오버헤드 필드 내에서 알려진 패턴, N_u는 상기 오버헤드 필드의 길이 -,

상기 순간 주파수 추정값은

에 따라 결정되며 -
및
는 상기 해당하는 세그먼트의 선단 및 말단 각각에서의 상기 오버헤드 필드들로부터의 위상 추정값, N_u는 상기 프레임 내에서의 상기 세그먼트의 길이 -,

은 상기 순간 주파수 추정 전에 우선

로 주어지는 위상 언랩핑 동작 - floor(x)는 x를 음수 무한대의 가장 가까운 정수로 반올림 - 을 거치는 반송파 동기화 방법.
제21항에 있어서, 상기 최종 위상 추정값들
은

에 따라 계산 -
및
은 각각 상기 정방향 스위프 위상 추정값들 및 상기 역방향 스위프 위상 추정값들 -되는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서,

상기 오버헤드 필드들은 프리앰블들을 포함하고 상기 파일롯 블록들을 포함하지 않으며,

상기 방법은

상기 세그먼트의 선단 및 말단과 연관된 상기 프리앰블들의 상기 반송파 위상 값들을 추정하는 단계 - 상기 말단에서의 상기 프리앰블은 다음 프레임에 대응됨 -;

상기 프레임의 상기 선단의 상기 프리앰블로부터 얻어진 상기 반송파 위상 추정값으로 초기화된 PLL을 사용하여 상기 프레임의 상기 무작위 데이터 필드에 대해 정방향 위상 스위프를 수행하는 단계;

상기 다음 프레임의 상기 선단의 상기 프리앰블로부터 얻어진 상기 반송파 위상 추정값으로 초기화된 PLL을 사용하여 상기 프레임의 상기 무작위 데이터 필드에 대해 역방향 위상 스위프를 수행하는 단계;

상기 정방향 스위프 또는 상기 역방향 스위프가 동기되어 있는지 결정하는 단계; 및

상기 결정단계에 응답하여, 상기 정방향 스위프 위상 추정값들 및 상기 역방향 스위프 위상 추정값들을 조합함으로써 최종 반송파 위상 추정값을 계산하는 단계

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
제23항에 있어서,

상기 PLL은 최대 가능성(Maximum Likelihood; ML) 규칙에 기초하는 위상 탐지기(phase detector)를 포함하고,

상기 위상 추정값은

에 따라 - x_k는 수신된 심볼,
는 상기 전송된 데이터 심볼 d_k의 소프트 추정값(soft estimate)이고,

M은 변조의 차원,
은 집합점(constellation point),
은 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 분산, *은 공액 복소수 연산임 - 계산되는 반송파 동기화 방법.
제23항에 있어서,

상기 정방향 스위프 및 상기 역방향 스위프가 동기되어 있지 않은지를 결정하는 단계; 및

상기 정방향 스위프 또는 상기 역방향 스위프가 동기되어 있다면, 상기 프레임의 상기 선단 및 상기 말단에서의 상기 최종 위상 추정값들의 차이로부터 반송파 주파수 오프셋 값을 계산하는 단계

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
제25항에 있어서, 상기 주파수 추정값은

에 의해 결정 -
은 상기 주파수 추정값,
은 상기 무작위 데이터 필드에 대한 상기 최종 위상 추정값, N_s는 상기 세그먼트의 길이, T_s는 상기 심볼 주기 - 되는 반송파 동기화 방법.
제25항에 있어서,

스위프의 종료시 상기 PLL로부터 획득된 상기 위상 추정값과 상기 세그먼트의 상기 말단에 인접한 상기 오버헤드 필드로부터 획득된 상기 위상 추정값 사이의 차이를 계산함으로써 하나의 스위프의 종료시에 위상 오류(phase error)를 계산하는 단계;

상기 위상 오류를 언랩핑하는 단계;

상기 언랩핑된 위상 오류를 임계값(threshold)과 비교하는 단계; 및

상기 언랩핑된 위상 오류가 상기 임계값보다 적으면, 상기 위상 스위프가 동기 상태에 있는 것으로 결정하는 단계

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
제1항에 있어서,

반송파 동기화를 달성한 후에, BPSK, QPSK, 8PSK, 16APSK, 32APSK 및 고차 QAM 중의 하나에 따라 상기 수신 신호를 복조하는 단계

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
제28항에 있어서,

LDPC 디코딩 프로세스에 따라 상기 복조된 신호를 디코딩하는 단계

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 제공하기 위한 명령어 - 상기 명령어는 실행 시에 하나 이상의 프로세서가 제1항의 상기 방법을 수행하도록 배열됨 - 를 수록하는 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
위성 네트워크를 통한 디지털 방송 및 대화식 서비스들에서 반송파 동기화를 제공하기 위한 방법에 있어서,

위성 통신 채널을 통해 프레임을 수신하는 단계 - 상기 프레임은 대응되는 고유 워드들(unique words)을 트레이닝 심볼들(training symbols)로서 갖는 복수의 코드 세그먼트들 및 프리앰블을 포함함 -;

상기 프리앰블, 상기 고유 워드들 및 상기 프리앰블과 상기 고유 워드들의 조합 중 하나에 기초하여 상기 프레임에 대응되는 위상 정보를 추정하는 단계; 및

상기 추정된 위상에 기초하여 상기 프레임에 대응되는 주파수 정보를 추정하는 단계

를 포함하는 반송파 동기화 방법.
제31항에 있어서, 상기 프레임은 LDPC 코드화된 프레임인 반송파 동기화 방법.
제32항에 있어서, 상기 추정된 위상 정보는

에 따라 결정 - x_k는 상기 프레임과 연관된 수신 신호, p_k는 상기 고유 워드의 알려진 패턴, N_u는 상기 고유 워드의 길이 - 되는 반송파 동기화 방법.
제33항에 있어서, 상기 추정된 주파수 정보는

에 따라 결정 - N_s는 상기 코드 세그먼트의 길이, L은 코드 세그먼트들의 수에 기초함 - 되는 반송파 동기화 방법.
제33항에 있어서, 상기 추정된 위상 정보는

에 따라 결정 - x_k는 상기 프레임과 연관되어 수신된 심볼, p_k는 상기 프리앰블의 알려진 패턴, N_u는 상기 프리앰블의 길이 - 되는 반송파 동기화 방법.
제35항에 있어서,

으로 이단 스위프 PLL을 초기화하는 단계; 및

에 따라 최종 위상 추정값
을 출력하는 단계 -
및
은 각각 정방향 스위프 위상 추정값들 및 역방향 스위프 위상 추정값들 -.

를 더 포함하는 반송파 동기화 방법.
위성 네트워크를 통한 디지털 방송 및 대화식 서비스들에서 지원하여 반송파 동기화를 제공하기 위한 명령어 - 상기 명령어는 실행 시에 하나 이상의 프로세서가 제31항의 상기 방법을 수행하도록 배열됨 - 를 수록하는 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 지원하는 방법에 있어서,

삽입점(insertion point)이 프레임의 프리앰블 필드의 위치와 일치하는지 결정하는 단계 - 상기 삽입점은 상기 프레임의 심볼들의 소정의 개수에 기초함 -; 및

상기 프레임의 위치가 상기 프리앰블 필드와 일치하지 않으면, 반송파 동기화를 보조하기 위하여 상기 삽입점에 파일롯 블록을 삽입하는 단계

를 포함하는 반송파 동기화 지원 방법.
제38항에 있어서, 상기 프레임은 LDPC 코딩에 따라서 인코딩되는 반송파 동기화 지원 방법.
제39항에 있어서, 상기 프레임은 위성 통신 채널을 통해서 브로드캐스팅되는 반송파 동기화 지원 방법.
제40항에 있어서, 상기 프레임은 DVB(Digital Video Broadcast) 표준에 따른 구조를 갖는 반송파 동기화 지원 방법.
디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 지원하기 위한 명령어 - 상기 명령어는 실행 시에 하나 이상의 프로세서가 제38항의 상기 방법을 수행하도록 배열됨 - 를 수록하는 컴퓨터 판독 가능 기록 매체.
디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 지원하기 위한 송신기(transmitter)에 있어서,

상기 삽입점이 프레임의 프리앰블 필드의 위치와 일치하는지 결정하는 수단 - 상기 삽입점은 상기 프레임의 심볼들의 소정의 개수에 기초함 -; 및

상기 프레임의 위치가 상기 프리앰블 필드와 일치하지 않으면, 반송파 동기화를 보조하기 위하여 상기 삽입점에 파일롯 블록을 삽입하는 수단

을 포함하는 송신기.
제43항에 있어서, 상기 프레임은 LDPC 코딩에 따라서 인코딩되는 송신기.
제44항에 있어서, 상기 프레임은 위성 통신 채널을 통해서 브로드캐스팅되는 송신기.
제45항에 있어서, 상기 프레임은 DVB 표준에 따른 구조를 갖는 송신기.
디지털 방송 및 대화식 시스템에서 반송파 동기화를 지원하기 위한 장치에 있어서,

LDPC 인코딩된 신호를 수신하도록 구성된 믹서(mixer);

상기 신호 내에서 트레이닝 블록과 연관된 위상을 추정하도록 구성된 제1 위상 추정기;

상기 제1 위상 추정기에 연결되어 상기 위상 추정값에 기초하여 주파수 추정값을 출력하는 주파수 추정기; 및

최종 위상 추정값을 생성하도록 구성된, 상기 제1 위상 추정기에 연결된 제2 위상 추정기

를 포함하는 장치.
제47항에 있어서, 상기 트레이닝 블록은 프리앰블 및 상기 프리앰블과 복수의 삽입된 파일롯 블록들의 조합 중의 하나를 포함하는 장치.