KR20100114441A - 방송신호 송수신방법 및 방송신호 송수신장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 방송신호 송수신방법 및 방송신호 송수신장치에 관한 것으로, 본 발명에 따른 방송신호 송신방법의 일 예는, 입력되는 소스 스트림을 특정 코드를 이용하여 랜덤화하되, 상기 입력되는 소스 스트림은 복수 개의 제1 데이터와 상기 제1 데이터 사이에 위치하는 제2 데이터를 포함하고, 상기 제1 데이터는 전송 스트림 데이터를 포함하고, 상기 제2 데이터는 상기 제2 데이터의 타입을 식별하는 헤더 영역과 매 제2 데이터마다 다른 데이터가 포함된 데이터 영역을 포함하는 단계; 상기 랜덤화된 소스 스트림을 채널 코딩하여 데이터 블록들을 생성하는 단계; 상기 생성된 데이터 블록들로부터 시그널 프레임을 생성하는 단계; 및 상기 생성된 시그널 프레임을 전송하는 단계를 포함한다.

따라서, 본 발명에 따르면, 관련 규격의 랜덤화 알고리즘(randomization algorithm)을 유지하면서 전송 신호의 랜덤성(randomness)을 향상시킬 수 있으며, 상기 전송 신호의 랜덤성을 향상시켜 수신단의 수신 성능을 제고할 수 있을 뿐만 아니라, 수신단에서 별다른 장치를 추가함이 없이 랜덤성이 향상된 전송 신호를 수신하여 처리하여 시스템의 효율을 높일 수 있는 효과가 있다.

DTV, 지상파, OFDM, 랜덤화, 널 패킷, PRBS

Description

방송신호 송수신방법 및 방송신호 송수신장치{A method of transmitting and receiving a broadcasting signal and an apparatus thereof}

본 발명은 방송신호 송수신방법 및 방송신호 송수신장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 방송신호 수신장치의 수신성능 제고를 위해 전송되는 방송신호의 랜덤성(randomness)를 강화하는 방송신호 송수신방법 및 방송신호 송수신장치에 관한 것이다.

중국향 지상파 디지털 텔레비전 방송을 위한 새로운 표준안이 제안하는 규격은 지상파 디지털 멀티미디어/텔레비전 방송(Terrestrial Digital Multimedia/Television Broadcasting; 이하 DMB-T)이라고 불린다. DMB-T에서는 타임 도메인 신크로너스 직교주파수다중분할방식(time domain synchronous orthogonal frequency division multiplexing (OFDM); 이하 TDS-OFDM)이라는 신호 변조 기법(modulation scheme)과 하나의 반송파에 신호를 전송하는 변조 기법이 선택적으로 사용될 수 있다.

TDS-OFDM의 송신단에서 변조된 후 전송되는 신호는 사이클릭 프리픽스 OFDM(cyclic prefix OFDM; 이하 CP-OFDM) 방식처럼 다수의 부반송파에 전송되는 신 호에 역이산푸리에변환(Inverse Discrete Fourier Transform; 이하 IDFT)가 적용된다(multi-carrier modulation).

반면 DMB-T의 전송 신호는 하나의 반송파에 신호를 실어 전송하는 변조 기법(single-carrier modulation)을 사용하여 전송될 수도 있다. 즉, DMB-T의 전송 신호는 멀티 캐리어 변조 기법으로 변조된 신호와, 싱글 캐리어 변조 기법으로 변조된 신호가 서로 다중화되어 전송될 수 있다. 하지만 다중화된 전송 신호는 훈련 신호로써, 보호구간(guard interval)에 CP 대신 의사잡음(pseudonoise; 이하 PN)이 삽입된다.

상기와 같은 방식은 방송신호 전송시 오버헤드(overhead)를 줄일 수 있고, 채널의 사용 효율을 높이며, 방송신호 수신장치의 동기부와 채널 추정부의 성능을 향상시킬 수 있다.

그러나 종래 DMB-T 방식과 관련된 규격의 랜덤화 알고리즘에 따를 경우 랜덤화 리셋 주기가 짧고 해당 주기 내에서 랜덤화된 널 패킷이 매핑시에 균일하게 분포할 확률이 낮아 랜덤성(randomness)이 떨어지는 문제점이 있다. 이러한 전송 신호의 랜덤성의 저하는 수신단의 수신 성능을 저하시키는 문제점도 있다. 또한, 전송단에서 관련 규격에 따른 랜덤화 알고리즘을 변경하는 것은 수신단에 부담이 되고, 수신단에서 전송 신호의 랜덤성 저하에 따른 보상을 위해 별도의 장치를 추가로 구비하는 것도 비용의 면, 장치의 규격 내지 크기 등 전반적인 효율성의 문제를 가져올 수 있다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 관련 규격의 랜덤화 알고리즘(randomization algorithm)을 유지하면서 랜덤성(randomness)을 향상시킬 수 있는 방송신호 송수신방법 및 방송신호 송수신장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 전송되는 방송신호의 랜덤성을 향상시켜 수신단의 수신 성능을 제고하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 수신단에서 별도의 장치를 추가함이 없이 상기 랜덤성이 향상된 전송 신호를 수신하여 처리할 수 있도록 하여 시스템의 효율을 높이는 것이다.

본 발명은 방송신호 송수신 방법 및 방송신호 송수신장치에 관한 것으로, 본 발명에 따른 방송신호 송신방법의 일 예는, 입력되는 소스 스트림을 특정 코드를 이용하여 랜덤화하되, 상기 입력되는 소스 스트림은 복수 개의 제1 데이터와 상기 제1 데이터 사이에 위치하는 제2 데이터를 포함하고, 상기 제1 데이터는 전송 스트림 데이터를 포함하고, 상기 제2 데이터는 상기 제2 데이터의 타입을 식별하는 헤더 영역과 매 제2 데이터마다 다른 데이터가 포함된 데이터 영역을 포함하는 단계; 상기 랜덤화된 소스 스트림을 채널 코딩하여 데이터 블록들을 생성하는 단계; 상기 생성된 데이터 블록들로부터 시그널 프레임을 생성하는 단계; 및 상기 생성된 시그 널 프레임을 전송하는 단계를 포함한다.

이때, 상기 제2 데이터는 널 패킷일 수 있다.

그리고 상기 제2 데이터 내 데이터 영역의 각 데이터는 PRBS를 거친 랜덤 데이터를 이용할 수 있다.

또한, 상기 랜덤화는, 적어도 두 시그널 프레임 이상의 단위로 수행할 수 있다.

그리고 상기 랜덤화는, 슈퍼 프레임 단위, 미뉴트 프레임 단위 및 CDF(calendar day frame) 단위 중 적어도 하나의 단위로 수행할 수 있다.

또한, 상기 특정 코드는 스크램블링 코드일 수 있다.

그리고 상기 스크램블링 코드는 쉬프트 레지스터를 이용하여 생성할 수 있다.

본 발명에 따른 방송신호 송신장치의 일 예는, 입력되는 소스 스트림을 특정 코드를 이용하여 랜덤화하되, 상기 입력되는 소스 스트림은 복수 개의 제1 데이터와 상기 제1 데이터 사이에 위치하는 제2 데이터를 포함하고, 상기 제1 데이터는 전송 스트림 데이터를 포함하고, 상기 제2 데이터는 상기 제2 데이터의 타입을 식별하는 헤더 영역과 매 제2 데이터마다 다른 데이터가 포함되는 데이터 영역을 포함하는 랜덤화부; 상기 랜덤화된 소스 스트림을 채널 코딩하여 데이터 블록들을 생성하는 채널 코딩부; 상기 생성된 데이터 블록들로부터 시그널 프레임을 생성하는 프레임 생성부; 및 상기 생성된 시그널 프레임을 전송하는 전송부를 포함한다.

이때, 상기 방송신호 송신장치는, 시스템 정보를 산출하는 시스템 정보 산출 부; 상기 채널 코딩된 데이터 블록과 상기 산출된 시스템 정보에 근거하여 프레임 바디를 생성하는 프레임 바디 생성부; 프레임 헤더를 산출하는 프레임 헤더 산출부를 더 포함할 수 있다.

그리고 상기 프레임 생성부는, 상기 생성된 프레임 바디와 상기 산출된 프레임 헤더에 근거하여 데이터 프레임 구조를 형성하여 시그널 프레임을 생성할 수 있다.

또한, 상기 형성된 데이터 프레임의 대역폭을 필터링하여 출력 신호를 형성하는 필터부를 더 포함할 수 있다.

그리고 상기 전송부는 상기 생성된 시그널 프레임을 전송 대역으로 변환하여 전송할 수 있다.

본 발명에 따라 디지털 신호를 처리하는 장치의 일 예는, 420, 595, 및 945 중 적어도 하나를 갖는 심볼들을 가진 프레임 헤더와 3780 심볼들을 가진 프레임 바디를 포함하는 시그널 프레임을 가진 디지털 신호를 수신하고, 상기 프레임 바디는 매 시그널 프레임에 필요한 복조 정보, 디코딩 정보, 심볼 매핑 방식, LDPC 인코딩의 코드 레이트, 인터리브 모드 정보, 프레임 바디 정보 모드 등에 해당하는 시그널링 정보를 가지고, 상기에서 시그널 프레임은 전송기에서 데이터 패킷과 널 패킷으로부터 변환되고, 상기 널 패킷은 전송기에서 PRBS 처리로부터 생성된 랜덤성을 가지는 수신부; 상기 수신되는 디지털 신호를 디코딩하는 디코딩부; 및 상기 수신된 디지털 신호로부터 널 패킷을 식별하고, 식별된 널 패킷은 상기 디코딩부에서 디코딩되지 않도록 제어하는 제어부;를 포함한다.

본 발명에 따라 디지털 신호를 처리하는 방법의 일 예는, 420, 595, 및 945 중 적어도 하나를 갖는 심볼들을 가진 프레임 헤더와 3780 심볼들을 가진 프레임 바디를 포함하는 시그널 프레임을 가진 디지털 신호를 수신하되, 상기 프레임 바디는 매 시그널 프레임에 필요한 복조 정보, 디코딩 정보, 심볼 매핑 방식, LDPC 인코딩의 코드 레이트, 인터리브 모드 정보, 프레임 바디 정보 모드 등에 해당하는 시그널링 정보를 가지고, 상기에서 시그널 프레임은 전송기에서 데이터 패킷과 널 패킷으로부터 변환되고, 상기 널 패킷은 전송기에서 PRBS 처리로부터 생성된 랜덤성을 가지는 단계; 및 상기 수신되는 디지털 신호를 디코딩하는 단계;를 포함하고, 상기 수신된 디지털 신호로부터 널 패킷을 식별하고, 식별된 널 패킷은 디코딩되지 않도록 제어한다.

본 발명에 따른 방송신호 송수신방법 및 방송신호 송수신장치에 따르면,

첫째, 관련 규격의 랜덤화 알고리즘(randomization algorithm)을 유지하면서 전송 신호의 랜덤성(randomness)을 향상시킬 수 있으며,

둘째, 상기 전송 신호의 랜덤성을 향상시켜 수신단의 수신 성능을 제고할 수 있을 뿐만 아니라,

셋째, 수신단에서 별다른 장치를 추가함이 없이 랜덤성이 향상된 전송 신호를 수신하여 처리하여 시스템의 효율을 높일 수 있는 효과가 있다.

이하 상기의 목적을 구체적으로 실현할 수 있는 본 발명의 바람직한 실시예 를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다. 이때 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.

본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 이는 당해 기술분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 관례 또는 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 함을 밝혀두고자 한다.

이와 같이 구성된 본 발명에 따른 방송신호 송수신방법 및 그 장치의 동작을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.

본 발명에 따른 방송신호 송수신방법 및 그 장치를 설명함에 있어서, 이하 본 명세서에서는 설명의 편의를 위해 지상파 DTV 방송을 예로 하되, 특히 중국향 지상파 DTV 방송에서의 방송신호 송수신방법 및 그 장치를 예로 하여 설명한다.

방송신호 송신장치

도 1은 본 발명에 따른 방송신호 송신장치의 구성 블록도의 일 예를 도시한 도면이다.

본 발명에 따른 방송신호 송신장치의 일 예는, 랜덤화부(randomization block)(110), 순방향 오류 정정부(forward error correction block)(120), 채널 코딩부(channel coding(constellation mapping and interleave) block)(130), 시스템 정보 산출부(system information block)(140), 다중화부(multiplexer)(150), 프레임 바디 처리부(frame body data processing block)(160), 프레임 헤더 산출부(frame header block)(170), 프레임 형성부(grouping frame block)(180), 필터부(filtering(baseband post processing) block)(190) 및 전송부(transmitting(orthogonal up-convert) block)(200)를 포함한다.

이하 각 구성 블록에 대해 더욱 상세하게 설명하면, 다음과 같다.

랜덤화부(110)는, 입력되는 소스 스트림을 랜덤화(randomization)한다. 이때, 상기 랜덤화부(110)에서의 랜덤화 과정은, 후술하는 본 발명에 따른 방법에 의해 수행되나 구체적인 설명은 해당 부분에서 보다 상세히 설명하고 여기서는 생략한다. 여기서 상기 랜덤화부(110)로 입력되는 소스 스트림은 예를 들어, 비트 스트림 형식이다.

순방향 오류 정정부(120)는, 랜덤화된 입력 소스 스트림이 포함된 전송 신호에 대해 순방향 오류 정정(forward error correction)한다. 여기서, 순방향 오류 정정은, 수신단에서 전송되는 방송신호의 오류 정정의 편이를 위한 것으로 송신단에서는 아웃터 코드(outer code)와 인너 코드(inner code)를 연접하여 실현할 수 있다. 또한, 상기 아웃터 코드로는 BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem) 코드를, 인너 코드로는 LDPC(Low Density Parity Check) 코드를 이용할 수 있다. 이때, 순방향 오류 정정의 구체적인 파라미터는 예를 들어, 표 1과 같다.

번호	블록 길이(bit)	정보 비트	대응되는 코딩 효율
Code rate 1	7488	3088	0.4
Code rate 2	7488	4512	0.6
Code rate 3	7488	6016	0.8

BCH (762, 752)는 BCH(1023, 1013)를 짧게(shorten)하여 형성된 것으로, 752 비트 데이터 스크램블링 코드 앞에 261 비트 0을 추가하여 1013 비트가 되고 인코딩하여 1023 비트(정보 비트가 앞에 있음)가 된다. 다음에 또 앞의 261 비트 0을 버리고 762 비트 BCH 코드 워드를 형성한다. 상기 BCH 코드 워드를 생성하는 다항식은 예를 들어, 하기 수학식 1과 같다.

상기 각 코드 레이트에서 순방향 오류 정정은 예를 들어, 동일한 BCH 코드를 사용할 수 있다.

다음으로, LDPC 코드의 생성 매트릭스 Gqc의 구조는 예를 들어, 하기 수학식 2와 같다.

그 중에서, I는 bxb 스텝 유닛 매트릭스, O는 bxb 스텝 제로 매트릭스이고, Gi,j는 bxb 순환 매트릭스이고, i는 0 이상 k-1 이하이고, j는 0 이상 c-1 이하이다.

BCH 코드 워드를 순서대로 LDPC 인코더(미도시)에 입력할 때 제일 앞에 비트는 정보 시퀀스 벡터의 첫번째 엘리먼트이다. 상기 LDPC 인코더가 출력하는 코드 워드 정보 비트는 뒤에 있고 체크 비트는 앞에 있다.

LDPC 코드는 순환 매트릭스 Gi,j가 산출한다. 세 가지 서로 다른 코드 레이트의 순방향 오류 정정의 구조는 예를 들어, 하기와 같다.

a）코드 레이트(code rate)가 0.4인 FEC(7488, 3008) code:

먼저 4개 BCH(762, 752) 코드와 LDPC(7493, 3048) 코드가 연접하여 구성하고 다음에 LDPC (7493, 3048) 코드 앞의 5개 체크 비트(check bit)를 삭제(delete)한다. LDPC(7493, 3048) 코드의 생성 매트릭스(matrix) Gqc는 (3)식에서 보여주는 매 트릭스 형식을 갖고 그 중에서 파라미터 k=24, c=35, b=127이다.

b）코드 레이트가 0.6인 FEC(7488, 4512) 코드:

먼저 6개 BCH(762, 752) 코드와 LDPC(7493, 4572) 코드가 연접하여 구성하고 다음에 LDPC(7493, 4572) 코드 앞의 5개 체크 비트를 삭제한다. LDPC(7493, 4572) 코드의 생성 매트릭스 Gqc는 (3)식에서 보여주는 매트릭스 형식을 갖고 그 중에서 파라미터 k=36, c=23, b=127이다.

c）코드 레이트가 0.8인 FEC(7488, 6016) 코드:

먼저 8개 BCH(762, 752) 코드와 LDPC(7493, 6096) 코드가 연접하여 구성하고 다음에 LDPC(7493, 6096) 코드 앞의 5개 체크 비트를 삭제한다. LDPC(7493, 6096) 코드의 생성 매트릭스 Gqc는 (3)식에서 보여주는 매트릭스 형식을 갖고 그 중에서 파라미터 k=48, c=11, b=127이다.

채널 코딩부(130)는, 상기 순방향 오류 정정된 전송 신호를 채널 코딩(channel coding)한다. 여기서 채널 코딩은, 심볼 매핑(symbol mapping), 인터리빙(interleaving) 등을 통해 이루어질 수 있다. 상기 심볼 매핑은, 순방향 오류 정정된 비트 스트림을 심볼 스트림(symbol stream)으로의 컨스텔레이션 매핑(constellation mapping) 즉, 균일한 nQAM(Quadrature Amplitude Modulation)(여기서 n은 컨스텔레이션 포인트(constellation point) 수량) 심볼 스트림으로 전환하는 것을 의미할 수 있다. 또한, 관련 규격에서는 다수의 심볼 매핑 관계를 포함한다. 이러한 심볼 매핑 관계로는 64QAM, 32QAM, 16QAM, 4QAM 및 4QAM-NR이 포함될 수 있으며, 상기 다수의 심볼 매핑은 전력 규준화(power normalization)을 가하여 여러가지 심볼 매핑의 평균 전력이 거의 동일하게 한다. 예를 들어, 64QAM 매핑은 입력되는 비트 스트림의 매 6비트가 한 개의 컨스텔레이션 심볼에 대응되고, 32QAM 매핑은 입력되는 비트 스트림의 매 5비트가 한 개의 컨스텔레이션 심볼에 대응되고, 16QAM 매핑은 입력되는 비트 스트림의 매 4비트가 한 개의 컨스텔레이션 심볼에 대응되고, 4QAM 매핑은 입력되는 비트 스트림의 매 2비트가 한 개의 컨스텔레이션 심볼에 대응된다. 또한, 4QAM-NR은 상기 4QAM 심볼 매핑 전 NR 근접 직교 인코딩 매핑(Nordstrom Robinson (NR) near orthogonal encoding mapping)을 증가한 것이다. 상기 채널 코딩부(130)는 상기 심볼 매핑을 수행한 이후 형성된 심볼 스트림을 심볼 단위로 인터리빙한다. 여기서 심볼 단위의 인터리빙은 시간 영역 인터리빙 인코딩(time domain interleaving encoding)으로 여러 개의 심볼 프레임(symbol frame)의 기본 데이터 블록(data block) 사이에서 진행될 수 있다. 예를 들어, 데이터 신호(즉, 데이터 코드(data code)의 컨스텔레이션 심볼)의 기본 데이터 블록 사이의 인터리빙은 컨스텔레이션 심볼에 기반한 컨벌브 인터리브 인코딩(convolve interleave encoding)을 채용할 수 있다.

시스템 정보 산출부(140)는, 전송 신호의 구조나 채널 코딩 등에 대한 정보를 포함하는 전송 신호의 시스템 정보(system information)을 산출한다. 여기서 시스템 정보는 예를 들어, 전송 신호의 인너 코드 레이트(inner code rate), 변조 타입(modulation type) 및 인터리빙 모드(interleaving mode) 등에 대한 정보를 포함할 수 있다.

다중화부(150)는 채널 코딩된 신호와 산출된 시스템 정보를 다중화한다.

프레임 바디 처리부(160)는 다중화부(150)에서 다중화된 입력 신호의 방송 데이터가 전송되는 프레임 바디 신호들을 처리한다. 여기서 프레임 바디 처리부(160)는, 입력되는 전송 신호의 프레임에 들어가는 신호들을 관련 규격에 정의된 두 가지 변조 방식을 이용하여 나누어 처리할 수 있다. 하나는 싱글 캐리어 변조 방식(single carrier (SC) modulation scheme)이고, 다른 하나는 멀티 캐리어 변조 방식(multi carrier (MC) modulation scheme)이다. 싱글 캐리어 변조 방식(SC modulation scheme)은 미국의 ATSC(8-VSB) 방식과 유사하여 높은 비트(bit) 속도와 우수한 성능을 바탕으로 HDTV(High Definition Television) 고정(fixed) 수신에 이용될 수 있다. 멀티 캐리어 변조 방식(MC modulation scheme)은 본 발명에 따른 사이클릭 프리픽스 직교주파수다중분할방식(Cyclic Prefix (CP)-OFDM (CP-OFDM))과 유사하다. 여기서 상기 멀티 캐리어 변조 방식(MC modulation scheme)에 따른 전송 데이터는, 역 이산 푸리에 변환(Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT))를 사용하고, 가드 구간은 CP 대신 의사-랜덤 노이즈 시퀀스(Pseudo-random Noise sequence (PN))을 훈련 시퀀스(training sequence)로 이용한다. 따라서 상기 멀티 캐리어 변조 방식(MC modulation scheme)에 따르면, 전송 오버헤드(overhead)를 줄이고 채널 효율을 높일 수 있을 뿐만 아니라 수신단의 동기처리 부분과 채널추정 부분의 성능을 보다 향상시킬 수 있다.

프레임 헤더 산출부(170)는 전송할 신호의 훈련 신호(training sequence)로 사용할 프레임 헤더 신호를 산출한다. 본 명세서에서는 상기 훈련 신호로 PN 시퀀스를 사용하는 것을 예로 하고, 프레임 헤더 산출부(170)는 일정 규칙에 의해 PN 시퀀스를 생성할 수 있다.

프레임 형성부(180)는 프레임 바디 처리부(160)의 출력과 프레임 헤더 산출부(170)의 출력을 다중화하여 데이터 프레임 구조(data frame structure)를 형성한다. 여기서, 데이터 프레임 구조는 예를 들어, 4 레이어(layer) 구조일 수 있다. 또한, 상기 데이터 프레임 구조의 기본 유닛은 시그널 프레임(signal frame)이고, 시그널 프레임은 프레임 헤더(frame header)와 프레임 바디(frame body)로 구성되고, 슈퍼 프레임은 한 조의 시그널 프레임으로 정의된다. 미뉴트 프레임(minute frame)은 한 조의 슈퍼 프레임으로 정의한다. 또한, 상기 데이터 프레임 구조의 탑 레이어를 CDF(Calendar Day Frame)라 한다.

여기서 시그널 프레임은 시스템 프레임 구조의 기본 유닛으로, 한 개의 시그널 프레임은 상술한 프레임 헤더와 프레임 바디 부분의 시간 영역 신호로 구성되며 상기 프레임 헤더의 모드에 따라 서로 다른 구조를 가질 수 있다. 또한, 프레임 헤더와 프레임 바디 신호의 베이스밴드 심볼 레이트(baseband symbol rate)는 예를 들어, 7.56MHz로 동일한 값일 수 있다.

프레임 헤더는 PN 시퀀스로 구성되고 3가지 모드가 있다. 도 2 내지 4는 본 발명과 관련하여 각 시퀀스 생성 구조를 위한 선형 피드백 쉬프트 레지스터(linear feedback shift register; LFSR, 이하 LFSR이라 한다)의 구성 블록도의 일 예를 도시한 도면이다. 이하 도 2 내지 4를 참조하여 보다 구체적으로 설명하면, 다음과 같다.

먼저, 프레임 헤더 모드 1(Frame header mode 1)이 채용한 PN 시퀀스는 사이 클릭 익스텐션(Cyclic Extension)한 8 스템 엠 시퀀스(8 step m sequence)라 정의한다. 한 개 LFSR로 실현할 수 있고 “0”은 +1 값(value)으로, “1”은 -1 값(value)으로 이진법 심볼로 매핑 변환한다.

길이(Length)가 420개 심볼인 프레임 헤더 신호(frame header signal, PN 420)은 한 개 프리-앰블(pre-amble), 한 개 PN 255 시퀀스와 한 개 포스트-앰블(post-amble)로 구성된다. 상기 프리-앰블과 포스트-앰블은 PN 255 시퀀스의 사이클릭 익스텐션이라 정의하고, 그 중에서 프리-앰블 길이는 82개 심볼이고, 포스트-앰블 길이는 83개 심볼이다. LFSR의 초기(initial) 조건은 생성하는 PN 시퀀스의 상(phase)를 확정한다. 한 개 슈퍼 프레임(super frame)에 모두 225개 시그널 프레임(signal frame)이 있다. 매 슈퍼 프레임에서 각 시그널 프레임의 프레임 헤더는 서로 다른 상인 PN 신호를 채용하여 신호 프레임 태그(frame tag)로 한다.

시퀀스 PN 255를 생성하는 LFSR의 생성 다항식은 예를 들어, 하기의 수학식 3과 같이 정의할 수 있다.

PN 420 시퀀스는 도 2에서 보여주는 LFSR로 생성할 수 있다.

도 2를 참조할 때, LFSR의 초기 상태에 기반하여 255개 서로 다른 상인 PN 420 시퀀스를 생성할 수 있고 순서번호 0부터 순서번호 254까지이다. 여기 본 명세 서에서는 그 중의 225개 PN 420 시퀀스를 선택하고 순서번호 0부터 순서번호 224까지이다. 매개 슈퍼 프레임이 시작할 때 LFSR은 순서번호가 0인 초기 상태로 리셋(reset)된다.

프레임 헤더 신호의 평균 전력은 프레임 바디 신호의 평균 전력의 2배이다. 또한, 프레임 순서번호를 지시하는 것을 요구하지 않을 때 PN 시퀀스는 상 변화를 실현하지 않아도 되고 순서번호가 0인 PN 초기 상을 사용할 수 있다.

다음으로, 프레임 헤더 모드 2(Frame header mode 2)는 10 스텝 최대 길이인 PN 시퀀스를 채용하고, 프레임 헤더 신호의 길이는 595개 심볼이고 길이가 1023인 엠 시퀀스(m sequence)의 앞에 595개 코드이다.

그 최대 길이 PN 시퀀스는 10 비트인 쉬프트 레지스터 그룹으로 생성하고, 그 생성 다항식은 예를 들어, 수학식 4와 같다.

그 10 비트의 쉬프트 레지스터 그룹의 초기 상은, 0000000001이고, 매 시그널 프레임이 시작될 때 리셋한다.

그 최대 길이 PN 시퀀스를 생성하는 구조는 도 3을 참조하고,

도 3을 참조할 때, PN 시퀀스의 앞에 595 코드는 “0”을 +1 값으로 “1”을 -1 값으로 이진법 심볼로 매핑 변환한다. 이 경우, 한 개 슈퍼 프레임에 모두 216개의 시그널 프레임이 포함되고, 매 슈퍼 프레임에 각 시그널 프레임의 프레임 헤더는 동일한 PN 시퀀스를 채용할 수 있다.

프레임 헤더의 평균 전력과 프레임 바디 신호의 평균 전력은 같다.

마지막으로 프레임 헤더 모드 3(Frame header mode 3)이 채용한 PN 시퀀스는 사이클릭 익스텐션한 9 스텝 엠 시퀀스(9 step m sequence)라 정의한다. 한 개 LFSR로 실현할 수 있고 “0”을 +1 값으로, “1”을 -1 값으로 이진법 심볼로 매핑 변환한다.

길이가 945개 심볼인 프레임 헤더 신호(PN 945), 한 개 프리-앰블, 한 개 PN 511 시퀀스와 한 개 포스트-앰블로 구성된다. 상기 프리-앰블과 포스트-앰블은 PN 511 시퀀스의 사이클릭 익스텐션이라 정의하고, 상기 프리-앰블과 포스트-앰블의 길이는 모두 217개 심볼이다. LFSR의 초기 조건은 생성한 PN 시퀀스의 상을 확정한다. 한 개 슈퍼 프레임이 모두 200개 시그널 프레임이 있다. 매 슈퍼 프레임에서 각 시그널 프레임의 프레임 헤더는 서로 다른 상인 PN 신호를 채용하여 신호 프레임 태그로 한다.

시퀀스 PN 511을 생성하는 LFSR의 생성 다항식은 예를 들어, 하기 수학식 5와 같이 정의한다.

PN 945 시퀀스는 도 4의 LFSR로 생성할 수 있다.

도 4를 참조할 때, LFSR의 초기 상태에 기반하여 511개 서로 다른 상인 PN 945 시퀀스를 생성할 수 있고 순서번호 0부터 순서번호 510까지 이다. 본 명세서에서는 200개 PN 945 시퀀스를 선택하고 순서번호 0부터 순서번호 199까지를 나타낸다. 매개 슈퍼 프레임이 시작될 때 LFSR은 순서번호가 0인 초기 상으로 리셋된다.

또한, 프레임 헤더 신호의 평균 전력은 프레임 바디 신호의 평균 전력의 2배이다. 그리고 프레임 순서번호를 지시하는 것을 요구하지 않을 때에는 PN 시퀀스는 상 변화를 실현하지 않아도 되고 순서 번호가 0인 PN 초기 상을 사용한다.

상술한 바와 같이, 프레임 헤더 신호는 3가지 모드를 가질 수 있다. 그리고 본 명세서에서 프레임 헤더 신호는 I와 Q가 동일한 4QAM 변조를 채용한다. 또한 프레임 바디는 36개의 심볼인 시스템 정보와 3744개의 심볼인 데이터 전체 3780 개의 심볼을 포함한다. 슈퍼 프레임의 시간 길이는 125ms로 정의하고 8개의 슈퍼 프레임은 1s이다. 따라서, 시간 시스템(예를 들어, GPS)와 시간을 맞추기에 편리하다. 미뉴트 프레임의 시간 길이는 1분이고, 480개의 슈퍼 프레임을 포함한다. CDF는 한 개의 자연일을 주기로 주기적으로 반복하고 1440개의 미뉴트 프레임으로 구성하고, 시간은 24시간이다.

전술한 바와 같이, 데이터 프레임 구조의 기본 유닛은 시그널 프레임이고, 시그널 프레임은 프레임 헤더와 프레임 바디의 두 부분으로 구성하여 서로 다은 애플리케이션에 적응하기 위해 3가지 동작 프레임 헤더 모드와 대응하는 시그널 프레임 구조를 정의할 수 있다. 따라서, 슈퍼 프레임은 상기 3가지 동작 프레임 헤더에 따라 상기 슈퍼 프레임을 형성하는 시그널 프레임의 수가 달라진다.

필터부(190)는 프레임 형성부(180)가 출력한 신호의 대역폭을 필터링 즉, 베이스밴드 후처리를 거쳐 출력 신호(예를 들어, 8MHz 대역폭)를 형성한다. 예를 들어, 상기 베이스밴드 후처리(baseband post)는 SRRC(Square Root Raised Cosine) 필터를 채용하여 베이스밴드 펄스 쉐이핑(baseband pulse shaping)을 진행하여 심볼 간 간섭(interference)을 방지할 수 있으며, 이때 상기 SRRC 필터의 롤 오프 팩터(roll off factor) α)는 0.05이다.

그리고 전송부(200)는 필터부(190)의 출력 신호를 직교 업 컨버전(orthogonal up conversion)하여 주파수 fc(센터 주파수)의 RF(Radio Frequency) 신호를 형성하여 전송 대역 예를 들어, UHF와 VHF 주파수 대역 범위의 RF 대역으로 신호를 전송할 수 있다.

랜덤화( Randomization )

전송 데이터 사이에는 상관관계(correlation)가 존재할 수 있다. 이러한 상관관계는 상기 전송 데이터에 영향을 끼쳐 본래 데이터가 아닌 원치 않는 신호를 만들 수 있다. 따라서, 데이터 간 상관관계 특성을 상쇄 또는 제거하는 것이 필요하다.

데이터 간 상관관계 특성을 제거하는 방법의 하나로 랜덤화(randomization)가 있다. 상기 랜덤화의 목적은 원치 않는 신호의 전송 방지에 있다. 따라서 랜덤화가 잘 이루어지면 데이터 간 상관관계 특성을 제거함으로써 원치 않는 신호의 전 송을 방지하여 결국 수신기의 수신 성능을 높일 수 있다. 즉, 상기 랜덤화를 통해 전송 데이터 간 상관관계를 제거함으로써 수신기는 전송 신호의 파워 스펙트럼(power spectrum)의 모양을 예측할 수 있게 되어 수신기 내 타이밍 복구 회로(timing recovery circuit), 자동 이득 제어 회로(automatic gain control circuit) 및 다른 적응적 회로들(adaptive circuits)에서 전송 데이터를 보다 효율적으로 처리할 수 있도록 하여 수신기 전체의 성능이 향상될 수 있다. 또한, 이러한 랜덤화는 예를 들어, FCC(federal communications commission)나 EMC(electromagnetic compatibility) 등 인증기관의 규격도 만족한다.

이하에서는 전술한 랜덤화의 방식에 대해 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.

도 5는 본 발명과 관련하여 스크램블링 코더(scrambler coder)의 일 예를 도시한 도면이다.

상술한 바와 같이, 전송단에서는 전송 데이터의 랜덤성(randomness)을 확보하는 것이 필요하다. 이하 전송 스트림 데이터(stream data)를 관련 규격에 따라 스크램블링 코드(scrambling code)로 랜덤화하는 방식을 예로 하여 설명한다. 여기서 본 명세서에서는 상기 스크램블링 코드로는 의사-랜덤 바이너리 시퀀스 (pseudo-random binary sequence; PRBS)를 이용하는 것을 예로 한다.

도 5에서는 본 발명과 관련하여 스크램블링 코더 구성의 일 예를 도시하였다. 방송 송신기/수신기는 스크램블링 코드(scrambling code)로 의사-랜덤 바이너리 시퀀스(pseudo-random binary sequence; PRBS)를 이용한다. 여기서 상기 시퀀스(PRBS)는 LFSR로 생성할 수 있다.

LFSR의 다항식은 아래 수학식 6과 같이 정의할 수 있고, 초기 상태(initial phase)는 100101010000000으로 정의할 수 있다.

입력한 비트 스트림(bit stream)과 PN 시퀀스는 비트에 따라 모듈로 2 부가(modulo two addition)한 후 데이터 스크램블링 코드(data scrambling code)를 생성한다.

랜덤화 리셋 주기( Randomization reset period )

관련 규격에서 스크램블링 코더(scrambling coder)의 쉬프트 레지스터(LFSR)는, 매 시그널 프레임(frame)이 시작될 때, 초기 상태(initial phase)로 리셋(reset)시킨다고 명시되어 있다. 즉, 하나의 프레임 바디가 생성될 때마다 상기 쉬프트 레지스터(LFSR)은 리셋된다. 여기서 상기 하나의 프레임 바디는 예를 들어, 3744 심볼(symbol)이고, 상기 심볼은 QAM 모드(mode) 별로 컨스텔레이션 매핑(constellation mapping)된 데이터의 단위를 의미한다. 다만, 상기 컨스텔레이션 매핑 전 데이터는 순방향 오류 정정을 지난 데이터이다. 즉, 코드 레이트(Code rate)에 따라 프레임당 실제 스트림 데이터 비트(stream data bit) 수는 달라질 수 있으며 예를 들면, 표 2와 같다. 표 2는 랜덤화 리셋 주기를 나타낸 것이다.

Constellation	Code rate	Stream data [ bit ]/ frame
4 QAM	0.4	3008
	0.6	4512
	0.8	6016
16 QAM	0.4	3008 x 2 = 6016
	0.6	4512 x 2 = 9024
	0.8	6016 x 2 = 12032
32 QAM	0.4	3008 x 2.5 = 7520
	0.6	4512 x 2.5 = 11280
	0.8	6016 x 2.5 = 15040
64 QAM	0.4	3008 x 3 = 9024
	0.6	4512 x 3 = 13536
	0.8	6016 x 3 = 18048
4 QAM-NR	0.4	3008 x 0.5 = 1504
	0.6	4512 x 0.5 = 2256
	0.8	6016 x 0.5 = 3008

랜덤성( randomness )

도 6은 하나의 시그널 프레임 주기마다 반복되는 랜덤화된 널 패킷을 설명하기 위해 도시한 도면이다.

전술한 바와 같이, 본 발명에는 하나의 시그널 프레임 단위로 리셋되면서 랜덤화(randomization)가 이루어졌다. 본 발명의 방식에 따를 경우에 랜덤화에 따른 랜덤성(randomness)를 설명하기 위해 예를 들면, 다음과 같다.

예를 들어, 약 32 Mbit/sec (여기서 64 QAM, 코드 레이트(code rate) = 0.8, 시그널 프레임 길이(signal frame length) = 4200 심볼)의 페이로드(payload)를 가진 시스템(후술할 표 3을 참고)에서 전송 스트림(transport stream; TS) 데이터 레이트가 4 Mbit/sec인 경우를 가정한다.

여기서 32 Mbit/sec 중 4 Mbit/sec의 TS 데이터 레이트를 제외한 28 Mbit/sec 동안에는 널 패킷(null packet)이 삽입된다. 상기 널 패킷은 헤더 영역과 데이터 영역(예를 들어, 184 바이트)으로 구성되고, 상기 헤더(header) 영역은 플래그(flag)로써 해당 패킷의 타입 즉, 해당 패킷이 널 패킷인지 여부를 식별할 뿐이며 상기 데이터 영역에 대한 제한은 없다. 또한, 상기 데이터 영역은 예를 들어, 전부 1 또는 0을 삽입하고 있다.

전술한 바와 같이 널 패킷이 삽입되면, 전체 시그널 프레임의 1/8을 차지하는 TS 데이터(도 6의 빗금 친 부분)는 매 프레임마다 랜덤하지만, 상기 전체 프레임에서 상기 TS 데이터를 제외한 나머지 부분(전체 시그널 프레임의 7/8)의 널 패킷(도 6의 A, B, C)은 동일한 데이터로 랜덤화되어 매 프레임마다 반복되게 된다(도 6 참조).

여기에서 만약 전체 시그널 프레임의 7/8을 차지하는 널 패킷이 64개의 컨스텔레이션 포인트에 균일하게 분포하지 않고, 특정 포인트에 몰려 있으면 매 시그널 프레임마다 특정 포인트의 분포 확률이 높아진다. 이는 64개의 컨스텔레이션 포인트에 고르게 분포하는 정도인 랜덤성을 떨어뜨리는 것이다. 이러한 현상은 전송 신호의 TS 데이터 레이트가 시스템의 페이로드 데이터 레이트에 비해서 짧고(즉, 널 패킷이 많아질수록), 균일하게 분포해야 할 컨스텔레이션 포인트가 많을수록(즉, 하이 오더 QAM 모드(high order QAM mode)일수록) 발생할 확률이 높아진다. 표 3은 시스템의 페이로드 데이터 레이트(payload data rate)(Mbit/s)를 나타낸 것이다.

Signal frame length		4200			4375			4725
FEC code rate		0.4	0.6	0.8	0.4	0.6	0.8	0.4	0.6	0.8
QAM mode	4Q- NR	-	-	5.414	-	-	5.198	-	-	4.813
	4Q	5.414	8.122	10.829	5.198	7.797	10.396	4.813	7.219	9.626
	16Q	10.829	16.243	21.658	10.396	15.593	20.791	9.626	14.438	19.251
	32Q	-	-	27.072	-	-	25.989	-	-	24.064
	64Q	16.243	24.365	32.486	15.593	23.390	31.187	14.438	21.658	28.877

시간 영역 인터리브( Time domain interleave )

도 7은 시간 인터리브 인코딩의 효과를 설명하기 위해 도시한 도면이다.

시간 영역 인터리브 인코딩(Time domain interleave encoding)의 목적은, 여러 시그널 프레임 내의 심볼들을 인터리빙하여 버스트 에러(burst error)에 대해 강인하게 만드는 것이다. 다만, 상기 시간 영역 인터리브 인코딩은 심볼 단위로 인터리빙되므로 전술한 특정 컨스텔레이션 포인트 분포 확률에는 영향이 없다. 도 6을 참조하면, 심볼들의 위치는 바뀌지만 심볼 단위로 인터리빙되므로 심볼 자체가 변하는 것은 아니므로 컨스텔레이션 포인트 분포에는 변함이 없다.

만약 전술한 바와 같이, 심볼 인터리브 인코딩(symbol interleave encoding)이 아니라 비트 인터리브 인코딩(bit interleave encoding)이 수행되면, 이 경우에는 심볼 값 자체가 변하므로 한 프레임에서 특정 포인트에 찍히던 널 패킷들이 변화된 심볼 값을 가지고 여러 프레임 내에서 위치가 바뀌게 되어 랜덤성이 향상될 것이다.

전술한 바와 같이, 관련 규격에서 랜덤화 랜덤화 리셋 주기(randomization reset period)는 한 프레임(약 600us)으로 타방송 규격에 대비할 때 비교적 짧은 편이다. 달리 말하면, 한 랜덤화 리셋 주기 내에서 전체 컨스텔레이션 포인트에 균일하게 분포할 확률이 비교적 낮다는 것을 의미한다. 만일 전송 신호의 TS 데이터 레이트가 시스템의 페이로드 데이터 레이트(payload data rate)에 비해서 짧아 특정 패턴의 데이터가 삽입된 널 패킷의 비중이 높아지면, 매 프레임마다 널 패킷 부분이 반복된다. 만약 한 프레임 내의 랜덤화된 널 패킷(randomized null packet)이 전체 컨스텔레이션 포인트에 균일하게 분포하지 않는다면, 특정 컨스텔레이션 포인트가 집중적으로 전송될 가능성이 커진다. 이는 균일하게 분포해야 할 컨스텔레이션 포인트가 많은 하이 오더 QAM 모드(high order QAM mode)일수록 커지게 된다. 또한, 데이터의 위치를 바꾸어서 랜덤성을 향상시킬 수 있는 타임 인터리버(time interlever)가 심볼 단위로 동작하기 때문에 컨스텔레이션 포인트의 분포에는 영향을 미치지 않으므로 랜덤성에는 변화가 없다.

결국 관련 규격에서 정의하는 랜덤화 알고리즘에 따라 랜덤화를 수행하면서 랜덤성을 향상시키기 위해서는 심볼 단위의 인터리빙으로는 해결하기 힘들다. 따라서 이하에서는 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 다음과 같은 실시예를 통해 랜덤성이 저하되는 것을 방지하여 수신단의 수신 성능을 향상시키고자 한다.

제1 실시예

도 8은 본 발명의 제1 실시예에 따라 랜덤성을 향상시킬 수 있는 방법을 설명하기 위해 도시한 도면이다.

도 8을 참조할 때, 제1 실시예는 랜덤화 리셋 주기(randomization reset period)를 변경 또는 확장(이하 확장이라 한다)하는 방법에 대한 것이다.

왜냐하면 랜덤화 리셋 주기와 관련하여 전술한 내용을 참조할 때, 랜덤화 리셋 주기를 매 시그널 프레임마다 하는 경우 랜덤성 저하로 인한 수신 성능에 영향을 미칠 수 있기 때문이다.

이에 따라 본 발명에서는 랜덤화 리셋 주기를 확장하는 방법을 제안한다.

이하 본 발명의 제1 실시예를 보다 상세하게 설명하면 다음과 같다.

도 8(a)는 랜덤화 리셋 주기가 1 시그널 프레임 단위인 경우이고, 도 8(b)는 본 발명에 따라 랜덤화 리셋 주기를 확장한 경우(2 시그널 프레임 단위)를 설명하기 위해 도시한 도면이다. 여기서 도 8(a) 내지 8(b)를 참조하면, 각 프레임 내에 빗금 친 부분은 TS 데이터를 의미하고, 나머지 부분은 널 패킷을 의미한다. 또한, 상기 널 패킷 부분의 A, B, C, D, E, F는 컨스텔레이션 포인트를 의미한다. 또한, 도 8에서는 설명의 편의를 위해 하나의 프레임 내 7/8이 널 패킷인 경우를 예로 하여 설명한다.

도 8(a)는 랜덤화 리셋 주기가 1 시그널 프레임 즉, 총 3744 심볼 중 3276 심볼이 널 패킷인 경우이고, 도 8(b)는 랜덤화 리셋 주기가 2 프레임 즉, 총 7488(3744*2)개의 심볼 중 6552(3276*2) 심볼이 널 패킷인 경우이다.

도 8(a)와 8(b)를 참조하면, 도 8(a)의 널 패킷 3276개의 심볼이 64 컨스텔레이션 포인트에 고르게 분포할 확률보다 도 8(b)의 널 패킷 6552개의 심볼이 64 컨스텔레이션 포인트에 고르게 분포할 확률이 더 높다. 예를 들어, 도 8(a)에서 랜덤화 리셋 주기를 1 프레임으로 하는 경우 랜덤화 된 널 패킷이 A, B, C 3개의 컨스텔레이션 포인트에 몰려 있다면, 도 8(b)는 랜덤화 주기를 2 프레임으로 하여 랜덤화 된 널 패킷이 6개의 컨스텔레이션 포인트(A, B, C, D, E, F)에 보다 다양하게 분포되는 것을 알 수 있다.

결국 프레임 리셋 주기는 1 프레임 단위보다 더 큰 주기로 설정하면 더욱 랜덤성이 향상되는 것을 알 수 있다. 다만, 이러한 프레임 리셋 주기는 무한정 확장하기보다는 송수신단 간 약속에 의해 확장된 프레임 단위에 따른 랜덤성의 정도 및 시스템의 효율 등을 고려하여 적절하게 정의하면 될 것이다. 예를 들면, 슈퍼 프레임 단위, 미뉴트 프레임(minute frame) 단위 또는 CDF(calendar day frame) 단위로 설정할 수도 있다.

제2 실시예

본 발명에 따라 랜덤성을 향상시킬 수 있는 방법으로서 제2 실시 예는, 널 패킷의 데이터 영역에 포함되는 데이터를 특정 데이터가 아닌 임의성을 가진 데이터를 이용하는 것이다. 여기서 임의성을 가진 데이터이라 함은 예를 들어, 동일하거나 또는 반복적이지 않고 매 널 패킷마다 서로 상이한 데이터를 의미한다.

도 9는 본 발명에 따른 제2 실시예를 구현하기 위한 송신기의 구성요소를 설명하기 위해 도시한 것이다. 여기서 도 9의 본 발명에 따른 송신기에서 랜덤화부 이후의 수신기 구성 요소는 미도시하였으나 상술한 도 1의 구성과 동일하고 각 구성 요소의 기능에 대한 설명은 전술한 도 1의 설명을 원용한다.

랜덤화 된 널 패킷은 랜덤화 리셋 주기마다 반복된다. 여기서 상기 랜덤화 된 널 패킷의 데이터 영역에 포함되는 데이터로 특정 데이터 예를 들어, ‘1’이나 ‘0’과 같이 하나의 동일한 데이터를 데이터 영역 내에 반복적으로 포함하였다.

일반적으로 TS 데이터 부분은 랜덤화 리셋 주기에 따라 리셋되어도 해당 데이터 자체가 매 프레임마다 달라 임의성을 가지므로 랜덤성 저하의 문제가 발생하지는 않는다.

결국 랜덤성의 문제는 주로 널 패킷으로부터 기인한다. 여기서 이를 해결하기 위해 다양한 방법이 있을 수 있으나 설명의 편의를 위해 본 명세서에서는 랜덤화 리셋 주기마다 반복되는 랜덤화된 널 패킷의 데이터 영역 내 데이터가 TS 데이터와 유사하게 임의성을 가지도록 하는 방법을 예로 하여 설명한다.

제2 실시예의 기본적인 개념은 전술한 바와 같이, 널 패킷도 TS 데이터 패킷처럼 임의성을 가지도록 하는 것으로, 관련 규격에서는 널 패킷을 구성하는 헤더 영역에 대해서는 규정하고 있으나 데이터 영역에 대해서는 특별한 제한 규정을 두고 있지 않은바, 상기 규격의 조건에 만족하면서 랜덤성 저하를 방지하기 위해 상기 데이터 영역에 포함되는 데이터를 동일한 데이터가 반복되지 않도록 임의성을 가진 랜덤 데이터를 포함함으로써 TS 데이터와 동일 또는 유사한 랜덤성을 확보하고자 한다.

본 명세서에서는 설명의 편의를 위해 널 패킷의 데이터 영역에 포함되는 데이터는, PRBS를 거친 랜덤 데이터를 이용하는 것을 예로 한다. 즉, 송신단에서는 전송 스트림 데이터와 상기 전송 스트림 사이에 위치하는 널 패킷을 다중화하여 랜덤화를 위한 하나의 소스 스트림을 구성한다. 이때 상기 널 패킷의 데이터 영역은 PRBS를 거친 랜덤 데이터와의 컨벌루션(convolution)을 통해 구성될 수 있다. 따라서, 도 1에서 랜덤화부로 입력되는 소스 스트림은 널 패킷과 PRBS를 거친 랜덤 데이터가 컨벌루션된 데이터와 전송 스트림 데이터가 다중화된 비트 스트림 형식의 데이터가 될 것이다. 다만, 본 발명은 상술한 예에 한정되는 것은 아니며 상기 데이터 영역에 포함되는 데이터는, 다른 방식에 따라 임의성을 가진 랜덤 데이터를 형성하여 이용하는 경우도 본 발명의 권리범위에 포함함을 미리 밝혀둔다.

본 발명의 제2 실시 예에 따르면, 널 패킷의 데이터 영역으로 임의의 데이터를 사용함으로써 랜덤성을 향상시킬 수 있을 뿐만 아니라 수신기는 종래 널 패킷에 대한 처리 과정과 동일한 방식으로 처리할 수 있어 종래 수신기와의 호환성도 확보할 수 있다. 왜냐하면 수신기는 기본적으로 널 패킷에 대한 처리를 함에 있어서, 해당 패킷의 헤더 영역을 보고 널 패킷 여부를 판단하여 해당 패킷이 널 패킷이면 이를 디코딩하지 않고 무시하기 때문이다. 따라서 널 패킷의 데이터 영역 내 데이터로 종래와 다른 임의성을 가진 랜덤 데이터를 대체하더라도 수신단에서의 동작에는 변화가 없다. 즉, 송신단은 PRBS 발생기와 상기 발생기로부터 출력되는 랜덤 데이터와 널 패킷을 컨벌루션(convolution)하는 컨벌루션 블록만 추가 구성하면 되고, 수신단은 별도의 추가적인 장치의 구비 없이도 랜덤성이 강화된 전송 신호를 수신하여 처리할 수 있다. 또한, 상기 제1 실시예와 제2 실시예를 함께 구현할 수도 있다.

수신단

도 10은 본 발명에 따라 랜덤성이 강화된 전송 신호를 수신하여 처리하는 수신단의 구성블록을 설명하기 위해 도시한 도면이다. 수신기의 각 블록은 아래와 같은 동작을 수행하며, 위와 같은 특징을 갖는 중국향 지상파 DTV 방송신호 송신기에서 처리된 방송신호를 수신한다.

도 10을 참조하면, 방송 수신기는 튜너(tuner)부(701), 자동이득제어부(auto gain controller; AGC)부(702), A/D 컨버터(analog/digital converter; ADC)(703), 베이스밴드 처리부 (base band processing block)(704), 재샘플러(resampler)부(705), SRRC(Square Root Raised Cosine)부(706), 캐리어 복구부(carrier recovery block)(707), 타이밍 복구부(timing recovery block)(708), 데이터 처리부(data processing block)(709), PN 상관기(PN correlator)(710), 채널 추정기(channel estimator)(711), FFT부(Fast Fourier Transform block)(712), 채널 등화부(channel equalization block)(713), 타임 디인터리버(time deinterleaver)(714), 저장부(715), 심볼 디맵퍼(symbol demapper)(716), LDPC 디코더(LDPC decoder)(717), BCH 디코더(BCH decoder)(718), 디스크램블러(descrambler)(719) 및 A/V 디코더(720)을 포함할 수 있다.

이하 첨부된 도 10을 참조하여 수신단을 구성하는 각 구성 블록에 대해 설명하면, 다음과 같다.

튜너부(701)은, 채널을 튜닝하고 튜닝된 채널을 통해 전송되는 RF 대역(450Mhz~860Mhz) 신호를 베이스밴드(baseband) 대역 신호로 변환한다.

자동이득제어부(AGC)(702)는, A/D 컨버터(ADC)(703)에 일정한 크기의 신호를 인가하기 위해서 전력 규준화(power normalization)을 수행한다.

A/D 컨버터(ADC)(703)은, 입력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다.

베이스밴드 처리부(704)는, 디지털 신호로 변환된 신호의 주파수 옵셋(frequency offset)을 제거한다.

재샘플러(705)는, 주파수 옵셋이 제거된 신호의 크리스탈 옵셋을 제거한다.

SRRC부(706)은, 송신부와 같은 SRRC를 거쳐서 RC 신호로 복원시킨다.

캐리어 복구부(707)은, 입력되는 신호의 주파수 옵셋을 추정하여 보상한다.

타이밍 복구부(708)은, 크리스탈의 타이밍 옵셋(timing offset)을 추정하여 보상한다.

데이터 처리부(709)는, ACI(adjacent channel interference)와 CCI(co-channel interference)를 제거한다.

PN 상관기(710)은, 프레임 헤더(Frame header)와 PN의 상관계수를 구한다.

채널 추정기(711)은, 무선 채널(Wireless channel)의 멀티패스(multipath)를 추정한다.

FFT부(712)는, 등화(equalization)을 위해 데이터와 추정된 채널을 주파수 영역(frequency domain)으로 FFT 한다.

채널 등화부(713)은, 추정된 채널을 역필터링(de-filtering)하여 데이터를 구한다.

타임 디인터리버(714)는, 인터리브 인코딩(interleave encoding)된 신호를 디코딩(decoding)한다.

저장부(715)는 타임 디인터리버(714)에서 디코딩된 신호를 일시 저장한다.

심볼 디맵퍼(716)는, QAM 모드 별로 전송된 매핑 심볼(mapping symbol)을 LDPC 코드워드(codeword)로 디매핑(demapping)한다.

LDPC 디코더(717)은 LDPC 코드 레이트(code rate)에 따라 LDPC 코드워드를 BCH 코드워드로 디코딩하고, BCH 디코더(718)은 BCH 코드워드를 스크램블링 코디드 비트 스트림(scrambling coded bit stream)으로 디코딩한다.

디스크램블러(719)는, 랜덤화(Randomization)된 스크램블링 코디드 비트 스트림을 데이터 스트림(data stream)으로 디스크램블링(descrambling) 한다.

A/V 디코더(721)은, 디스크램블러(719)에서 디스크램블링된 데이터 스트림을 수신하여 디코딩을 수행한다.

여기서 본 발명과 관련하여, 랜덤화된 널 패킷은 해당 패킷이 널 패킷인지 여부에 관계없이 수신단에서 복조가 이루어진다. 즉, 수신되는 디지털 신호에 포함된 랜덤화된 널 패킷은 다른 데이터와 함께 채널 등화, 심볼 디매핑(demapping), LDPC 디코딩, BCH 디코딩, 및 디스크램블링까지 수행된다. 이후 상기 디스크램블링까지 수행된 디지털 신호 내 랜덤화된 널 패킷은 제어부(예를 들어, 시스템 디코더)(720)에서 해당 패킷이 널 패킷인지 식별하여 A/V 디코더(721)에서 상기 랜덤화된 널 패킷이 디코딩되지 않도록 한다. 따라서 상술한 본 발명의 실시 예들에서 언급한 바와 같이, 널 패킷의 랜덤화 리셋 주기를 확장하거나 또는/및 널 패킷의 데이터 영역의 데이터를 임의의 램덤 데이터로 채워도 수신기에서 특별한 장치의 추가 없이 처리할 수 있다.

요약하면, 튜너(701)는 디지털 신호를 수신한다. 상기 디지털 신호는 상술한 바와 같이 시그널 프레임을 가질 수 있다. 상기 시그널 프레임은 일반적으로 프레임 헤더와 프레임 바디를 포함한다. 상술한 바와 같이, 상기 프레임 헤더는 심볼들을 위한 세 가지 중 적어도 한 가지 종류를 가질 수 있다. 상기 프레임 헤더는 첫째, 길이가 420 심볼들 또는 둘째, 길이가 595 심볼들 또는 마지막으로 길이가 945 심볼들을 가질 수 있다. 전송단으로부터 매 시그널 프레임에 필요한 복조 정보, 디코딩 정보, 심볼 매핑 방식, LDPC 인코딩의 코드 레이트, 인터리브 모드 정보, 프레임 바디 정보 모드 등에 해당하는 상기 시그널 정보는 상기 프레임 바디에 전송된다. 상술한 바와 같이, 상기 시그널 프레임은 전송단에서 데이터 패킷과 널 패킷으로부터 변환된다. 상기 널 패킷은 전송단에서 PRBS 프로세싱으로부터 랜덤성을 가진다. 수신기에서는, 역 랜덤화 프로세싱을 포함한 디코딩 프로세싱은 LDPC 디코딩 이후에 상기 수신된 디지털 신호에 대하여 수행된다.

따라서, 본 발명에 따른 종래 랜덤화 알고리즘을 변경함이 없이 호환성을 유지하면서 전송 신호의 랜덤성이 저하되는 것을 방지하여 수신단의 수신 성능을 향상시킬 수 있으며, 수신단은 본 발명에 따를 경우 별도의 추가적인 장치의 구비 없이도 랜덤성이 강화된 전송 신호를 수신하여 처리할 수 있다.

한편, 본 발명에서 사용되는 용어(terminology)들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의 내려진 용어들로써, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있으므로, 그 정의는 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

본 발명은 상술한 실시 예에 한정되지 않으며, 첨부된 청구범위에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명이 속한 분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 변형이 가능하고 이러한 변형은 본 발명의 범위에 속한다.

그리고, 상기에서 언급한 수치들은 바람직한 실시 예이거나, 단순한 예시인 바, 상기 수치들에 본 발명의 권리범위가 제한되지는 않으며, 첨부된 청구범위에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명이 속한 분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 변형이 가능하고 이러한 변형은 본 발명의 범위에 속한다.

도 1은 본 발명에 따른 방송신호 송신장치의 구성 블록도의 일 예를 도시한 도면이고,

도 2 내지 4는 본 발명과 관련하여 각 시퀀스 생성 구조를 위한 선형 피드백 쉬프트 레지스터(linear feedback shift register; LFSR, 이하 LFSR이라 한다)의 구성 블록도의 일 예를 도시한 도면이고,

도 5는 본 발명과 관련하여 스크램블링 코더(scrambler coder)의 일 예를 도시한 도면이고,

도 6은 하나의 시그널 프레임 주기마다 반복되는 랜덤화된 널 패킷을 설명하기 위해 도시한 도면이고,

도 7은 시간 인터리브 인코딩의 효과를 설명하기 위해 도시한 도면이고,

도 8은 본 발명의 제1 실시예에 따라 랜덤성을 향상시킬 수 있는 방법을 설명하기 위해 도시한 도면이고,

도 9는 본 발명에 따른 제2 실시예를 구현하기 위한 송신기의 구성요소를 설명하기 위해 도시한 것이고,

도 10은 본 발명에 따라 랜덤성이 강화된 전송 신호를 수신하여 처리하는 수신단의 구성블록을 설명하기 위해 도시한 도면이다.

*도면의 주요 부호에 대한 설명

110: 랜덤화부 120: 순방향 오류정정부

130: 채널코딩부 140: 시스템 정보 산출부

150: 다중화부 160: 프레임 바디처리부

170: 프레임 헤더 산출부 180: 프레임 형성부

190: 필터부 200: 전송부

Claims (14)

1. 입력되는 소스 스트림을 특정 코드를 이용하여 랜덤화하되, 상기 입력되는 소스 스트림은 복수 개의 제1 데이터와 상기 제1 데이터 사이에 위치하는 제2 데이터를 포함하고, 상기 제1 데이터는 전송 스트림 데이터를 포함하고, 상기 제2 데이터는 상기 제2 데이터의 타입을 식별하는 헤더 영역과 매 제2 데이터마다 다른 데이터가 포함된 데이터 영역을 포함하는 단계;

   상기 랜덤화된 소스 스트림을 채널 코딩하여 데이터 블록들을 생성하는 단계;

   상기 생성된 데이터 블록들로부터 시그널 프레임을 생성하는 단계; 및

   상기 생성된 시그널 프레임을 전송하는 단계를 포함하는 방송신호 송신방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 제2 데이터는 널 패킷인 방송신호 송신방법.
3. 제2항에 있어서,

   상기 제2 데이터 내 데이터 영역의 각 데이터는 PRBS를 거친 랜덤 데이터를 이용하는 방송신호 송신방법.
4. 제1항에 있어서,

   상기 랜덤화는, 적어도 두 시그널 프레임 이상의 단위로 수행하는 방송신호 송신방법.
5. 제1항에 있어서,

   상기 랜덤화는, 슈퍼 프레임 단위, 미뉴트 프레임 단위 및 CDF(calendar day frame) 단위 중 적어도 하나의 단위로 수행하는 방송신호 송신방법.
6. 제1항에 있어서,

   상기 특정 코드는 스크램블링 코드인 방송신호 송신방법.
7. 제6항에 있어서,

   상기 스크램블링 코드는 쉬프트 레지스터를 이용하여 생성하는 방송신호 송신방법.
8. 입력되는 소스 스트림을 특정 코드를 이용하여 랜덤화하되, 상기 입력되는 소스 스트림은 복수 개의 제1 데이터와 상기 제1 데이터 사이에 위치하는 제2 데이터를 포함하고, 상기 제1 데이터는 전송 스트림 데이터를 포함하고, 상기 제2 데이터는 상기 제2 데이터의 타입을 식별하는 헤더 영역과 매 제2 데이터마다 다른 데이터가 포함되는 데이터 영역을 포함하는 랜덤화부;

   상기 랜덤화된 소스 스트림을 채널 코딩하여 데이터 블록들을 생성하는 채널 코딩부;

   상기 생성된 데이터 블록들로부터 시그널 프레임을 생성하는 프레임 생성부; 및

   상기 생성된 시그널 프레임을 전송하는 전송부를 포함하는 방송신호 송신장치.
9. 제8항에 있어서,

   시스템 정보를 산출하는 시스템 정보 산출부와;

   상기 채널 코딩된 데이터 블록과 상기 산출된 시스템 정보에 근거하여 프레임 바디를 생성하는 프레임 바디 생성부와;

   프레임 헤더를 산출하는 프레임 헤더 산출부를 더 포함하는 방송신호 송신장치.
10. 제9항에 있어서,

    상기 프레임 생성부는,

    상기 생성된 프레임 바디와 상기 산출된 프레임 헤더에 근거하여 데이터 프레임 구조를 형성하여 시그널 프레임을 생성하는 방송신호 송신장치.
11. 제10항에 있어서,

    상기 형성된 데이터 프레임의 대역폭을 필터링하여 출력 신호를 형성하는 필 터부를 더 포함하는 방송신호 송신장치.
12. 제11항에 있어서,

    상기 전송부는,

    상기 생성된 시그널 프레임을 전송 대역으로 변환하여 전송하는 방송신호 송신장치.
13. 디지털 신호를 처리하는 장치에 있어서,

    420, 595, 및 945 중 적어도 하나를 갖는 심볼들을 가진 프레임 헤더와 3780 심볼들을 가진 프레임 바디를 포함하는 시그널 프레임을 가진 디지털 신호를 수신하고, 상기 프레임 바디는 매 시그널 프레임에 필요한 복조 정보, 디코딩 정보, 심볼 매핑 방식, LDPC 인코딩의 코드 레이트, 인터리브 모드 정보, 프레임 바디 정보 모드 등에 해당하는 시그널링 정보를 가지고, 상기에서 시그널 프레임은 전송기에서 데이터 패킷과 널 패킷으로부터 변환되고, 상기 널 패킷은 전송기에서 PRBS 처리로부터 생성된 랜덤성을 가지는 수신부;

    상기 수신되는 디지털 신호를 디코딩하는 디코딩부; 및

    상기 수신된 디지털 신호로부터 널 패킷을 식별하고, 식별된 널 패킷은 상기 디코딩부에서 디코딩되지 않도록 제어하는 제어부;를 포함하는 디지털 신호 처리 장치.
14. 디지털 신호를 처리함에 있어서,

    420, 595, 및 945 중 적어도 하나를 갖는 심볼들을 가진 프레임 헤더와 3780 심볼들을 가진 프레임 바디를 포함하는 시그널 프레임을 가진 디지털 신호를 수신하되, 상기 프레임 바디는 매 시그널 프레임에 필요한 복조 정보, 디코딩 정보, 심볼 매핑 방식, LDPC 인코딩의 코드 레이트, 인터리브 모드 정보, 프레임 바디 정보 모드 등에 해당하는 시그널링 정보를 가지고, 상기에서 시그널 프레임은 전송기에서 데이터 패킷과 널 패킷으로부터 변환되고, 상기 널 패킷은 전송기에서 PRBS 처리로부터 생성된 랜덤성을 가지는 단계; 및

    상기 수신되는 디지털 신호를 디코딩하는 단계;를 포함하고,

    상기 수신된 디지털 신호로부터 널 패킷을 식별하고, 식별된 널 패킷은 디코딩되지 않도록 제어하는 디지털 신호 처리 방법.

Images