CN104994049B

CN104994049B - 处理广播信号的方法及装置

Info

Publication number: CN104994049B
Application number: CN201510237407.0A
Authority: CN
Inventors: 郑秉局; 洪永珍; 林钟泽
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2009-04-15
Filing date: 2010-04-15
Publication date: 2018-10-12
Anticipated expiration: 2030-04-15
Also published as: CN104994049A; KR20100114441A

Abstract

处理广播信号的方法及装置。发明涉及传送接收广播信号和广播信号传送接收设备，根据本发明，传送广播信号的方法的实施例，包括由第一数据和第二数据区构成的多个帧的源流利用特定码随机化，上述随机化的源流信道编码生成数据块，从上述生成的数据块中生成信号帧，并且传送上述生成的信号帧。这里上述所说的随机化，用预先定义的随机化周期随机化的方法和包含上述第二部分数据区内具有随机性的数据随机化方法中至少利用其中一种方法。

Description

处理广播信号的方法及装置

本申请是原案申请号为201010161920.3的发明专利申请(申请日：2010年4月15日，发明名称：传送接收广播信号的方法及传送接收广播信号设备)的分案申请。

技术领域

本发明涉及传送广播信号和广播信号接收设备，更特别是在为了提高广播信号接收设备接收广播信号的性能，从而强化发送信号随机性(randomness)的广播信号传送和接收方法及广播信号传送及接收设备。

背景技术

为了中国向地面波数字电视广播心标准案提出的规格称为地面数字多媒体/电视广播(Terrestrial Digital Multimedia/Television Broadcasting；)，以下为DMB-T)。在DMB-T中可以，叫时域同步正交频复用(time domain synchronous orthogonal frequencedivsion multiplexing(OFDM)一下为TDS-OFDM，以下称为TDS-OFDM)的信号调制技法，和单载波调制技术来传输信号的调制技法可以被有选择的使用。

TDS–OFDM的接收端调制后传送的信号如循环前缀OFDM(cyclic prefix OFDM以下为CP-OFDM)方法在多数副载波传送的信号上，反分离傅利叶转换(Inverse DiscreteFourier Transform以下为IDFT)得到适用(multi-carrier modulation).

相反，DMB-T的传送信号，在一个载波上装载信号，运用调制技法(single-carriermodulation)可以被传送。即，DMB-T的传送信号，通过多载波调制得到的信号和单载波调制得到的信号相互复用传送.但是，复用的传送信号作为训练信号，在保护间隔(guardinterval)上，不是CP，而是插入了模拟噪音信号(pseudonoise；以下为PN)。

与上述相同的方式，可以减少广播信号传送时的信号开销(overhead)。提高信道适用效率，改善广播信号接收设备的动力和信道估计部的性能。

然而，根据传统的DMB-T方式和相关规格的随机化算法，随机化重置周期短，该周期内，会产生随机化零包在绘图上均匀分布的概率低下，随机性(randomness)降低的问题。也会产生这样的传送信号随机性低下，接收端的接收性能降低的问题。再者，在传送端，根据相关规格的随机化算法的变更，会给接收端带来负担.在接收端。为了补偿传送信号的随机性下降，增加设备需要费用，可能带来设备的规格，大小等整体效率的问题。

发明内容

要解决的课题

本发明就是为了解决上述问题，本发明的目的旨在，维持相关规格信号随机算法(randomization algorithm)，提供可以提高随机性(randomness)的广播信号的收送方法和广播信号传输和接受设备.

本发明的其他目的是，加强传送信号的随机性，从而提高收到广播信号接收端的性能。

本发明的另一目的是提高系统的效率，即：在接收端不添加任何另外的设备，良好的接收上述随机性强的传送信号并有效的处理此信号。

解决问题的手段

本发明涉及广播信号的传送和接收方法及广播信号传送接收设备，根据本发明，传送广播信号的方法的实施例，包含由第一数据区和第二数据区构成的多个帧的源流利用特定码随机化的阶段；上述随机化的源流信道编码生成数据块的阶段；在上述生成的数据块中生成数据帧的阶段；及上述生成的信号帧的传送阶段，上述随机化阶段，用预先定义的随机化周期随机化和包含上述第2数据区内具有随机性的数据随机化方法中至少利用一种方式。

此时，上述随机化部，作为预先定义的随机周期可以利用至少有两个帧以上的单位，日历天帧(CDF:calendar day frame)单位，分钟帧(minute frame)单位及超级帧(super frame)单位中某一个进行随机化。

并且，上述随机化部，作为上述具有随机性的数据，至少在一个随机化周期内，各第2数据区内的数据互相同一或是不相重复的数据，作为上述具有随机性的数据也能包含经过PRBS的数据。

根据本发明关于传输广播信号的一例，包括由第1数据区和第2的数据区构成的多个帧的源流利用特定码随机化的随机化部；上述随机化源流信道编码形成数据块的信道编码部；由上述生成的数据块生成信号帧的生成部；及传送上述生成信号帧的传送部；上述随机化部，用预先定义的随机化周期上述源流随机化的方式和包含上述第2数据区内具有随机性的数据随机化计方式中至少利用一种方式。

此时，上述随机化部，作为预先定义的随机化周期可以利用至少有两个帧以上的单位，日历天帧(CDF:calendar day frame)单位，分钟帧(minute frame)单位和超级帧(super frame)单位中某一个进行随机化。

并且，上述随机性部，作为上述具有随机性的数据，至少在一个随机化周期内，各第2数据领域内的数据都互相同一或为不重复的数据，作为上述具有随机性的数据也可以包括通过PRBS的随机数据。

根据本发明广播信号处理方法的一例包括，接收使用特定码随机化的数字广播信号的接收阶段；以及对上述接收的数字广播信号进行编码的阶段.上述数字广播信包含由第1数据和第2数据区构成的多个帧，上述中随机化用预先定义的随机化周期随机化的方式和包含上述第2数据区内具有随机性的数据随机化方式中至少利用其中一种方式，上述编码阶段，由在上述接收的数字广播信号中识别上述第2数据区的阶段，和控制识别的第2数据区不重新编码的阶段完成。

此时，上述预先定义的随机周期可以是，至少有两个帧以上的单位，日历天帧(CDF:calendar day frame)单位，分钟帧(minute frame)单位和超级帧(super frame)单位中某一个。

并且，上述具有随机性的数据，至少在一个随机期间内，各第2数据区内的数据都互相同一或为不重复的数据，也可以包含通过PRBS的随机数据。

另外，上述数字广播信号，包含420，595，和945中带有至少一个码的符号的帧头和带有3780个符号的帧体的信息帧。上述的帧体包含每信号帧需要的解调信息，解码信息，符号映射方式，LDPC编码代码率，插入模式信息，帧体模式信息等对应的信号信息。可以由上述第1和第2数据区变化实现

根据本发明广播信号处理方法的一例包括，接收使用特定码随机化的数字广播信号的接收部；对上述接收的数字广播信号进行编码的编码器；及控制上述编码器编码动作的控制部；上述数字广播信包含由第1数据和第2数据区构成的多个帧，上述中随机化用预先定义的随机化周期随机化的方式和包含上述第2数据区内具有随机性的数据随机化方式中至少利用其中一种方式，上述控制部，在上述接收的数字广播信号中识别上述第2数据区的阶段，和控制识别的第2数据区不重新编码的控制部。

这时，上述控制部，对上述所接收的数字广播信号的解码控制，上述数字广播信号预先定义的随机周期可以是，至少有两个帧以上的单位，日历天帧(CDF:calendar dayframe)单位，分钟帧(minute frame)单位和超级帧(super frame)单位中的某一个。

并且上述控制部，对以上接收的数字广播信号的解码控制，上述具有数字广播信号随机性的数据，至少在一个随机化周期内，各第2数据区内数据互相同一或为不重复的数据，也包括经过PRBS的随机数据。

另外，上述控制部，上述接收的数字广播信号的解码控制，上述数字广播信号，包含具有420，595及945中带着至少具有一个码的符号的帧头和包含3780符号的帧体的信息帧，上述的帧体包含每信号帧需要的解调信息，解码信息，符号映射方式，LDPC编码代码率，插入模式信息，帧体模式信息等对应的信号信息。可以由上述第1和第2数据区变化实现

效果：

按照本发明涉及传输和接收广播信号方法和广播信号传输接收设备，

第一，可以维持相关规格的随机算法(randomnization algorithm)，提高传送信号的随机性(randomness)。

第二，提高上述传送信号的随机性，并提高接收端接的收信性能，以及

第三，在接收端不带任何附加设备，具有接收随机性强的传送信号，并提高处理效率的优点。

附图说明

图1是根据本发明，说明广播信号传送装置的构成符号的图面

图2到图4是与本发明相关，为了说明各个序列的生成，说明线性反馈转移

结构的(liner feedback shift register:LFSR,以下为LFSR)的图面

图5是关系本发明，说明到频器编码(scrambler coder)的图面

图6是说明一个信号帧每个周期反复的随机化的数据包的图面

图7是说明时域交织效果的图面

图8a和8b是很据本发明的实例1，说明提高随机化的方法的图面

图9是为了实现本发明的实例2，说明传送器的构成的图面

图10是根据本发明接收随机性强的传送信号，并处理的接收的构成结构的图面

对于主要符号的说明

110：随机化部 120：前向纠错部 130：信道编码部

140：系统信息产出部 150：复用部 160：帧体处理部

170：帧头产出部 180：帧形成部 190：过滤部

200：传送部

具体实施方式

据此，参考根据本发明附加的传送广播信号的方法以及设备的动作的图面，具体情况如下：

按照本发明的传输和接收广播信号的方法，并对设置的说明，以下在本说明书中为了说明方便以地面数字电视广播为例(terrestrial digital television broadcast)，特别以中国向地面波数字电视广播中信号的传送与接收方法及设备为例进行说明。

广播信号传送设备

图1是根据本发明举的广播信号传送设备的配置框架图的例子。

按照本发明广播信号传送的装置一例，包括：随机部(110)(randomizationblock)，前向纠错部(120)(forward error correction(FEC)block)，信道编码部(channelcoding (constellation mapping and interleave)block)(130)，系统信息产出部(system information block)(140)，复用部(multiplexer)(150),帧体数据处理部(framebody data processing block)(160)，帧头产出部(frame header block)(170)，帧形成部(frame grouping block)(180)，过滤部(filtering(baseband post processing)block)(190)及传送部(transmitting (orthogonal up-convert)block)(200)。

对于每个框架部的详细说明，如下：

随机部化(110)：将输入的源流(source stream)随机化(randomization)。这时，上述随机部(110)中随机化过程，依据后述的根据本发明关于方法执行或具体的说明会在相应部分详细介绍，此处省略。这里输入到上述随机部(110)的源流为，例如比特流形式(bit stream)。

前向纠错部(120)，对于包括随机化的输入源流的传送信号(transport signal)的向前纠正(FEC)。在这里前向纠错(FEC)，为了使在接收端纠正传送的广播信号的方便，可以通过在送信端外码(outer code)和内码(inner code)的链接来实现。此外，上述的外码可以使用BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem)，内码可以使用LDPC(Low Densit_y Parit_yCheck)。这时，前向纠错(FEC)的具体参数(parameter)例如，和表一样。1

表1

号码	代码长(bit)	信息代码	对应的编码效率
				Code rate 1	7488	3008	0.4
Code rate 2	7488	4512	0.6
				Code rate 3	7488	6016	0.8

BCH(762,752)是将BCH(1023,1013)缩短形成的，在752比特数据扰码(bit datascrambling code)前261比特基础上加0形成1013比特并对此进行编码，1023比特(信息比特information bit)在前。之后，再前的261比特信息的基础上去0,762比特信息形成BCH码字。上述BCH码字生成的多项式(polynomial)的数学式1如下：

G_BCH(x)＝1+x³+x¹⁰

上述各个码率(code rate)中，前向纠错(FEC)例如可使用同一的BCH码。

然后，LDPC码的生成矩阵(generation matrix)Gqc的结构，例如，与如下数学式2相同

数学式2

其中，'I'是bxb步骤单位矩阵(step unit matrix)，’O'是bxb步骤零矩阵(stepzero matrix)，G(i,j)是bxb循环矩阵(circulation matrix)'i大于0小于k-1，'j'大于0小于c-1。

BCH码字按照顺序输入LDPC编码(未图示)时，最前位(bit)是信息序列向量(information sequence vector)的第一个元素(first element)，上述LDPC编码器输出的码字信息位(bit)在后面位于核对位(check bit)前面的位置，LDPC码产生出循环矩阵G(i,j)。以上三个不同的代码率(code rate)的前向纠错(FEC)结构，举例说明入下：

a),码率为0.4的FEC(7488,3008)码：

首先4个BCH(762,752)码和LDPC(7493，3408)码前面的5个核对位。LDPC(7493，3048)码的矩阵Gqc具有如同(3)中显示出来的矩阵形式，矩阵参数为k＝24,c＝35,b＝127。

b),码率为0.6的FEC(7488,4512)码：

首先6个BCH(762，752)码和LDPC(7493，4572)码相连，然后删除(7493，4572)前面的5个核对位。LDPC(7493，4752)码的矩阵Gqc具有如同(3)中显示出来的矩阵形式，矩阵参数为k＝36,c＝23,b＝127。

c),码率为0.8的FEC(7488，6016)码:

首先8个BCH(762,752)码和LDPC(7493，6096)码相连，然后删除LDPC(7403，6096)代码前面的5个核对位。LDPC(7493，6096)码的生成矩阵Gqc具有(3)式中显示出来矩形形式，之中参数为k＝48,c＝11,b＝127。

信道编码部(130)对上述前向纠错的传送信号进行信道编码(channel coding)，这里信道编码，可以通过符号映射(symbol mapping)，交织(interleaving)等来实现。上述符号映射经过前向纠错的比特流(bit stream)到符号流(symbol stream)的群集映射(constellation mapping)。即：均匀的nQAM(正交调幅,Quadrature AmplitudeModulation)，(在这里n群集点(constellation point)数量)意味着到符号流(symbolstream)的转变，另外，在相关规格上包括多数的符号映射关系。这样的符号映射关系可以包括64QAM，32QAM，16QAM，4QAM和4QAM-NR。上述多数的符号映射施以电力均准化(powernormalization)，使多个符号映射的电力几乎相同。例如64QAM调制映像输入比特流的每6个字节与一个群集符号(constellation symbol)相应。32QAM调制映像输入比特流的每5个字节与一个群集代码相应，16QAM调制映像输入比特流的每4个字节与一个群集代码相应，4QAM调制映像输入比特流的每2个字节与一个群集代码相应.另外4QAM-NR是指在上述4QAM符号映射前增加或适用NR正交编码映射(Nordstrom Robinson(NR)near orthogonalencoding mapping)。上述信道编码部(130)是在执行符号映射后形成的符号流交织形成符号单位。因为这里符号单位的交织为时域交织编码(time domain interleavingencoding)可以在多个符号帧(symbol frame)的基本数据块(data block)中进行。例如，数据信号(即，数据码(data code)的群集符号)的基本数据块之间的交织，可以利用以群集符号为基础的卷积交织编码(convolve interleave encoding)。

系统信息产出部(140)产出包含有关传送信号的结构或信道编码的信息的传送信号的系统信息。这里系统信息(system information)，例如，可以包括关于传送信号的内码速率(inner code rate)，调制类型(modulation type)，和交织模型(interleaving mode)等的信息。

复用部(150)是把信道编码得到的信号和输出的系统信息复用。

帧体处理部(160)处理传送复用部(150)中复用的输入信号的广播数据的帧体信号。这里，帧体处理部(160)，可利用根据相关规格定义的两种调制方式进行分开处理输入传送信号的帧中的信号。一种是单载波调制方式(single carrier(SC)modulationscheme)，另一种是多载波调制方式(multi carrier(MC)modulation scheme)。单载波调制方式(SC modulation scheme)和美国的ATSC(8-VSB)方式相似，以高比特(bit)速度和优越的性能为基础，可以用于高清电视的固定电视(HDTV High Defintion Television)。多载波调制方式(MC modulation scheme)根据本发明，与前缀正交频复用方式(Cyclic Prefix(CP)-OFDM(CP-OFDM))相似。这里，根据上述的多载波调制方式的传送数据，利用逆离散傅立叶变换，保护间隔，不是一个CP而是把伪随机噪声序列(Pseudo-random Noise(PN)Sequence(PN))用于训练序列(training sequence)，因此，上述多载波调制方式(MCmodulation scheme)不仅可以减少传送开销，提高信道性能，也可以提高收信端的动机处理和信道估计部的性能。

帧头产出部(170),产出作为传送信号的训练信号(training sequence)，使用的帧头信号。在本发明之中，以作为上述训练信号使用PN序列为例。帧头产出部(170)按一定的规则生成PN序列

帧形成部(180)，将帧体处理部(160)输出和帧头产出部(170)输出复用并形成数据帧结构(date frame structure)。这里，数据帧的结构例如可以形成4层(layer)的结构。此外，上述数据帧的结构的基本单元是信号帧(signal frame)。信号帧由帧头(frameheader)和帧体(frame body)构成。超级帧(super frame)定义为一组信号帧。分钟(minuteframe)帧定义为一组超级帧。另外，上述数据帧的最高层(top layer)叫CDF(Calendar DayFrame)。这里，信号帧(signal frame)作为系统帧构造的基本单位，由一个信号帧，上述帧头和帧体部分的时域信号构成。根据上述帧头的形成的不同可以形成不同的结构。另外，帧头和帧体的信号基带信号比率(baseband symbol rate)，例如可以

是相同的值为7.56MHz。

帧头由PN序列构成，有3种模式。图2和图4和本发明相关为了各个序列的生成结构以线性反馈移位寄存器序列结构图(linear feedback register(LFSR)下为LFSR)为例的图示。以下是参考图2和图4的更具体的说明。

首先，帧头模式(Frame header mode)采用的PN序列，定义为点击扩展(CyclicExtension)的8步m序列(8step m seqence(8个干时间))。可以用一个LFSR实现,以‘0’+1值(value)，‘1’-1值(value)，二进制符号映射转换。

长度(Length)为420个符号的帧头信号(frame header signal,PN 420)由一个信号头(pre-amble)和一个PN255序列及一个信号尾(post-amble)构成。上述的信号头和信号尾定义为PN255序列的单击扩展,其中信号头的长度为82个符号，信号尾的长度尾83个符号。LFSR的初始(linitial)条件确定生成PN序列相位。一个超级帧中有255个信号帧，在每超级帧中，各信号帧的帧头采用相互不同的位相PN信号，形成信号帧链接(frame tag)。

生成序列PN255的LFSR的生成多项式，例如可与下面的数学式3表示：

数学式3

G(x)＝1+x+x⁵+x⁶+x⁸

PN 420序列可以生成图2中显示的LFSR。参考图2时，以LFSR的初始状态为基础，可以生成255个相互不同的位相PN420序列，顺序号位从0到254.在本发明中选择其中的225个位相PN420序列，顺序从0到224.在本发明选择其中的225个PN420序列，序号下从0到224.每个超级帧开始时LFSR重置(reset)回顺序号为0的初始状态。

帧头信号的平均电力是帧体信号平均电力的2倍。另外，在不要求显示帧顺序号的情况下可以不实现PN序列的相位变化,使用顺序号为0的初始相。

接着，帧头模式2(Frame header mode 2)，采用10步最长的PN序列，帧头信号的长度为595个符号，也就是在长为1023的m序列(m sequence)前面有595个符号。最大长的PN序列生成10比特(bit)的移位寄存器组(shift register group)。具体生成的多项式与数学式4相同：

数学式4

G₁₀₂₃(x)＝1+x³+x¹⁰

10比特(bit)的移位寄存器组的最初相位为0000000001，每个信号开始时都进行重置(reset)。

生成最大长的PN序列的结构图参考图3，在参考图3的时候，PN序列前的595个码以‘0’+1值，‘1’-1值，二进制法，进行符号映射转换。在这种情况下，一个超级帧一共包括216个信息帧，每个超级帧中，各信息帧的帧头都可以采用同一的PN序列。帧头的平均电力与帧体信号的平均电力相同。

最后帧头模式3采用(Frame header mode 3)的PN序列，定义为点击扩展的9步m序列。通过一个LFSR可以实现，以‘0’+1值，‘1’-1值，二进制符号映射转换。

长为945个符号的帧头信号(PN 945)，由一个信息头，一个PN511序列和一个信息尾构成。上述的信息头和信息尾定义为PN511序列的单击扩展,上述的信息头和信息尾的长为217个符号。LFSR的初始条件确定生成的PN序列的相。一个超级帧一共有200个信号帧，每个超级帧中各信号帧的帧头采用位相互不相同的PN信号作为信号帧标记。

生成序列PN511的LFSR的多项式例如下图数学式5一样的定义.

数学式5

G₅₁₁(x)＝1+x²+x⁷+x⁸+x⁹

PN 945序列可以生成图4的LFSR。参考图4时，以LFSR的初始状态为基础，可以生成511个相互不相同的PN945序列，顺序号从0到510。在本发明中选择其中的200个PN945序列，顺序号为0到199.每个超级帧开始时，LFSR重置回顺序号为0的初始位相。另外，帧头信号的平均电力是帧体信号平均电力的2倍。并且在不要求显示帧顺序号的情况下，可以不实现PN序列的位相变化，使用顺序号为0的PN初始位相。

正如上述所说，帧头信号具有3种模式，并且在本说明书中，帧头信号采用了I和Q的同一4QAM调制。另外，帧体包括36个符号系统信息和3744个符号数据共3780个符号。超级帧的时长定义为125ms,8个超级帧为1秒。因此，时间系统(例如：GPS)在对时间时就方便了。分钟帧(minute frame)的时长时1分，包括480个超级帧。CDF以一个自然的周期进行重复，由1440个时构成，时间为24小时。

如上所述，数据帧构架的基本单元是信号帧。信号帧由帧头和帧体两部分构成，为了适用于不同的运作模式，定义为与3种动作帧头模式相对应的信号帧构架。因此，随着上述3种动作帧帧头的不同，形成的超级帧的信号帧数也不同。

过滤部(190)是过滤帧形成部(180)产生信号带宽(bandwidth),即通过基带后处理(baseband post-processing)形成输出信号(例如：8MHz的带宽)。例如上述的基带后处理(baseband post-processing)采用SRRC(Square Root Raised Cosine)滤波对基带进行脉冲修正，可以预防符号间干扰。这时，上述SRRC滤波的滚降系数因子(roll off factor:α)为0.05.

并且，传送部(200)是把滤波部(190)产出的信号进行正交上变频处理(orthogonal up conversion)，形成周期波数fc(中心频率)的RF(Radio Frequency)的射频信号，传送频宽，例如，可以利用UHF(超高频)VHF(甚高频射频波段)的周期波数频带范围的RF频宽传送信号。

随机化(Randomization)

传送数据间存在着相互关系(correlation)，这种相互关系可以影响传送信号，产生无用信号。因此，消除这种信号间的相互关系就非常需要。消除信号间性相互关系的方法之一就是随机化(randomization)。随机化目的就是防止无用信号的传送,因此，形成随机化就可以消除数据间的相互关系，并防止无用信号的传送。提高接收器的接受性能.即通过随机化消除传送数据间的相互关系，接收器的传送信号的电力频谱图形(power spectrum)也可以基本得到预测，接收器内定时恢复电路形状(timing recovery circuit),自动增益控制电路(automatic gain control circuit)及其他自适应电路中传送数据进行相对有效的处理，以提高接收机整体性能。另外，这样的随机化例如在联邦通讯委员会(FCC:federal communications commission)和电磁兼容(EMC:electromagneticcompatibility)认证机构(certification instiution)也满足规范。

以下是对于随机化方式附加的参考图。

图5为与本发明相关倒频器程序编码(scrambler coder)的一例倒入的图面

如上所述，确认在传送端的传送数据的随机性(randomness)是必要的。以下是把传送数据(stream data)按照相关规格随机化为用倒频码(scrambling code)方式作为例子的说明，这里以本说明书中以倒频器使用伪随机二进制为例(pseudo-random binarysequence:PRBS)。

图5中，把与本发明相关以干扰符号码(scramling code)的构成作为例子导入。广播信号的传送/接收端因干扰信号而使用伪随机二进制序列(PRBS)，这里上述序列(PRBS)可生成LFSR.

LFSR的多项式如数学式6，初始状态可定义为100101010000000.

数学式6

G(x)＝1+x¹⁴+x¹⁵

根据输入的型比特流(bit stream)和PN序列(PN sequence伪随机码)附加上第2位模(modulo two addition)后生成数据扰码(data screambling code)。

随机化重置周期(Randomization reset period)

相关规格倒频器编码(scrambling coder)的线性反馈移位寄存器(LFSR)明示了，每个信号帧(frame)开始时，重置回初始状态(initial phase)。即每一个帧体，线性反馈移位寄存器都进行周期重置。在这里上述的一个帧体，例如3744符号(symbol)，上述符号意味着按QAM模式类别(mode)的群集映射(constellation mapping)形成的数据单元。但是上述群集映射前的数据时经过前向纠错的数据，即随着不同码率(code rate)，每个帧的比特流数据(stream data bit)数也不同举例如表2，表2显示了随机周期重置(randomizationreset period)

表2

随机性(randomness)

图6是为了说明每个信号帧周期重复的随机化的零包导入的图面。

如上所述，本发明中以一个信号帧为单位重置实现随机化(randomization)。按照发明的方式，为了根据随机化说明随机性(randomness)举例说明如下：假设在带有约32Mbit/sec(这里，64QAM，代码率(code rate))＝0.8.信号帧长度(singal fream length)＝4200个符号)的载重量(payload)的系统(参照后述的表3)中传播流(ransport stream:TS)数据率为4Mbit/sec的情况。这里，在排除32Mbit/sec中4Mbit/sec的TS数据率的28Mbit/sec期间插入零包。上述的零包由头区(header area)和数据区(data area)(例如：184字节)构成。头区(header)作为数据包的标志(flag)识别，即包是否是零包，对上述数据区并没有限制。另外，上述数据区例如插入全部‘1’或’0’。

如上所述，如果插入零包的情况，占整体信号帧1/8的TS数据包(图6画阴影部分)，虽然每个帧都进行随机化，在上述整体帧中，排除TS数据剩余部分(整体信息帧的7/8)的零包(图6的A,B,C)随机化为统一数据,每个数据帧反复(参照图6)。在这里假如占据整体信号帧7/8的零包，不按64个群集点(constellation point)平均分布，而是都聚在特殊点上的情况，每个信息帧在特定点分布的概率就会加大。这是在64个群集点上平均分布的程度随机性就会降低的现象。这样的现象随着传送信号的TS数据率(TS data rate)相对系统数据载重量(payload)小(即，随着零包的增多)，应当平均分布的群集点的增多(即，高阶QAM模式(high order QAM mode))，发生的概率就变大。表3显示了系统载重的数据率(payloaddata rate)(Mbit/s)。

表3

时域交织(Time domain interleave)

图7是为了说明时域交织而插入的图

时域交织编码(Time domain interleave encoding)的目的，是针对多个信号帧内符号交织，使交织时发生突发错误(burst error)变得明显。只是因为时域交织以符号为单位交织对特定的群集点分布概率不产生影响。参考图6的话可以发现，虽然符号的位置改变，但因有符号单元的交织，并不是符号全体的改变，因此对群集点的分布没有影响。

假如如上所述不是符号交织编码(symbol interleave encoding)，而是执行比特交织编码的情况下，由于符号值整体改变(bit interleave encoding)，固定于一个帧中特定点上的零包就会带着变化的符号值在多个帧中的位置发生变化，形成随机性。

如上所述，相关规格随机化(2次)重置周期(randomization reset period)为于一个帧(约600us)与其他广播规格比较起来属于较短的。换句话说，就是在一个随机化重置周期内整体群集点均一分布的概率相对较低。假如传送信号TS数据率相对于系统载重(payload date rate)数据率短，插入特定模式的零包的比重变大，每个帧的零包重复。假如一个帧的随机化零包(randomized null packet)包没有均一分布在整体聚集点上时，那么特定聚集点集中传送的可能性就会变大。这随着应当均一分布的群集点是多个高阶QAM(high order QAM mode)模式而变大。另外，因为数据位置的改变，可提高随机性的时间交织(time interlever)以符号单位动作的不对群集点的分布产生影响，因此随机分布也不会发生变化。

结果根据在相关规格中定义的随机化算法实行随机化为了提高随机性以符号单位交解决问题是很难的。因此，以下为了解决如上所述问题，通过如下实施例，防止随机性低下，提高接收端性能。

第1实施例

图8a和8b是为了按照本发明第1实施例提高随机性的方法而导入的图。

参照图8a和8b时，根据实例1，是关于改变并且扩张(以下称为扩张)随机化重量同期(randomization reset period)方法的实例。

因为与随机化重置周期相关，每个信息帧都进行了随机重置周期，随机化低下，可能对接收性能产生影响。

所以，在本发明中提出采用扩张随机化周期的方案。

下面是根据本发明对实例更详细的说明

图8a随机化重置周期是1个信号帧的情况，图8b是为了说明依据本发明，随机化重置周期扩大的情况(2个信号帧)而导入的图面。在这里，参照图8a和图8b,各个信息帧以划阴影的部分表示TS数据，，剩余的部分表示零包。另外，上述零包部分的A,B,C,D,E,F表示群集点，所以，图8a和8b中为了说明方便，以一个帧是7/8个零包的情况为例。图8a随机化周期为1个信号帧，即共3744个符号中3276个符号是零包的情况，图8b随机化周期为2个信号帧，即7488(3744*2)个符号中6552(3276*2)个信号时零包的情况。

参照图8a和8b,图8a的零包中的3276个符号在64群集点上平均分布，相比，图8b的零中的6552个符号在64群集点上平均分布的开率更高。例如，图8a中，随机化重置同期为一个信息帧的情况，随机化重置同期都群集在零包A，B，C 3个群集点上，图8b随机化同期为2个帧的情况，随机化的零包比起6个群集点(A,B,C,D,E,F)的分布更加多样化。

结果，帧重置同期，比起1个帧单位形成更大的周期，更可能形成随机化。只是与帧重置周期无限制的扩张相比，根据传送接受信号的强弱，由扩张的帧单元决定随机化的程度及系统的效率，可以适度的定义。例如可以设定为超级帧单位，分钟帧(minute frame)单位和，CDF(日历天帧calendar day frame)单位。

第2实施例

根据本发明，作为提高随机化的方法第2实施例，零包的数据领区含的数据，不是特定的数据，而是使用具有随机性的数据。这里所谓的随机性数据意味着，例如，同一或不相重复的每零包相互不同的数据。另外，上述的带有随机性的数据，在一个帧周期中同一或不相重复的数据，至少在上述一个随机化周期内以一个零包为基准，与相邻的零包同一或不相重复。

图9是依照本发明为了实现第2实施例，并说明传送器的构成要素而引用的图面。在这里，图9根据本发明，在传送器，随机化单元后的接收目的构成要素没有用图显示，但是与上述图1的构成同一，每个构成要素的随机性的说明也原用了图1的说明。

随机化的零包在每个随机化重置同期时反复，这里拿上述随机化的零包的数据区包含的数据特定数据为例，如像‘1’和’o’，一个同一的数据反复的包含在据数据区内。一般的TS数据单元区，随着随机化重置周期的不同，相应的数据整体的每个帧也不同。因带有随机性，所以不产生随机性的问题。最终随机性的问题主要起因于零包。为了解决这个问题，可能有很多方法，但是为了说明方便，拿在本发明中利用每个随机化重置周期反复，是随机化零包的数据区内的数据和TS数据类似，使之具有随机性的方法为例说明。

实例2中的基本概念如上所述，使零包与TS数据包一样具有随机性。对按相关规格的构成零包的头区有一定的规定，但对数据区没有特定的规定。为了满足以上的标准的条件，防止随机性低下，上述数据区内包含的数据同一或不相重复，包括具有随机性的随机数据，确定它和TS数据相似或同一的随机性。

在本发明中,为了说明的方便，包含在零包数据区中的数据，使用通过PRBS的随机数据为例，即在发送端位于传送流之间零包的复用，为了形成随机化构成一个源流。此时，零包数据区通过经过PRBS的随机化数据和回旋构成。因此，图1中，用随机化单元输入的源流通过零包和经过PRBS随机化数据，回旋数据和传送数据块的复用形成的比特流形式数据。只是本发明，不只限定于上述的例子。也提前发现了上述数据区内的数据，按照其他的方式形成并使用带有随机性的随机数据的情况，包含在本发明的权利范围之内的事实也提前发现。

根据本发明第2实施例，作为数零的数据区，使用随机性数据，不仅可以提高随机性的性能，对接收器的对传统零包的处理过程用同一方式进行处理，也可以确定和常规接收器的互换性。因为从基本上看，接收器对零包的处理上，根据相应的包判断，如果是相应包是零包，就忽视，不进行解码。因此，零包数据区内的数据，即使取代了传统和其他具有随机性的随机数据，接收器的动作也不会改变。即，传送PRBS发生器和从发生器产生的随机数据回旋(convolution)零包的回旋代码，只增加构成回旋代码就可。接收端即使没有任何添加的装置设备，也可以处理随机性强的传送信号。

第3实施例

本发明的第3实施例作为是上述第1实施例和第2实施例的结合实施例。与陈述的实施例1一样使随机化周期变化，与陈述的随机化周期内随机化的各帧内零包的数据的实施例2一样使用具有随机化数据的实施例。

根据以上所述的各实施例的情况，如同陈述的一样，传送信号的随机性得到强化，不在接收端上添加任何附加装置，也可以接收并处理随机性得到强化的传送信号。

接收端

图10是根据本发明为了说明接收并处理随机化强的传送信号的接收端的结构框架导入的图面。接收机的各构架执行与下相同的动作，与上相同，接收在接收端处理的具有特征的中国地面波DTV广播信号。

参考图10，广播接收器包括：调谐部(tuner)(701)，自动获得控制(auto againcontroller:AGC)部(702),AD转换(analog/digital converter；ADC)(703)，基带处理(base band processing block)部(704)，重新取样(resampler)部(705)，监测和电频管理部(SRRC:Square Root Raised Cosine)(706)，载波复苏部(carrier recovery block)(707)，时间复苏部(timing recovery block)(708)，数据处理部(data processingblock)(709)，PN相关器(PN correlator)(710)，信道推定器(channel estimator)(711)，傅立叶转换部(FFT:Fast Fourier Transform block)(712)，信道平衡部(channelequalization block)(713)，时间去交织部(time deinterleaver)(714)，存储部(715)，符号去映射部(symbol demapper)(716)，LDPC解码(LDPC decoder)(717)，BCH解码(BCHdecoder)(718)，解扰器(descrambler)(719)，和控制部(720)。A/V解码(721)

参考以下附加的图10对构成接收端的各个框架进行的说明如下：

调谐部(701)对信道调谐，通过调谐的信道把传送的RF频带信号(450Mhz-860Mhz)转变成基本频带(baseband)。自动获得控制部(AGC)(702)为了认可A/D转换器(703)的固定大的信号执行电力规格化(power normalization)。AD转换(ADC)(703)是把输入的相似信号转换为数字信号。基带处理部(704)是去除因数字信号变化引起的偏频。重新取样部(705)是去除频偏后信号的晶体频偏。监测和电频管理部(706)通过和传送部相同的SRRS使之复原成RC信号。

载波复苏部(707)是推测(estimating)补偿(compensate)传入信号的频偏(frequency offest)。时间复苏部(708)是推测和补偿晶体(crystal)时间的相互抵消(timing offset)。数据处理部(709)是消除ACI(adjacent channel interference)和CCI(co-channel interference)。PN相关器(710)是找出帧头(frame header)和PN的相关系数(correlation coefficient)。信道推定器(711)是推定无线信道(wireless channel)的多种途径。傅立叶转换部(712)是为了均衡，把数据和估计的信道转换成(FFT)频率区(frequence domain).

信道平衡部(713)逆过滤推定的信道(de-filtering)找出数据。时间去交织部(714)交织编码信号的解码(interleave encoding)。存储部(715)临时暂时储存时间去交织部(714)中的解码信号(decoding)。符号去映射部(716)是把按QAM模式类别传送的符号映像(mapping symbol)去映射(demapping)成LDPC符号。LDPC解码器(717)按照LDPC的码率(code rate)把LDPC代码字解码成BCH代码字，BCH解码(718)把BCH码字解码成码比特流(scrambling coded bit stream)。解扰器(719)对随机化(randomization)的符号比特流(scrambling coded bit stream)解扰(descrambling)使之变成数据流。和A/V解码(721)是在(719)中接收解扰的数据流并执行解码。

这里根据发明，随机化的零包，相应的包无论是否是零包，也可以实现在接收端的解调。即，接收的数据信息中包含的随机化的零包与其他数据一起执行信道平衡(channelequalization)，信号去映射(demapping)，LDPC解码，BCH解码及解扰。之后，执行到解扰器为止的数字信号内的随机化零包，在控制部(例如系统解码)(720)中识别是否是相应的零包(null packet)，并在A/V(721)中使上述随机化零包不再解码。因此，上面所叙述的本发明的实例中，扩张零包随机化重置周期或即使不把零包数据区转变为临时随机化数据，不在接收端上加任何附加设备，也可以实现。

大致概括的话，调谐部(701)接收数字信号。这里的数字信号如上所述，可以带有信号帧。上述的信号帧一般分为帧头(frame header)和帧体(frame body)。如上述陈述的，帧头至少带有3那个符号中的一种。上述可以带有第一长420个符号，第二595个符号，最后长为945的符号。从传送端，每个信号帧(signal frame)需要的解码信息(demodulationinformation)，符号映射(symbol mapping method)，插入模式信息(interleave modeinformation)，LDPC解码率(code rate)，帧体信息(frame body information mode)，与他们相应的信息帧(signal frame)信息传送到帧体。信号帧再传送端变为数据包(datapacket)和零包(null packet)。零包在传送端从PRBS处理器开始具有随机性。在接收器中，包括逆随机化处理的解码处理，在LDPC解码下执行数字信号处理。

因此，按照本发明。传统随机化计算不经过变化而维持互换行，防止传送信息的随机化低下，提高接收性能。接收端是依据本发明，即使不添加任何设备，也可以接收到随机性强的广播信号并进行处理。

Claims

1.一种在发射器中处理广播信号的方法，所述方法包括以下步骤：

通过使用与预先定义的随机化周期对应的随机化方法，对包括多个帧的源流进行随机化，其中，每个帧包括第一数据区和第二数据区；

使用外码和内码对具有经随机化的源流的传输信号进行前向纠错FEC编码；

将经FEC编码的传输信号的比特流群集映射至n正交调幅n-QAM符号流；

对所述n-QAM符号流进行时间交织；

生成信号帧，其中所述信号帧包括帧头和帧体，并且其中所述帧体包括经时间交织的所述n-QAM符号流；以及

发送所生成的信号帧。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述帧体还包括系统信息，所述系统信息包括内码速率信息和调制类型。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，通过使用特定序列来进行所述随机化。

4.一种用于处理广播信号的发射器，所述发射器包括：

随机化单元，其用于通过使用与预先定义的随机化周期对应的随机化方法，对包括多个帧的源流进行随机化，其中，每个帧包括第一数据区和第二数据区；

编码单元，其用于使用外码和内码对具有经随机化的源流的传输信号进行前向纠错FEC编码；

信道编码单元，其用于将经FEC编码的传输信号的比特流群集映射至n正交调幅n-QAM符号流，并对所述n-QAM符号流进行时间交织；

帧生成单元，其用于生成信号帧，其中所述信号帧包括帧头和帧体，并且其中所述帧体包括经时间交织的所述n-QAM符号流；以及

发送单元，其用于发送所生成的信号帧。

5.根据权利要求4所述的发射器，其中，所述帧体还包括系统信息，所述系统信息包括内码速率信息和调制类型。

6.根据权利要求4所述的发射器，其中，通过使用特定序列来进行所述随机化。

7.一种在接收器中处理广播信号的方法，所述方法包括以下步骤：

接收所述广播信号，所述广播信号包括具有帧头和帧体的信号帧；

对所述信号帧的所述帧体中的符号流进行时间去交织；

将经时间去交织的符号流符号去映射为LDPC代码字；

将所述LDPC代码字LDPC解码为BCH代码字；

将所述BCH代码字BCH解码为加扰流，其中，所述加扰流是通过在发射器中使用与预先定义的随机化周期对应的随机化方法被随机化的流；并且

对所述加扰流进行解扰以输出源流，其中，所述源流包括多个帧，其中，每个帧包括第一数据区和第二数据区。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述帧体还包括系统信息，并且其中，所述系统信息包括调制类型和针对所述LDPC解码的内码速率信息。

9.一种处理广播信号的接收器，所述接收器包括：

调谐部，其用于接收所述广播信号，所述广播信号包括具有帧头和帧体的信号帧；

时间去交织部，其用于对所述信号帧的所述帧体中的符号流进行时间去交织；

符号去映射部，其用于将经时间去交织的符号流符号去映射为LDPC代码字；

LDPC解码部，其用于将所述LDPC代码字LDPC解码为BCH代码字；

BCH解码部，其用于将所述BCH代码字BCH解码为加扰流，其中，所述加扰流是通过在发射器中使用与预先定义的随机化周期对应的随机化方法被随机化的流；并且

解扰器，其用于对所述加扰流进行解扰以输出源流，其中，所述源流包括多个帧，其中，每个帧包括第一数据区和第二数据区。

10.根据权利要求9所述的接收器，其中，所述帧体还包括系统信息，并且其中，所述系统信息包括调制类型和针对所述LDPC解码的内码速率信息。