CN101867426A - 广播接收系统及广播信号处理方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了广播接收系统及广播信号处理方法。上述广播接收系统中的广播信号的处理方法可以包括，包括伪随机噪声(PN)信号，系统情报(SI)信号，数据信号的广播信号的接收阶段，上述广播信号的解调阶段，包含在上述解调广播信号中的信道歪曲的补偿阶段，从上述信道歪曲补偿所得广播信号中PN信号的群集点和上述数据信号最外层群集点中某一个中检出SI信号编码解调及输出数据编码信息阶段，及根据上述输出的数据解码信息的解码信道均衡所得的数据信号的阶段。
Description
技术领域
本发明涉及传送广播信号的广播传送系统，上述接收的广播信号的广播接收系统，及在广播传送/接收系统中的广播信号的处理方法。
背景技术
中国向地面波DTV的标准全部包括Advance Digital TelevisionBroadcast-Terrestrial：ADTB-T方式和Time DomainSynchronous-Orthogonal Frequency Division Multiplexing(TDS-OFDM)方式。
上述ADTB-T方式是与美国ATSC 8-VSB相似的单载波(singlecarrier：SC)变频方式(modulation scheme)。和高比特(bit)字节速度一起，整体性能的优越适用于高清数字电视(High Definition Television(HDTV))的固定收信。但和ATSC不同的是，上述ADTB-T，因改善的均衡训练序列(equalizer training sequence)，扩张的编码(coding)，与更长的交织(interleaver)，具有更适于移动通信的特性。
上述TDS-OFDM方式是与基础的循环序列前缀OFDM(Cyclic PrefixOFDM；以下为CP-OFDM)相似的多媒体(multi carrier；MC)载波变频方式(modulation scheme)。因上述的TDS-OFDM方式，传送的数据使用反分离傅立叶转换(Inverse Discreete Fourier Transform；IDFT)，在保护间隔上，不CP而是把模拟噪音序列(pseudo-random noise；PN)作为训练序列使用，即，上述PN在接收侧为了实施帧同步，信道估计，模拟噪音追踪机能被使用为训练信号(training sequence)。这样做，可以减少传送开销(overhead)，提高信道使用频率，提升接收系统内动机部和信道估计部性能。
但是，中国向地面波DTV标准中，没有明示出系统信息(SystemInformation；SI)信号的传送位置。但是，在SI信号传送位置，还没确定的状态下，传送系统和接收系统被开发的话，由于互不一致的多的SI信号产生传送位置歪曲，因此接收系统整体性能下降。
发明内容
发明简介
因此，本发明的目的旨在提供，因着把各种歪曲性强的位置转变为SI信号的传送位置，达到在接收系统中无误的解码SI信号，并处理的广播接收系统和广播信号处理方法。
如上所述，为了达到目的根据本发明的实施例，广播接收系统包括，接收包含模拟噪声(PN)信号，系统信息信号(SI)，数据信号的广播信号的接收部，解调上述广播信号的解调部，包含在上述解调的广播信号里的补偿信道歪曲的信道均衡器，补偿的上述信道歪曲的广播信号中PN信号的群集点和上述数据信号的最外层群集点中从某一个开始检出上述SI信号解码，输出数据解码信息的系统信息解码器，及根据上述在系统信息解码中输出的数据解码信息，解码上述信道均衡得到的信号的数据解码部。
根据本发明，一个信号帧由帧头和帧体构成，上述帧头包括上述PN序列，上诉帧体包括上述SI信号和数据信号。
根据本发明的1实施例，处理广播接收系统的数据方法可以包括：接收包含模拟噪音(PN)信号，系统信息(SI)信号，数据信号的广播信号的接受阶段，上述广播信号的解码阶段，包含在上述解码广播信号中的信道歪曲的补偿阶段，上述广播信号歪曲补偿得到的广播信号中PN信号的群集点和上述数据信号的最外层群集点中从某一个开始上述SI信号的检出解码并输出数据解码信息的阶段，及按照上述输出的数据解码信息，解码上述信道均衡得到的数据信号的解码阶段。
本发明的其他目的，特征及优点，通过参照附加图的实施例的详细说明中可以得到明确。
附图说明
图1是根据本发明为了中国向地面波DTV广播显示数据帧的结构图面，
图2是根据本发显示明传送系统的实施例的构成表，
图3是根据本发明显示在64QAM群集图表中SI传送位置的图面，
图4是根据本发明显示在32QAM群集图表中SI传送位置的图面，
图5是根据本发明显示在16QAM群集图表中SI传送位置的图面，
图6是根据本发明显示在4QAM群集图表中SI传送位置的图面，
图7到图9是根据本发明，显示为了各个序列的生成结构，线性反馈移位寄存器(linear feedback shift register；LFSR以下为LFSR)的表，
图10是根据本发明显示SI信号的传送方式的信号设置(signal set)的表，
图11是用1维表现图10的图面，
图12是按照本发明，显示Q函数的一个例子的图表，
图13是按照本发明，显示广播信号系统的实施例的构成表。
具体实施方式
以下是可以具体实现上述目的参考附加图面说明本发明提倡的实施例，在这种情况下，图面上显示的或依据图面说明的本发明的构成和作用，最少作为一个实施例来说明，根据这一点，本发明的技术性思想和核心构成及作用不受限制。
在本发明中，使用的用语的选择，是在考虑本发明中性能的同时又是现在广泛使用的一般性用语，但是，这也能根据从事在相应领域的技术人员的意图和惯例，及新技术出现的不同而变化。另外，在特定的情况下，也有申请人随机选的用语，对这种情况在发明的说明部分中将会详细记载用语的意义。因此在本发明中使用的用语，不是单纯的用语的名称，而是要阐明那个用语的意义和以本发明整体内容为基础定义的必要性。
根据本发明主要说明广播传送系统，广播接收系统，及广播信号处理方法，以下在本说明书中，为了说明方便以地面波DTV广播为实例说明，特别把中国向地面波DTV广播作为实施例说明。
图1是根据本发明为了中国向地面波DTV广播导入的数据帧结构的图面。
参考图1的话，分钟帧(Minute frame)中包括一个以上的超级帧，一个超级帧包括一个以上的信息帧。即，数据帧结构的基本单位是信息帧。并且把数据帧的顶层成为日历天帧(Calendar Day Frame；CDF)。
上述信息帧由帧头(frame header)和帧体(frame body)构成，上述帧头和帧体信号的基带符号频率相同(例：7.56Msps)。
上述的帧头部分由PN序列构成，帧头长度有3种选项。并且，帧头信号采用I和Q相同的4QAM调制方式。
上述帧体部分作为数据块由载有系统信息(SI)的部分和载有实际部分的数据构成，上述SI由36个符号构成，上述数据由3744个符号构成，即，上述帧体部分一共包括了3780个符号。帧体长为500μs(3780*1/7.56μs)。
上述超级帧的时间长定义为125ms，8个超级帧为一秒。因此，计时系统(timing system例如GPS)和时间的调整就方便了。
上述分钟帧的时长为一分，包括480个超级帧。
上述CDF以一个自然时间周期周期性重复，由1440个分钟帧构成，时间为24小时。
图2是按照本发明显示广播传送系统的一个实施例的构成图。
按照本发明实例，广播传送系统包括随机化部(randomization unit)(110)，前向纠错部(forward error correction unit)(120)，信道编码部(130)，系统信息产出部(140)，复用部(150)，帧体处理部(160)，帧头产出部(170)，帧形成部(180)，滤波部(190)及传送部(200)
上述随机化输入部(110)把输入的数据随机化。
在这里输入上述随机化部(110)中数据是比特流形式。
上述前向纠错(120)，执行对随机化数据的前向纠错。在这里，上述FEC编码连接并执行外码(outer code)和内码(inner code)。上述外码可以利用BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem)BCH码，内码可以利用LDPC(Low Density Parity Check)码。此时，FEC编码的具体参数举例，和表一相同。
表1
| 符号 | 符号长度(bit) | 信息比特 | 相应的码率 |
| Code rate 1 | 7488 | 3088 | 0.4 |
| Code rate 2 | 7488 | 4512 | 0.6 |
| Code rate 3 | 7488 | 6016 | 0.8 |
BCH(762，752)是把BCH(1023，1013)缩短(shorten)形成的。在752比特数据干扰码前增加261比特的0形成1013比特，把这个编码成为1023比特(信息比特在前)。之后去掉前面261比特的0形成762比特的BCH码字。生成上述BCH码字的多项式如下面数学式1。
数学式1
GBCH(x)＝1+x3+x10
在上述各码率中FEC编码例如，可能使用同一的BCH码。
接下来，LDC码的生成矩阵Gqc的结构和下面数学式2相同。
数学式2
上述的数学式2中，I是bxb步单位矩阵，0是bxb步骤零矩阵，Gi，j，是bxb循环矩阵，i是0以上k-1以下，j是0以上C-1以下。
上述信道编部(130)是对上述FEC编码得到的数据的信道编码(channel coding)。这里上述的信道编码可以通过符号映射(symbolmapping)，交织(interleaving)形成。
上述的符号映射执行FEC编码得到的数据即，从比特流到符号流(symbol stream)群集映射(constellation mapping)。即，把FEC编码得到的比特流转换为均一的nQAM(Quadrature Amplitude Modulation)(在n这里为群集点的数量)。此时，最先进入的第一个比特是符号码字LSB。
作为上述符号群集映射的例子有：64QAM，32QAM，16QAM，4QAM及4QAM-NR，考虑电力正常化(power normalization)多个符号群集映射平均电力几乎与下面数学式3相同。
数学式3
i：
constellation point
图3到图6是表现在中国向地面波DTV广播中使用的符号群集映射的例子。即，图3是64QAM符号群集映射的例子，输入的比特流的每7比特对应一个群集符号(b5b4b3b2b1b0)。
上述的群集符号的群集映射，I成分(in-phase component)为b2b1b0，Q成分(quadratuer component)是b5b4b3，并且群集点是I，Q，各个±1，±3，±5，±7，平均电力42。
图4是32QAM符号群集映射的例子，输入的比特流的每5比特(bit)对应一个符号群集映射(b4b3b2b1b0)。32QAM与其他的QAM模式不同，符号的各比特不区分为I，Q。并且群集点I，Q各为各个为±1.5，±4.5，±7.5，平均电力为45。
图5是16QAM符号群集映射的例子，输入的比特流的每4比特对应一个符号群集映射(b3b2b1b0)。上述群集符号映射I成分＝b1b0，Q成分＝b3b2。并且，群集点IQ各个为±2，±6，平均电力为40.
图6是4QAM符号群集映射的例子，输入的比特流的每2比特对应一个符号群集映射(b1b0)。上述群集符号映射I成分＝b0，Q成分＝b1，并且，群集点为I，Q各个为±4.5平均电力为40.5。
一方面，4QAM-NR是上诉4QAM符号映射前添加的NR关闭直交编码映射(Nordstrom Robinson(NR)near orthogonal encoding mapping)的一个模式。
上述信道编码部(130)是执行上述符号群集映射把形成的符号流交织成符号单位的部。这里符号单位的交织作为时域交织编码(timingdomain inter leaving encoding)在多个符号帧(symbol frame)的基本数据块之间交织。例如，数据信号(即，数据块(data block))的基本数据块之间的交织可以采用以群集映射符号的卷积交织编码(convolve interleaveencoding)。在上述信道编码(130)中，交织输出的数据，载在信号帧内帧体的数据部分被传送。
上述系统信息发生部(140)形成系统信息(SI)输向复用部(150)。上述SI提空信号帧所需要的调解(demodulation)和解码(decoding)信息符号交织方式，LDPC编码(encoding)的编码效率(code rate)，交织(interleave)模式信息，帧体模式信息。
在中国向地面波DTV中，采用扩频技术。传送上述SI最终SI符号如PN因着I和Q的同一的4QAM得到映射并传送。
如此，因为上述SI中包含解调及解码所需的信息，为了接收系统的正常动作，一定要在接收系统中解调。但是，在现在的中国向地面波DTV广播中没有明示SI的传送位置。
因此，本发明采用扩频技术。为了接收系统的正常动作如图3到图6群集表中SI的传送位置设定为改正强幅度歪曲的位置的实施例。上述SI的传送位置在后面还会详细的说明。
上述复用部(150)在信道编码(130)中复用交织数据和SI在发生部(140)中发生的SI，经帧体处理部输出(160)。
上述帧体处理部(160)是处理在上述复用部(150)中复用输出的数据和SI信号，形成信号帧内的帧体。上述形成的帧体部分经帧形成部(180)输出。即，上述帧体处理部(160)调制成上述帧体内数据的比特流4/16/32/64QAM中的一个，SI解调为4QAM后变化成时间区信号。此时按照上述帧体数据处理(160)的帧体的数据处理过程，分为SC调制和MC调制。
上述帧头发生部(170)，在接收系统中生成使用训练信号(trainingsepuence)的帧头信号，由帧形成部(180)输出，根据实施例，上述帧头发生部(170)作为帧体信号，根据一定的规则生成PN序列。
上述帧形成部(180)复用帧体处理部(160)得到输出和帧头发生部(170)的输出，形成信号帧后经由滤波部(190)输出。即，在上述帧头发生部(170)中，生成的帧头信号再上述处理部(160)中形成的帧体前端得到配置形成帧信号。
上述滤波部(190)是使在帧形成部(180)中输出信号帧(SquaredRoot Raised Cosine(SRRC))通过滤波器，限制频带宽度(例如8MHzbandwidth)，即，上述滤波部(190)采用SRRC滤波进行带脉冲成形(baseband pulse shaping)可以防止符号间的干涉(interference).在这一点上，上述SRRC滤波的降解系数(roll offfactor)为0.05。
并且，传送部(200)在使滤波部(190)输出的信号进行正交上变频(orthogonal up conversion)并形成RF(Radio Frequence)信号，并传送到接收系统。
在这种情况下，在帧头发生部(170)中，形成帧头由PN序列构成并且有3种选择性的帧头模式。此时，随着不同的帧头模式，帧头的长度也随之改变，但是帧体长度和超级帧的长度不变。图7到图9与本发明相关联为了各序列生成构造以线性反馈移位寄存器(linear feedbackshift register以下为LFSR)的构成图为例子导入的图。参考以下图7到图9是，有更加具体的说明如下。
首先，采用帧头模式1(Frame header mode 1)的PN序列定义为单击循环扩张8步m序列(8step m sequence).可由一个LFSR实现，以‘0’+1值(value)，’1’-1值(value)，即二进制符号符号映射转换。
长度(Length)为420个符号的帧头信号(frame header signal，PN420)由一个信号头(pre-amble)，一个PN255序列和一个信号尾(post-amble)，一个PN255序列和一个信号尾(post-amble)构成。上述的信号帧头和信号尾，定义为PN255序列的单击循环括张之中信号的长度为82个符号，信号尾的长为83个信号。LFSR的初始(initial)条件确定PN序列的相(phase)。在帧头模式1中，一个超级帧(super frame)由225个信号帧(signal frame)构成。在每个超级帧中，各信号帧的帧头采用互不相同的位相得PN信号，作为子信号帧标志(frame tag)。
生成序列PN255LFSR的生成多项式如下数学式4。
数学式4
G(x)＝1+x+x5+x6+x8
PN420序列可以生成图7中所示的LFSR
参考图7时，以LFSR的初始状态为基础，可以生成255个互相不同的位相的PN420序列，从序号0到序号254，这里在本发明中选择其中的225个PN420序列，从序号0到PN224为止。每个超级帧开始的时候，LFSR重置(reset)顺序号为0的初始状态。
帧头信号的平均电力是帧体信号平均电力的2倍。并且在不要求显示顺序序号的情况下，PN序列的位相不变化，也可以使用顺序号为0的PN初始位相。
接下来，帧头模式2(Frame header mode2)采用10步最大长度的伪随机二进制序列，帧头信号的长度为595个符号。
上述伪随机(Pseudom-random)二进制序列生成10个字节的移位寄存器组，生成的多项式如下面数学式5
数学式5
G1023(x)＝1+x3+x10
上述10个字节的移位寄存器组的初始位相0000000001，每个信号帧在开始时重置。
参考图8是，PN序列前面的595符号以‘0’+1，‘1’-1值，即二进制符号映射进行转换。此时，一个超级帧有216个信号构成，每个超级帧上各信号帧的帧头可以采用同一的PN序列。
帧头的平均电力与帧的体的平均电力相同。
最后采用帧头模式3(Frame header mode 3)的序列，定义为单击循环扩张9步m序列(9step m sequence)由一个LFSR实现，以‘0’+1‘1‘-1即二进制符号映射转换。
上述帧头模式3有长度为945个符号的帧头信号(PN945)，一个信号头，一个PN511序列和一个信号尾构成，上述信号头和信号尾定义为PN511序列的单击循环扩张，上述信号头和信号尾的长度共为217符号。LFSR的初始条件，确定为PN序列位相，此时，一个超级帧有200个信号帧构成，在每个超级帧中采用各个信号帧的帧头位相互不相同的PN信号作为标志。
生成序列PN511的LFSR的生成多项式如下数学式6。
数学式6
G511(x)＝1+x2+x7+x8+x9
PN945序列可生成图9的LFSR。
参考图9时以LFSR的初始状态为基础，生成511个位相互不相同的PN945序列，顺序号从0开始到510为止。在本发明中，选择200个PN945序列，顺序号为从0到199.每个超级帧开始的时候，LFSR重置为顺序号为0的初始位相n。
另外，帧头信号的平均电力是帧体信号平均电力的2倍。并且在不要求显示顺序序号的情况下，PN序列的位相不变化，也可以使用顺序号为0的PN初始位相。
如上所述，帧头信号由3帧帧头信号模式，即，为了使用在不同的应用上，使用3种长为(420，595，945)的PN模式。上述PN映射成变换成±1的二进制符号。即，映射为I和Q相同的4QAM并传送。此时，随着上述帧头模式，帧头长度变化，形成上述超级帧的信号帧的速度也变化。但是帧体长超级帧长的不改变。
使用上述帧头的PN使用在接收系统中的系统同步，和信道估计及信道均衡。
上述PN420和PN945的平均电力是帧体平均电力的2倍，即，上述PN420和PN945的传送位置在帧体信号平均电力2倍的位置上。这时，由于各个QAM模式的帧体信号的平均电力不同，上述PN420和PN945的传送位置在图3到图6中表示为方形，即，在64QAM中PN420和PN945的传送位置为(6.48，6.48)，(-6.48，-6.48)，在32QAM中PN420和PN945的传送位置为(6.71，6.71)，(-6.71，-6.71)为，在16QAM中PN420和PN945传送位置为(6.32，6.32)，(-6.32，-6.32)，在4QAM中PN420和PN945的传送位置为(6.36，6.36)，(-6.36，-6.36)。
上述PN595的平均电力与帧体的平均电力相同，即，上述的PN595的传送位置为帧体信号的平均电力的位置，这时，因为各个QAM模式的帧体信号平均电力不同，上述PN595的转送位置在图3到图6中位三角形。及在64QAM中，PN595的传送位置为(4.58，4.58)，(-4.58，-4.58)，在32QAM中，PN595的传送位置为(4.74，4.74)，(-4.74，-4.74)，在16QAM中PN595的传送位置为(4.47，4.47)，(-4.47，-4.47)，在4QAM中，PN595的传送位置为(4.5，4.5)，(-4.5，-4.5)。
一方面，SI根据实施例采用(spread spectrum)技术并传送，最终，SI符号如帧头信号PN，转映射为I和Q同一的4QAM并传送。
此时，可以多样的选择上诉SI信号的传送信号位置，在本发明中，考虑已经定好的PN传动位置，和数据传送位置，并且power normalization的观点，大体以两种情况Case1，Case2为例进行说明。
Case 1帧体信号的平均电力(PN传送位置)
如前所述的，SI信号的传送方法是I和Q同一的4QAM映射方式。这与帧头信号PN的传送方法一致。
因此，在本发明实施例1中，把帧体信号的平均电力位置设置为SI信号的传送传送位置。即，上述SI信号的传送位置成为了帧头内PN信号的群集点，此时，因为各个QAM模式帧体信号的平均电力不同，上述SI信号的传送位置在图3到图6中以三角形表示，即，在64QAM中，SI信号的传送位置为(4.58，4.58)，(-4.58，-4.58)，在32QAM中，SI信号的传送位置为(4.74，4.74)，(-4.74，-4.74)，在16QAM中SI信号的传送位置为(4.47，4.47)，(-4.47，-4.47)，在4QAM中，SI信号的传送位置(4.5，4.5)，(-4.5，-4.5)。
与上述Case1一样，PN信号的传送位置即，把PN的群集点作为SI信号的传送位置使用的话，在PN和SI的传送方式同一的前提下，站在接收系统的立场使用与PN同一的复原技法复原的有优点。但是，同时也有缺点：即，因传送位置(constellation point)表现为少数点，并少数点没有以0.5的倍数正确的分开，并硬盘很难表现出正确SI传送位置。
Case2，最外层群集点(数据传送位置)
因为上述帧体子信号的PN是已知序列在接收系统有正确认知接收的PN信号的特征。想法，在SI信号中，接收系统中，从不是已知信号这点看与数据同一。
因此，在本发明实施例2中，把数据传送位置设定为SI信号的传送位置，此时，因为有多样的群集点，也应该有SI信号传送位置的基准。
为了上述SI信号传送位置的基准，找出SI信号传送方法的I和Q同一的4QAM的错误率的话如下：
图10显示很据本发明的SI信号传送方式的信号位置(signal set)，能表示容易解决这一问题的一维表现为图11。图11中，各个信号分布按正态(Gaussian)分布的话，平均为±d/2，分段为No/2。这时，发送信号分布或把把它决定为S2信号，或相反发生错误。开率可用下面数学式7表示。
数学式7
Pr(decide s1|s2 sent)＝Pr(s1|s2)＝Pr(decide s2|s1 sent)＝Pr(s2|s1)
在这里，Pr(s1|s2)发送了s2，或为信号s1的概率，Pr(s1|s2)发送了s1，或为信号s2的概率。
并且，在附加的白的高斯杂讯的(AWGN)情况下，计算上述数学式的概率的话如下图数学式8。
数学时8
在上述数学式8中，因着分析Q函数的话分散N。是已经决定好的，可以知道两信号位(singal set)的距离d的依存性的函数，Q函数有着与图12相同形状的图，Q函数与错误函数(erf(x))如下面9一样的关系。
数学式9
即，反函数变数越大，错误概率就越小，换句话说，两信号位的位置距离d的值越大，错误概率就越小。因此选择Case2的情况，从错去概率观点看的话适用SI信号传送位置的群集点，成为各QAM模式的数据群集点中最外层群集点。
这种情况，因为各个QAM模式数据的最外层群集点不同，上述ST信号的传送位置，在图3到图6中通过Case2表示出来。即64QAM中SI信号的传送位置为(7.0，7.0)，(-7.0，-7.0)，32QAM中SI信号的传送位置为(4.5，4.5)，(-4.5，-4.5)16QAM中SI信号的传送位置为(6.0，6.0)，(-6.0，-6.0)，4QAM中SI信号的传送信号位置为(4.5，4.5)，(-4.5，-4.5)。
如上述Case2相同，如果把数据群集点中最外层群集点用为SI信号的传送位置的话，从硬件侧面上看，比起上述Case1的方法复杂性减少(constellation point)整数或小数点表现在首位，另外，AWGN下与表2相同，比起减少错误概率，有消除错误的优点。这适用于SI信号在接收系统执行的调制，解码(demodulation，decoding)等需要的情报的优点。
【表2】
上述表2的情况，把case1和case2的d值经行了比较。此时，case1作为实施例，把PN595模式的PN传送位置考虑为SI传送位置。
接收系统
图13按照本发明，广播信号的接收系统的实施例的构图。接收系统的各个部执行如下的动作，按照具有如上特征得中国向地面波DTV广播传送系统处理传送的广播信号。
参照图13的话。广播接收信号包含：调谐部(tuner)(701)，自动获得控制(auto gain controller：AGC)部(702)，A/D转换(analog/digitalconverter；ADC)(703)，基带处理部(base band processing block)(704)，重新取样(resampler)部(705)，监测和电频管理部(SRRC：Square RootRaised Cosine)(706)，载波复苏部(carrier recovery block)(707)，时间复苏部(timing recovery block)(708)，数据处理部(data processing block)(709)，PN相关器(PN correlator)(710)，信道推定器(channel estimator)(711)，第1FFT部(712)，第2FFT部(713)，信道均衡器(714)，SI解码(715)，时间解交织(time deinterleaver)(716)，存储部(717)，符号限制映射(symbol demapper)(718)，LDPC解码(LPDC decoder)(719)，BCH解码(BCH decoder)(720)，解扰器(descrambler)(721)，A/V解码(722)。
根据本发明为了说明的方便，把调谐(701)，自动获得控制(702)，A/D转换(703)，称为信号接收，把基带处理(704)，重新取样(705)，监测和电频管理部(SRRC：Square Root Raised Cosine)(706)，载波复苏部(707)，时间复苏部(708)，PN相关器(710)称为解调部。并且，时间交织(716)，存储部(717)，符号映射(symbol demapper)(718)，LDPC解码(LDOC decoder)(719)，BCH解码(BCH decoder)(720)，解扰器(descrambler)(721)，A/V解码(722)称为解码部。
参考一下的附图13，对构成广播信号系统的各个块进行了详细的说明，如下所示。
上述调谐部(701)对信道调谐，通过调谐的信道把传送的RF频带信号(450Mhz-860Mhz)转变成基本频带(baseband)模拟信号。
上述自动获得控制部(AGC)(702)为了认可A/D转换器(703)的固定大的信号执行电源正常体化(power normalization)。
上述A/D转换器(703)把在上述调谐部(701)中输出的基本带宽模拟信号信号转变为数字信号。
上述基带处理(704)是删除在上述A/D转换器(703)中变化为数字信号的信号中的载波复苏部(707)中推定的频率选项后输入上述重新取样(705)。
上述重新取样(705)在去除频率选项的信号中去除在时间复苏部(708)中推定的时间选项传送到上述SRRC部(706)。
上述SRRC部(706)和收信系统的SRRC中一样，去除接收信号的带宽后传入到上述数据处理部(709)和PN相关器(710)。
上述PN相关器(710)寻求在上述SRRC部(706)中输出的信号和送/收信之间的约定预先已经知道PN的相关系数，输入到上述载波复苏部(707)和时间复苏部(708)。即，上述PN相关器(710)帧头(Frameheader)和PN的相关系数。另外，从上述PN相关器(710)的相关系数中检出帧头区间。
上述载波复苏部(707)推定利用上述PN相关系数接收的信号的频率选项基带处理(704)。
上述时间复苏部(708)推定利用上述PN关系系数接收的信号的定时选项(timing offset)后输入到上述重新取样(705)。
上述数据处理部(709)删除在上述SRRC部(706)中输出的信号中的ACI(adjacent channel interference)和CCI(co-channel interference)输入到第1FF部。
上述信道推定器(channel estimator)(711)利用上述PC的系数推定接收信号的信道，传输到第2FFT部(713)。即，推定信号帧内帧头之间的接收信号的信道。
上述第1FFT部(712)把上述数据处理部(709)中被处理的信号FFT化，转变为频率区。
上述第2FFT部(713)把上述信道推定器(channel estimator)(711)中推定的频道FFT化，转变为频率选项。
上述信道均衡器(714)利用第2FFT部(713中)输出的频率区的信号推定值，补偿上述第1FFT部(712)中输出的频率区接收信号的信道歪曲。
在上述信道均衡器(714)中信道补偿得到的信号输入到SI解码(715)和时间交织(716)。
上述SI解码(715)由于已经知道各个QAM的类别的SI信号的传送位置，从上述信道均衡器(714)开始检查SI信号并解码。
例如，假设在传送系统里按照case1的方式传送SI信号，PN的群集点就成为了SI信号的传送位置。此时，从上述PN的群集点里检查出SI信号。例如，数据信号按64QAM方式传送的情况SI信号的传送位置为(4.58，4.58)，(-4.58，-4.58)，按32QAM方式传送的情况SI信号的传送位置为(4.74，4.74)，(-4.74，-4.74)，按16QAM方式传送的情况SI信号的传送位置为(4.47，4.47)，(-4.47，-4.47)，按4QAM方式传送的情况SI信号的传送位置为(4.5，4.5)，(-4.5，-4.5)。
再如，假设传送系统中按照case2的方式传送SI信号，数据信号的最外层群集点成为了SI信号的传送位置。此时，从上述数据信号的最外群集点中检查出SI信号。例如，数据信号按64QAM方式传送的情况SI信号的传送位置为(7.0，7.0)(-7.0，-7.0)，数据信号按32QAM方式传送的情况SI信号的传送位置为(4.5，4.5)(-4.5，-4.5)，数据信号按16QAM方式传送的情况SI信号的传送位置为(6.0，6.0)(-6.0，-6.0)，数据信号按4QAM方式传送的情况SI信号的传送位置为(4.5，4.5)(-4.5，-4.5)。
上述SI解码(715)按照4QAM方式对检查出的SI信号相反限制映射，输出包含在上述SI信号里的各个信息传送到相应的部。上述SI信号包括每个信号帧需要的符号映射方式，LDPC解码(encoding)的解码率(code rate)，交织(interleave)模式信息，帧体模式信息等。即，在上述SI解码(715)中输出的信息是每个信息帧需要的解调(demodulation)和解码(decoding)，上述解调需要的信息由解调部产出，解码需要的信息由数据解码部产出。例如，符号映射方式由符号限制映射(718)，LDPC解码的解码率由LDPC解码(717)，交织模式信息由时间交织(716)，帧体模式信息由数据处理部输出。
上述时间交织(716)利用上述存储部(717)把上述信道平衡器(714)中输出的信号的中数据符号输出到按照SI解码(715)中输出的解码模式信息，发送系统的相反限制映射，并且输送到符号映射(716)。
上述符号限制映射(718)根据上述SI解码(715)中输出的符号映射方式把上述交织数据符号限制映射为LDPC码字(code word)后输入LDPC解码(719)。
上述LDPC解码(719)按照上述SI解码(715)中传出的LDPC代码率，把上述符号限制映射(718)中输出的LDPC码字解码为BCH码字后输入BCH解码(720)。
上述BCH解码(720)把上述LDPC解码(719)中输出的BCH码字解码为扰编码位流(scrambling coded stream)输入解扰器(descrambler)(721)。
上述解扰器(descrambler)(721)把相反限制映射的比特流解扰数据流(data stream)并解扰(descrambling)输入A/V解码器(722)。
上述A/V解码器(722)从上述解扰器(721)中解扰中分离出音频流和视频流，并按各自的算法对音频流和视频流进行解码。
如此，本说明中把各种防止歪曲的的位置(例如，PN的群集映射点，最外层群集映射点)决定为SI信号的传送位置，因为互相一致的SI传送位置，在接收系统中因为可以无误的解调信号并处理防止了接收系统的性能的低下。
在本发明中提到的数值是值得推荐的实施例，或是单纯的例子，本发明的权利范围不受上述数值限制，如在附加的专利申请范围内所能知道的这些数值可能因从事本发明行业领域的专业人士发生变化，这样的方法属于本发明范围内。
Claims (15)
1.一种广播接收系统的数据处理方法，该方法包括以下步骤：
伪随机噪声(PN)信号，系统(SI)信号，数据信号的广播信号接收阶段；
上述广播信号的解调阶段；
补偿包括在上述解调所得广播信号中信道歪曲的阶段；
从上述信道歪曲补偿所得广播信号中PN信号的群集点和上述数据信号最外层群集点中某一个中检出SI信号解码及输出数据编码信息阶段；及
根据上述输出的数据解码信息，包括上述信道均衡的数据信号的解码阶段。
2.根据权利要求1所述的广播接收系统的数据处理方法，
一个信号帧由信号帧头和信号帧体构成，上述帧头包括上述PN信号，上述帧体包括上述SI信号和数据信号。
3.根据权利要求1所述的广播接收系统的数据处理方法，
上述数据信号为64QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述PN信号群集点相同的位置上时，从64QAM群集图表的(4.58，4.58)，(-4.58，-4.58)群集点中检出上述SI信号。
4.根据权利要求1所述的广播接收系统的数据处理方法，
上述数据信号为32QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述PN信号群集点相同的位置上时，从32QAM群集图表的(4.74，4.74)，(-4.74，-4.74)群集点中检出上述SI信号。
5.根据权利要求1所述的广播接收系统的数据处理方法，
上述数据信号为16QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述PN信号群集点相同的位置上时，从16QAM群集图表的(4.47，4.47)，(-4.47，-4.47)群集点中检出上述SI信号。
6.根据权利要求1所述的广播接收系统的数据处理方法，
上述数据信号为4QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述PN信号群集点相同的位置上时，从4QAM群集图表的(4.5，4.5)，(-4.5，-4.5)群集点中检出上述SI信号。
7.根据权利要求1所述的广播接收系统的数据处理方法，
上述数据信号为64QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述数据信号的最外层群集点相同的位置上时，从64QAM群集图表的(7.0，7.0)，(-7.0，-7.0)群集点中检出上述SI信号。
8.根据权利要求1所述的广播接收系统的数据处理方法，
上述数据信号为32QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述数据信号的最外层群集点相同的位置上时，从32QAM群集图表的(4.5，4.5)，(-4.5，-4.5)群集点中检出上述SI信号。
9.根据权利要求1所述的广播接收系统的数据处理方法，
上述数据信号为16QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述数据信号的最外层群集点相同的位置上时，从16QAM群集图表的(6.0，6.0)，(-6.0，-6.0)群集点中检出上述SI信号。
10.根据权利要求1所述的广播接收系统的数据处理方法，
上述数据信号为4QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述数据信号的最外层群集点相同的位置上时，从4QAM群集图表的(4.5，4.5)，(-4.5，-4.5)群集点中检出上述SI信号。
11.一种广播接收系统，该系统包括：
伪随机噪声(PN)信号，系统情报(SI)信号，接收包括数据信号的广播信号的信号接收部；
解调上述广播信号的解调部；
补偿包含在上述解调所得的广播信号中的信道歪曲的信道均衡器；
从上述信道歪曲补偿所得广播信号中PN信号的群集点和上述数据信号最外层群集点中某一个中检出SI信号解码输出数据解码信息的系统信息解码器；及
根据上述系统信息解码器中输出的数据解码信息解码上述信道均衡得到的数据信号。
12.根据权利要求11中所述的广播接收系统，上述系统信息解码上述数据信号为64QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述数据信号的最外层群集点相同的位置上时，从64QAM群集图表的(7.0，7.0)，(-7.0，-7.0)群集点中检出上述SI信号，并且上述数据信号为64QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述PN信号群集点相同的位置上时，从64QAM群集图表的(4.58，4.58)，(-4.58，-4.58)群集点中检出上述SI信号。
13.根据权利要求11中所述的，上述系统信息解码上述数据信号为32QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述数据信号的最外层群集点相同的位置上时，从32QAM群集图表的(4.5，4.5)，(-4.5，-4.5)群集点中检出上述SI信号，上述数据信号为32QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述PN信号群集点相同的位置上时，从32QAM群集图表的(4.74，4.74)，(-4.74，-4.74)群集点中检出上述SI信号。
14.根据权利要求11所述的广播接收系统，上述系统信息的解码器上述数据信号为16QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述数据信号的最外层群集点相同的位置上时，从16QAM群集图表的(6.0，6.0)，(-6.0，-6.0)群集点中检出上述SI信号上述数据信号为16QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述PN信号群集点相同的位置上时，从16QAM群集图表的(4.47，4.47)，(-4.47，-4.47)群集点中检出上述SI信号。
15.根据权利要求11所述的广播接收系统，上述系统信息的解码器上述数据信号为4QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述数据信号的最外层群集点相同的位置上时，从4QAM群集图表的(4.5，4.5)，(-4.5，-4.5)群集点中检出上述SI信号上述数据信号为4QAM方式的同时，上述SI信号被分配到与上述PN信号群集点相同的位置上时，从4QAM群集图表的(4.5，4，5)，(-4.5，-4.5)群集点中检出上述SI信号。
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