CN112511182B - 一种星载测控数传接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种星载测控数传接收装置，包括采样单元、数字下变频单元、幅度与频率调控单元、扩频捕获跟踪单元和载波跟踪单元；其中，所述采样单元对输入的中频信号进行采样而获得中频数字信号，经过所述数字下变频单元后将中频数字信号下变频为零中频数字信号，然后由所述幅度与频率调控单元对零中频数字信号的幅度和频率进行自适应调控后，再输入到所述扩频捕获跟踪单元进行扩频码的捕获和跟踪，实现对零中频数字信号的解扩处理。本发明的有益效果是：能够满足星载通信对动态范围变化大、频差变化大、信噪比低的信号需求，并且具有跟踪精度高、同步接收时效性强的优势。

Description

一种星载测控数传接收装置

技术领域

本发明涉及卫星测控装置，尤其涉及一种星载测控数传接收装置。

背景技术

随着卫星向着小型化、低轨化的方向发展，卫星相对地面的运行速度更快，也呈现出多角度、多姿态的变化，由此对测控通信技术也提出新的挑战，要求测控通信能够在高动态、大频偏、低信噪比等苛刻条件下依然具有可靠的通信能力，这是星载测控通信面临的新挑战。

因此，如何提供一种测控通信装置能够在高动态、大频偏、低信噪比等苛刻条件下依然具有可靠的通信能力，是本领域技术人员所亟待解决的技术问题。

发明内容

为了解决现有技术中的问题，本发明提供了一种星载测控数传接收装置，可以较好的实现高动态、大频偏、低信噪比所需的可靠通信。

本发明提供了一种星载测控数传接收装置，包括采样单元、数字下变频单元、幅度与频率调控单元、扩频捕获跟踪单元和载波跟踪单元；其中，所述采样单元对输入的中频信号进行采样而获得中频数字信号，经过所述数字下变频单元后将中频数字信号下变频为零中频数字信号，然后由所述幅度与频率调控单元对零中频数字信号的幅度和频率进行自适应调控后，再输入到所述扩频捕获跟踪单元进行扩频码的捕获和跟踪，实现对零中频数字信号的解扩处理，由所述扩频捕获跟踪单元输出的信号进一步输入到所述载波跟踪单元进行载波同步跟踪，并且所述扩频捕获跟踪单元和所述载波跟踪单元均输出频差信号相加后，反馈到所述幅度与频率调控单元进行频率自适应调控。

作为本发明的进一步改进，所述采样单元包括A/D采样器和去直流模块，所述A/D采样器的输出端与所述去直流模块的输入端连接，所述去直流模块的输出端与所述数字下变频单元的输入端连接，所述去直流模块对经过A/D采样器采样后的数字信号滤除其中的直流成分。

作为本发明的进一步改进，所述数字下变频单元包括定频NCO模块，所述定频NCO模块输出两路同频但相位相差90度的正交信号，分别与所述采样单元输出的中频数字信号相乘后得到两路正交的零中频数字信号。

作为本发明的进一步改进，所述幅度与频率调控单元包括数字AGC模块和载波NCO模块，所述数字AGC模块用于对输入的零中频数字信号进行幅度控制，所述载波NCO模块用于对频差进行补偿调控，并且是由所述扩频捕获跟踪单元和所述载波跟踪单元输出的频差信号共同进行调控。

作为本发明的进一步改进，所述扩频捕获跟踪单元包括扩频码捕获模块和DLL环模块。

作为本发明的进一步改进，所述扩频码捕获模块包括用于在扩频码捕获过程进行频差搜索的频差检测支路，所述频差检测支路包括第一FFT模块和频差扫描模块，对输入的零中频数字信号通过所述第一FFT模块的过FFT运算变到频域，再通过所述频差扫描模块利用时域的复指数相乘等价于频域偏移，完成系统频差的搜索。

作为本发明的进一步改进，所述扩频码捕获模块还包括用于在扩频码捕获过程进行扩频码相位搜索的扩频码检测支路和IFFT模块，所述扩频码检测支路包括扩频码产生器、第二FFT模块和复共轭模块；所述扩频码产生器产生的扩频码通过所述第二FFT模块进行FFT运算，再通过所述复共轭模块进行复数共轭计算，然后，将经过复数共轭计算的结果，与所述频差检测支路中频差扫描模块输出的结果相乘，然后再通过所述IFFT模块进行IFFT运算后输出。

作为本发明的进一步改进，所述DLL环模块包括I信号处理支路和Q信号处理支路，所述I信号处理支路和Q信号处理支路中均包括三个依次串联在一起的移位寄存器，以及码产生器，所述码产生器输出的扩频码包括提前码、当前码、滞后码，分别与三个所述移位寄存器对应相乘后输出。

作为本发明的进一步改进，所述载波跟踪单元接收所述码产生器输出的当前码与第二个移位寄存器相乘后输出的结果，通过积分清除器进行积分清除滤波，再由平方器进行去调制运算，通过滑动平均器进行滑动平均滤波，然后通过ATAN反正切函数鉴相器得到相位误差，该相位误差经1个采样周期延时后，通过鉴频器进行差分鉴频得到频率误差，得到的所述相位误差和频率误差共同输入到FLL/PLL环路滤波器进行滤波，滤波分别输出到载波NCO模块，以及经比例因子相乘后输出至所述DLL环模块。

作为本发明的进一步改进，所述FLL/PLL环路滤波器通过一个锁频环FLL和一个锁相环PLL，完成在高动态条件下的载波频率和相位的精确跟踪。

本发明的有益效果是：通过上述方案，能够满足星载通信对动态范围变化大、频差变化大、信噪比低的信号需求，并且具有跟踪精度高、同步接收时效性强的优势。

附图说明

图1是根据本发明星载测控数传接收装置一实施例的整体组成原理图。

图2是根据本发明星载测控数传接收装置另一实施例中扩频码捕获单元组成图。

图3是根据本发明星载测控数传接收装置另一实施例中扩频码捕获码相位同步方法示意图。

图4是根据本发明星载测控数传接收装置另一实施例中频率和码相位二维搜索方法示意图。

图5是根据本发明星载测控数传接收装置另一实施例中DLL环的组成图。

图6是根据本发明星载测控数传接收装置另一实施例中环路滤波器的电路图。

图7是根据本发明星载测控数传接收装置另一实施例中载波跟踪环的组成图。

具体实施方式

下面结合附图说明及具体实施方式对本发明作进一步说明。

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

图1显示了本发明星载测控数传接收装置一实施例的流程图。优选的，首先需要说明的是由射频通道对接收的射频信号进行变频后得到中频信号，该中频信号的标称载波频率是确定的，并且该中频信号中的载波承载调制的是直接序列扩频信号。本发明的星载测控数传接收装置就是基于对该中频信号进行接收。

进一步的，这里的射频信号是卫星上接收来自地面的上行射频信号，该射频信号的功率低、信息速率低、电平动态范围变化较大，并且还存在较大的多普勒频偏问题。

优选的，在图1中该模块包括采样单元101、数字下变频单元102、幅度与频率调控单元103、扩频捕获跟踪单元104和载波跟踪单元105，其中，采样单元101对输入的中频信号进行采样而获得中频数字信号，经过数字下变频单元102后将中频数字信号下变频为零中频数字信号，然后由幅度与频率调控单元103对零中频数字信号的幅度和频率进行自适应调控后，再输入到扩频捕获跟踪单元104进行扩频码的捕获和跟踪，实现对零中频数字信号的解扩处理，由扩频捕获跟踪单元104输出的信号进一步输入到载波跟踪单元105进行载波同步跟踪，并且扩频捕获跟踪单元104和载波跟踪单元105均输出频差信号相加后，反馈到幅度与频率调控单元103进行频率自适应调控。

进一步优选的，该中频信号的标称载波频率是12MHz，中频信号承载的扩频带宽是20.46MHz，对应的采样单元101的采样速率是61.38MHz。

优选的，该采样单元101包括A/D采样器，以及在A/D采样器之后还有去直流电路或去直流模块，对经过A/D采样后的数字信号滤除其中的直流成分。优选的，该A/D采样器进行的是有效位数为12位的数字采样，位数越高则采样的精度越高，但是占有的硬件资源就越多。

优选的，数字下变频单元102包括定频NCO(数控振荡器)模块，该定频NCO模块输出的频率与中频信号的标称的载波频率相同，例如中频信号的标称载波频率是12MHz，那么定频NCO输出的定频频率就是12MHz。进一步的，这里定频NCO输出两路同频但相位相差90度的正交信号，也就是说这两路信号的频率相同但是相位相差90度，分别与中频数字信号相乘后得到两路正交的零中频数字信号。还可以看出，该定频NCO模块输出的数据的位数是14位，与数字中频信号相乘后得到的输出结果是16位，进一步提高的数据的精度。优选的，经过相乘以后，可以得到一个高频分量和低频分量，这里由于是下变频，我们只取了低频分量，省去了其中的数字滤波，也就是说在定频NCO模块输出的频率信号与数字中频信号相乘以后，还通过数字滤波滤除了高频成分而只保留低频分量，并且由于理论上定频NCO模块输出的信号的频率与数字中频信号的标称载波频率相同，因此二者下变频的结果就是得到零中频数字信号，或者说是零频载波的数字信号，把中频数字信号下变频到基带进行处理。

进一步，通过图1可以看出，幅度与频率调控单元103包括数字AGC模块和载波NCO模块。这里的数字AGC模块是对输入的零中频数字信号进行幅度自动增益控制，这是因为输入的信号具有较大的幅度变化动态范围，通过该数字AGC模块可以将零中频数字信号的幅度控制在一个有限的区间范围内。优选的，该数字AGC模块来源于扩频捕获跟踪单元的数据能量检测反馈，具体可以参考对图2实施例的说明。这里的载波NCO模块用于对频差进行补偿调控，前述已经说明定频NCO模块的输出频率在理论上与中频信号的标称的载波频率相同，而实际上由于存在频偏，二者的频率并不相同而是存在频差，该频差就是需要通过载波NCO模块进行调控。进一步的，由于该频偏的产生与卫星的运动速度、方向等因素密切相关，其变化具有随机性和不确定性，因此需要该载波NCO模块对频率的调控要具有自适应变化的特点，而对于载波NCO模块的频率调控则是由扩频捕获跟踪单元和载波跟踪单元共同输出反馈进行调控的。

进一步的，如图1所示，扩频捕获跟踪单元104包括扩频码捕获模块和DLL环模块，因为本发明中进入的中频信号是进行了直接序列扩频调制的扩频信号，因此需要扩频码捕获模块进行扩频码的捕获，然后再通过DLL环模块对扩频码捕获后的信号进行扩频码连续跟踪，保证解扩过程中扩频码相位跟踪的同步。

优选的，图2显示了扩频码捕获模块的组成及工作原理。其中的中频信号经过A/D采样后，又经过正交下变频，该原理已在前述内容进行了介绍，这里是为了内容衔接显示了相关内容。其中，图2中最上面的第一支路是用于在扩频码捕获过程进行频差搜索的频差检测支路，在该频差检测支路包括第一FFT模块和频差扫描模块，通过这两个模块可以对输入的零中频数字信号通过第一FFT模块的过FFT运算变到频域，再通过频差扫描模块利用时域的复指数相乘等价于频域偏移，可以很方便完成系统频差的搜索。

优选的，在第一FFT模块中对输入进来的零中频数字信号做分段处理，分段的长度为L，即把长度为L的数据通过FFT运算变换到频域，或者说每L个长度的数据做一次FFT运算。分段的长度L就决定于多普勒频移变化率和伪码频偏变化。为了提高频域的分辨率，可以在L个数据的后面补零后再做FFT运算，即相当于延长了L个数据的长度。

优选的，对于频差扫描模块，利用正交下变频时域复指数相乘等效于频域偏移的原理，对数据的频域信号进行移位来实现捕获时的频率搜索。

进一步，在图2中，扩频码捕获模块的最下面的第二支路是用于在扩频码捕获过程进行扩频码相位搜索的扩频码检测支路，在该扩频码检测支路包括扩频码产生器，该扩频码产生器产生的扩频码与接收的零中频信号中的扩频码具有相同的码字，但是在接收过程中需要对扩频码进行码相位的同步检测，因此就需要对该扩频码产生器进行码相位的相位扫描。如图3所示，接收的伪码信号，即接收的扩频码信号对应的当前码相位是从1开始至L，而本地产生的伪码，即这里的扩频码产生器当前产生输出的码相位M则有L个可能性，即0至L-1中存在一个正好与接收的伪码信号同步的可能性，需要从这里找到一个正好与接收的伪码信号码相位相同的扩频码序列，这就是码相位同步的过程。

在图2中，对于扩频码产生器产生的扩频码通过第二FFT模块进行FFT运算，再通过复共轭模块进行复数共轭计算。然后，将经过复数共轭计算的结果，与频差检测支路中频差扫描模块输出的结果相乘，即在频域相乘，然后再通过IFFT模块进行IFFT运算。

对此，可以进行如下的说明，即一般情况下，本地扩频码产生器产生的PN码对输入的接收信号S(i)进行相关运算表示为：

其中，R(m)表示相关结果，m表示码相位，L表示相关运算的码长度，如果本地扩频码产生器产生的PN码对输入的接收信号S(i)实现了码相位同步，则可以得到计算的R(m)结果有最大值，否则R(m)值就很小，因此可以通过R(m)值来判断是否实现了码相位的同步，该过程就是通过不断调整m的取值来实现的。

显然,如果直接计算上式，计算量非常大，正比于L²，但如果利用时域的循环卷积等价于频域的相乘，转化到频域利用快速傅里叶变换来计算，将会大幅度缩短运算时间。因此，对应有：

基于该式，可以看出其中FFT(S(k))就是对输入的接收信号S(i)进行FFT计算，这里表示为FFT(S(k))，FFT^*(PN(k)就是对本地扩频码产生器产生的PN码进行FFT计算后再求其复共轭，然后对这两个结果进行相乘，即FFT(S(k))·FFT^*(PN(k)，再进行IFFT运算，就可以得到相关结果R(m)。

因此，使用时域的串行、并行捕获时，相当于做卷积运算，利用时域卷积等效于频域相乘，在频域完成捕获运算。假设要捕获的码相位空间长度为L，时域捕获需要的乘法运算正比于L²，而在频域捕获时，需要的乘法运算正比于L*㏑L，相比时域捕获，运算量大大缩小，缩短了捕获时间。

优选的，在图2中，通过模值计算模块进一步对IFFT的结果取模值，存储结果，为了提高捕获概率，还通过非相关累加模块对多帧IFFT结果进行非相关累加。然后通过捕获判决模块进行捕获判决，找出累加一帧中最大值与设定的门限比较，如果高于门限值，进行捕获检验，确定是真实有效捕获后交给后面的跟踪部分，即DLL模块。在捕获判决时，为了适应大的信噪比范围，判决门限是动态调整的，通过门限调整模块对判决门限进行设置。

优选的，在图2中，如果捕获判决模块不能获得真实有效捕获后，则需要进一步进行扩频码相位扫描，同时也要进行频差扫描，再次进行计算和判决。只有当本地产生的伪码序列速率和相位与接收信号的伪码速率和相位相匹配，同时本地的载波频率跟踪上多普勒频移时，相关运算的幅值才能达到最大，完成有效捕获。

优选的，在搜索过程中,码相位步进量为1/2个码相位单元,多普勒频移步进量为一个多普勒频移单元，例如5KHz,则一个码相位搜索单元和一个多普勒搜索单元就构成了二维搜索空间的一个搜索单元,如图4所示。捕获时，根据系统指标先预设一个多普勒频偏，在此频率上进行一次码相位搜索，捕获伪码相位，如果没有捕获，则改变多普勒频偏值，重新搜索码相位，直至捕获成功。

在捕获时，必须在频域进行扫描。剩余频差对FFT输出的相关峰的损失与函数(sinc(Td△Wd/2))²成正比，Td为相关长度，△Wd为剩余频差，如果相关长度Td等于50us，当剩余频差为1/4Td，sinc(Л/4)＝0.9，相关峰最大损失0.9dB，平均损失小于0.5dB。为了减小剩余频差对接收信噪比的恶化，扫描间隔不能太大，所以本方案扫描间隔定为5KHz，最大剩余频差±2.5KHz，加上最大多普勒变化率±2.5KHz/s，在相关累加长度内频差最大为0.25Hz。对接收信噪比的恶化小于0.9dB。

进一步优选的，在图2中还可以看到扩频码捕获模块的中间第三支路是用于在扩频码捕获过程进行动态范围调整的扩频码加扰支路。在该扩频码检测支路有一个AGC模块，该AGC模块所起到的作用与图1中的数字AGC模块类似，直接对AD采样后的数据进行幅度调控。当遇到大信号时，就是如果接收信噪比太强，该AGC模块输出控制信号至控制开关，则打开控制开关，将伪噪声产生器产生的伪噪声加入到扩频码中，以此来人为故意混入噪声，降低接收信噪比，这样，可以大大压缩接收信号信噪比的变化范围。

优选的，由于信号的信噪比大动态变化范围，例如捕获时信噪比变化范围有60dB，信噪比大时扩频信号谱密度比噪声的高，这时，采样数据中主要是信号功率，该AGC模块的检测电压决定于信号功率大小；信噪比小时扩频信号谱密度比噪声的低，采样数据中主要是噪声功率，该AGC模块的检测电压决定于噪声功率大小。一般情况下，背景噪声功率变化不大，所以我们可以根据该AGC模块的检测电压的大小大致判断接收信噪比的大小。

优选的，为了有效估算判断信噪比的大小，该AGC模块可以对接收信号进行能量检测估计。例如，接收信号的带宽为20MHz，为了对强信号有一个比较准确的估计，我们对以接收频率为中心22MHz左右带宽信号做频谱分析，比较带内和带外信号的能量大小，为了消除窄带干扰信号的影响，我们抽取多个样本来加以比较。对22MHz带宽的采样数据做1024的FFT，每个频率样点代表21.5KHz带宽，我们在有用信号带宽内均匀取4段频谱带宽，每段带宽约为215KHz(10个样点)，取该4段中能量最小的一段减去背景噪声能量代表信号能量；再在有用信号两边各取2段频谱带宽，这样也是4段频谱带宽，每段带宽也为215KHz，取这4段中能量最小的一段代表背景噪声能量。当接收信号很强时，比较信号能量和背景噪声能量就能比较准确的估计出接收信号的信噪比，例如信号能量和背景噪声能量接近时，就属于大信号或者说是信噪比比较高，这样就为捕获时是否人为加噪提供可靠的依据。

优选的，在这里对信噪比的检测结果还可以用于图1中对数字AGC模块的自适应调控。

优选的，在这里对信噪比的检测结果还可以用于图2中对捕获门限的动态调整。例如，在开始捕获时对第一帧数据的频谱做谱分析，确定一个捕获门限用于最后的捕获判决，在捕获过程中，可以动态调整捕获门限，提高捕获概率及降低误捕概率。因此，这里通过压缩信噪比变化范围和动态确定门限可以很好的适应大的接收信噪比范围。

进一步的，图5显示了图1中的DLL环模块的优选实施例，该DLL环模块采用的是载波辅助技术，即用载波相位变化量来辅助码延时环进行跟踪。因为引起载波环抖动的噪声比引起码环抖动的噪声小得多，所以在高动态环境下可以采用合适的信号估计技术，载波跟踪环在精确跟踪载波相位变化的同时，可由它可提取精确的码片延时校正量来辅助码延时环进行跟踪。若码片延时变化是连续的，则DLL环的带宽可做的很窄，抑制噪声。这种方法的实质是由载波跟踪环提供精确的码片延时变化，而码跟踪环DLL通过采用较窄的环路带宽和较窄的相关间隔来提高码片延时的测量精度。

具体而言，在图5中，对于输入正交两路接收信号，对应图1中载波NCO模块输出两路正交零中频信号，即I路信号和Q路信号。所述DLL环模块包括I信号处理支路和Q信号处理支路，这两个信号处理支路中均包括三个依次串联在一起的移位寄存器，以及码产生器输出的扩频码包括提前码、当前码、滞后码，分别与三个移位寄存器对应相乘输出。

具体而言，在图5中这两路信号的处理是类似的，其中I信号处理支路包括三个依次串联在一起的移位寄存器D，这三个移位寄存器又对应与码产生器输出的本地伪随机扩频进行相乘，这里的码产生器与图2中扩频码产生器是对应的，因为该DLL环模块是在图2中的捕获模块完成扩频码捕获后对扩频码进行跟踪的环路。可以看出，图5中的码产生器输出的扩频码包括当前码P，滞后码L，提前码E，优选的，当前码P就是正好输出该扩频码的中间部位，而提前码E是比当前码P早半个扩频码的码片持续时长，而滞后码L是比当前码P晚半个扩频码的码片持续时长。实际上，这三个码相位就是用于检测码产生器产生扩频码与接收信号中扩频码之间是否发生了相位偏差，如果有偏差则相应的进行调控。

进一步的，当前码P与第二个移位寄存器相乘的结果送到AFC/PLL环路及解调器，实际该部分代表了解扩的过程，完成解扩以后就可以进行解调以及送到AFC/PLL环路(对应图1中的载波跟踪单元，即AFC/PLL载波跟踪环单元)进行载波跟踪。同样，在Q信号处理支路对应部分也是完成相同的处理。

在I信号处理支路，提前码E与第一个移位寄存器相乘的结果输出至积分清洗模块，Q信号处理支路，提前码E与第一个移位寄存器相乘的结果也输出至积分清洗模块。然后，这两个积分清洗模块输出数据共同输入到正向幅度计算模块进行正向幅度计算。

在I信号处理支路，滞后码L与第三个移位寄存器相乘的结果输出至积分清洗模块，Q信号处理支路，滞后码L与第三个移位寄存器相乘的结果也输出至积分清洗模块。然后，这两个积分清洗模块输出数据共同输入到负向幅度计算模块进行负向幅度计算。

优选的，正向幅度计算模块和负向幅度计算模块的幅度计算方法相同，可以是：令X＝max(|I|,|Q|)，Y＝min(|I|,|Q|)，则幅度A_ENV为：

或者，也可以近似为：

接着，通过码环鉴相器分别对来自正向幅度计算模块输出的结果进行加运算，对负向幅度计算模块输出的结果进行减运算，得到对扩频码跟踪的误差信号，然后对该误差信号输入到环路滤波器进行环路滤波，进一步对误差信号进行平滑处理输出一个反映当前扩频码跟踪偏差的跟踪偏差信号。

优选的，该环路滤波器为2阶环路滤波器，其中的Kp和Ki为系数，电路如图6所示。

进一步的，经过环路滤波后，该跟踪偏差信号又进一步融入来自载波跟踪环路检测到的载频偏差信息，以及融入进扩频捕获模块输出的载频辅助信息，这些偏差信号结合后共同作用到DLL环模块中的NCO模块，对NCO模块输出时钟频率信号进行实时的调控。这里，环路滤波器输出与AFC/PLL环的码环辅助参数，以及再与扩频捕获载波辅助参数相加，进行NCO模块的调整。需要注意的是这两个参数，即AFC/PLL环的码环辅助和扩频捕获载波辅助参数，必须根据码环NCO模块的更新周期进行相应的校正。

进一步的，图7显示了载波跟踪单元105，即图1中的AFC/PLL载波跟踪环的一个优选实施例。载波的同步也包括捕获和跟踪两个过程，载波捕获即对由于多普勒和时钟偏差产生的载波频偏的粗略估计，载波跟踪是精确跟踪多普勒频移和相位变化以恢复出相干载波。由于卫星载体动态引入的多普勒偏移变化对伪码跟踪环的影响通过载波辅助消除，因此接收机的动态性能主要取决于载波同步技术。

优选的，由于需要搜索的频率范围为±115KHz，最大载波多普勒变化率为±3KHz/s，因此在大频偏和大多普勒变化率的条件下，本系统的载波同步通过以下三个步骤来实现：

a)大多普勒频差搜索：通过载波频率与码相位的联合搜索，剩余载波频差±10KHz；该过程由前述的扩频码捕获模块完成实现。

b)剩余载波频差估计：采用基于反余弦函数的频差估计算法进一步减小载波频差，使得载波残差在±1KHz范围内；

c)双环载波跟踪：通过一个锁频环FLL和一个锁相环PLL，完成在高动态条件下的载波频率和相位的精确跟踪。

结合图1所示，AFC/PLL载波跟踪环的环路滤波输出与扩频码捕获模块输出的初始捕获频偏相加后送至载波NCO调整输出频率。

在图7中，I路和Q路信号经过PN码跟踪同步后，对应图5中当前码P与第二个移位寄存器相乘的结果送到AFC/PLL环路。然后，在AFC/PLL载波跟踪环中又进一步通过积分清除器进行积分清除滤波，例如进行128点的积分清除滤波；再由平方器进行去调制运算，通过滑动平均器进行滑动平均滤波，例如进行32点的滑动平均滤波；在通过ATAN反正切函数鉴相器得到相位误差，相位误差经1个采样周期延时后，通过鉴频器进行差分鉴频得到频率误差；由ATAN反正切函数鉴相器输出的相位误差和频率误差共同输入到FLL/PLL环路滤波器进行滤波，根据滤波输出调整图1中的载波NCO模块，并经比例因子相乘后输出至图5所示的DLL环模块。

优选的，ATAN鉴相器在相邻的k和k+1采样时刻的输出为θk和θk+1，则k+1时刻的鉴频输出ηk+1＝θk+1-θk，即相位在积分时间内改变的相位值，显然|ηk+1|≤π/2。为了避免鉴频器误差输出较大，对鉴频输出进行修正如下：

其中ηmin＝min{|ηk+1|,|ηk+1+π|,|ηk+1-π|}，min表示取最小值。载波频率跟踪环路可以跟踪的最大频率频差满足：

其中，TI是积分时间。

优选的，由于存在较大的多普勒频偏，多普勒频偏变化有可能存在高阶分量，同时信号的接收信噪比很低，因此设计一个稳定而且性能良好的数字锁相环路是设计中的一个关键点，这里采用FLL环辅助PLL环的载波跟踪方法。其中，FLL环路滤波器传递函数的表达式为：

PLL环路滤波器传递函数的表达式为：

w_of＝B_FLL/0.53，b₃＝2.4，a₃＝1.1，w_op＝B_PLL/0.7845，BFLL表示FLL环路带宽，BPLL表示PLL环路带宽。

基于图7可以看出，载波跟踪环包括锁频环(FLL)和锁相环(PLL)。由于系统存在较大的多普勒频偏，多普勒频偏变化有可能存在高阶分量，因此设计一个稳定而且性能良好的数字锁相环路是系统设计中的一个关键点，这里采用FLL环辅助PLL环的载波跟踪方法。合理地设计环路滤波器的阶数和系数，选择合适的环路带宽即可满足动态范围与跟踪精度的要求。FLL环对频率进行锁定，PLL环在FLL环频率压缩的基础上对载波相位进行进一步的跟踪。初始，FFT模块捕获后，载波频差还比较大，频率尚未锁定，鉴相算法的输出经滤波器积分后输出为零，此时FLL起主导作用。频率锁定后，鉴频器输出为零，锁相环PLL环占主导地位。

由此可见，本发明公开了一种星载测控数传接收装置，该装置内部各个组成单元之间具有反馈功能，形成一个有机作用整体，能够星载通信对动态范围变化大、频差变化大的信号需求，并且具有跟踪精度高、同步接收时效性强等优势。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (7)

1.一种星载测控数传接收装置，其特征在于：包括采样单元、数字下变频单元、幅度与频率调控单元、扩频捕获跟踪单元和载波跟踪单元；其中，所述采样单元对输入的中频信号进行采样而获得中频数字信号，经过所述数字下变频单元后将中频数字信号下变频为零中频数字信号，然后由所述幅度与频率调控单元对零中频数字信号的幅度和频率进行自适应调控后，再输入到所述扩频捕获跟踪单元进行扩频码的捕获和跟踪，实现对零中频数字信号的解扩处理，由所述扩频捕获跟踪单元输出的信号进一步输入到所述载波跟踪单元进行载波同步跟踪，并且所述扩频捕获跟踪单元和所述载波跟踪单元均输出频差信号相加后，反馈到所述幅度与频率调控单元进行频率自适应调控，所述扩频捕获跟踪单元包括扩频码捕获模块和DLL环模块，所述扩频码捕获模块包括用于在扩频码捕获过程进行频差搜索的频差检测支路，所述频差检测支路包括第一FFT模块和频差扫描模块，对输入的零中频数字信号通过所述第一FFT模块的FFT运算变到频域，再通过所述频差扫描模块利用时域的复指数相乘等价于频域偏移，完成系统频差的搜索，所述扩频码捕获模块还包括用于在扩频码捕获过程进行扩频码相位搜索的扩频码检测支路和IFFT模块，所述扩频码检测支路包括扩频码产生器、第二FFT模块和复共轭模块；所述扩频码产生器产生的扩频码通过所述第二FFT模块进行FFT运算，再通过所述复共轭模块进行复数共轭计算，然后，将经过复数共轭计算的结果，与所述频差检测支路中频差扫描模块输出的结果相乘，然后再通过所述IFFT模块进行IFFT运算后输出。

2.根据权利要求1所述的星载测控数传接收装置，其特征在于：所述采样单元包括A/D采样器和去直流模块，所述A/D采样器的输出端与所述去直流模块的输入端连接，所述去直流模块的输出端与所述数字下变频单元的输入端连接，所述去直流模块对经过A/D采样器采样后的数字信号滤除其中的直流成分。

3.根据权利要求1所述的星载测控数传接收装置，其特征在于：所述数字下变频单元包括定频NCO模块，所述定频NCO模块输出两路同频但相位相差90度的正交信号，分别与所述采样单元输出的中频数字信号相乘后得到两路正交的零中频数字信号。

4.根据权利要求1所述的星载测控数传接收装置，其特征在于：所述幅度与频率调控单元包括数字AGC模块和载波NCO模块，所述数字AGC模块用于对输入的零中频数字信号进行幅度控制，所述载波NCO模块用于对频差进行补偿调控，并且是由所述扩频捕获跟踪单元和所述载波跟踪单元输出的频差信号共同进行调控。

5.根据权利要求1所述的星载测控数传接收装置，其特征在于：所述DLL环模块包括I信号处理支路和Q信号处理支路，所述I信号处理支路和Q信号处理支路中均包括三个依次串联在一起的移位寄存器，以及码产生器，所述码产生器输出的扩频码包括提前码、当前码、滞后码，分别与三个所述移位寄存器对应相乘后输出。

6.根据权利要求5所述的星载测控数传接收装置，其特征在于：所述载波跟踪单元接收所述码产生器输出的当前码与第二个移位寄存器相乘后输出的结果，通过积分清除器进行积分清除滤波，再由平方器进行去调制运算，通过滑动平均器进行滑动平均滤波，然后通过ATAN反正切函数鉴相器得到相位误差，该相位误差经1个采样周期延时后，通过鉴频器进行差分鉴频得到频率误差，得到的所述相位误差和频率误差共同输入到FLL/PLL环路滤波器进行滤波，滤波分别输出到载波NCO模块，以及经比例因子相乘后输出至所述DLL环模块。

7.根据权利要求6所述的星载测控数传接收装置，其特征在于：所述FLL/PLL环路滤波器通过一个锁频环FLL和一个锁相环PLL，完成在高动态条件下的载波频率和相位的精确跟踪。

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