CN112578415B - 一种基于自适应滤波器的数字频率锁定方法及环路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于自适应滤波器的数字频率锁定方法及环路，包括：将采集到的数字中频信号与本地载波NCO生成的载波信号进行混频，实现对数字中频信号的下变频，并且得到零中频信号；将混频之后的数字信号与本地生成的伪码进行相关运算，实现伪码解调；将伪码解调之后的数字信号进行相干累加，得到一系列相干累加输出值；将一系列相干累加输出值顺序输入自适应滤波器进行滤波运算，利用频率鉴别算法从自适应滤波器滤波输出信号中获取其所包含正弦信号的载波频率的估计值；基于载波频率的估计值，调整自适应滤波器的频率参数，如果调整后的自适应滤波器的频率参数与输入自适应滤波器的数字信号的载波频率接近，则完成频率锁定；并调整本地载波NCO的频率控制参数。

Description

一种基于自适应滤波器的数字频率锁定方法及环路
技术领域
本发明涉及GNSS掩星接收机技术领域，具体涉及一种基于自适应滤波器的数字频率锁定方法及环路。
背景技术
GNSS掩星接收机通过接收并处理经地球大气折射的GNSS信号来获得GNSS信号的伪码相位、载波相位和信号幅度的测量值，进而反演地球大气参数。GNSS掩星接收机对接收到的GNSS信号进行数字解调的过程一般分为三步：捕获、跟踪、同步。其中第二步，在对输入信号进行跟踪时，通常首先运用数字频率锁定环路对输入信号的载波频率进行牵引，跟踪，直至锁定。因此，数字频率锁定环路的性能直接决定了接收机的信号跟踪能力。
传统数字频率锁定环路一般由混频器、频率鉴别器、低通滤波器、数字控制振荡器(Numerically Controlled Oscillator:NCO)组成。此外，为提高环路增益，传统数字频率锁定环路通常还包含积分清零器。但是，为了保证频率锁定环路的频率牵引范围满足输入信号频率变化范围的要求，积分清零器的积分时间被限制在一定时间内；低通滤波器的特征频率和阻尼因子的选择必须保证频率锁定环路具有较强的动态应力特性。这些因素导致传统数字频率锁定环路的环路增益和收敛速度被限制。
发明内容
本发明的目的是提出一种应用于GNSS掩星接收机的基于自适应滤波器的频率锁定环路，用以牵引，跟踪，锁定输入信号频率，并辅助相位锁定环路，从而提高GNSS掩星接收机的信号跟踪能力。
为实现上述目的，本发明的实施例1提出了一种基于自适应滤波器的数字频率锁定方法，所述方法包括：
将采集到的数字中频信号与本地载波NCO生成的载波信号进行混频，实现对数字中频信号的下变频，并且得到零中频信号；
将混频之后的数字信号与本地生成的伪码进行相关运算，实现伪码解调；
将伪码解调之后的数字信号进行相干累加，得到一系列相干累加输出值；
将一系列相干累加输出值顺序输入自适应滤波器进行滤波运算，利用频率鉴别算法从自适应滤波器滤波输出信号中获取其所包含正弦信号的载波频率的估计值；
基于载波频率的估计值，调整自适应滤波器的频率参数，如果调整后的自适应滤波器的频率参数与输入自适应滤波器的数字信号的载波频率接近，则完成频率锁定；并调整本地载波NCO的频率控制参数。
作为上述方法的一种改进，所述将采集到的数字中频信号与本地载波NCO生成的载波信号进行混频，实现对数字中频信号的下变频，并且得到零中频信号；具体包括：
接收到的数字中频信号r[n]表示为：
其中，A为信号的幅度值；c[n-τ]为信号上调制的伪码；fIF为信号中频；fd为信号多普勒频率；fi＝fIF+fd，fi表示数字中频信号载波频率；τ为信号码相位延迟；为信号载波初始相位；Ts为采样周期，采样频率fs＝1/Ts；η[n]为信号中的加性高斯白噪声，n为样本序号；
本地载波NCO生成的载波信号为其中/>是捕获过程中获得的输入信号载波多普勒频率的粗略估计值，fNCO是环路输出的本地载波NCO的频率控制参数，其初始值为0；
将采集到的数字中频信号与本地载波NCO生成的载波信号进行混频。
作为上述方法的一种改进，所述将伪码解调之后的数字信号进行相干累加，得到一系列相干累加输出值；具体包括：
设置积分时间Tcoh＝1ms；则相干累加结果为：
其中，rcoh[l]表示第l个相干累加结果；R(Δτ)为伪码自相关函数值， 为信号码相位延迟τ的估计值；fe为残余载波频率，并且/>N为1ms时间内进行相干累加运算的样本数目，并且N＝fs·Tcoh；η[l]表示第l个噪声项，并且η[l]是一个均值为0，方差为2σ2的复数高斯随机变量，其实部和虚部相互独立，且都是均值为0，方差为σ2的高斯随机变量。
作为上述方法的一种改进，所述将一系列相干累加输出值顺序输入自适应滤波器进行滤波运算，利用频率鉴别算法从自适应滤波器滤波输出信号中获取其所包含正弦信号的载波频率的估计值；具体包括：
自适应滤波器采用一阶复数自适应滤波器，其是包含一个受约束极点的带通滤波器；第k次迭代时自适应滤波器的系统转移函数Hk(z)为：
其中，fk为第k次迭代时自适应滤波器的中心频率，并且f1＝0；p为自适应滤波器的锐利参数，并且0<p<1，此处取p＝0.995；z为中间变量。
将一系列相干累加输出值输入自适应滤波器进行滤波运算，自适应滤波器nTcoh时刻的输出值为x(n)＝I(n)+jQ(n)；I(n)为信号的实部，Q(n)为信号的虚部；
采用基于“点积”和“叉积”的二象限反正切鉴别算法，输出的频率fe的估计值为：
其中，atan(·)表示二象限反正切函数。
作为上述方法的一种改进，所述基于载波频率的估计值，调整自适应滤波器的频率参数，如果调整后的自适应滤波器的频率参数与输入自适应滤波器的数字信号的载波频率接近，则完成频率锁定；并调整本地载波NCO的频率控制参数包括：
根据频率估计值使用自适应算法对第k次迭代时自适应滤波器的中心频率fk进行调整：
其中，λk称作遗忘因子，并且0≤λk<1；λk的调整算法为：
其中，λ0＝0.95，β＝0.74；fk+1为下一次迭代时自适应滤波器的中心频率；如果fk+1与数字中频信号的载波频率相同，则完成频率锁定；
对本地载波NCO的频率控制参数进行更新，fNCO的更新周期为MTcoh，M∈N+，并且MTcoh为输入信号的一个数据比特或一个次级码码片的宽度所对应的时间；
其中，m≥1且m∈Z；fNCO＝fNCO表示此时载波NCO没有更新；当载波NCO更新时，自适应滤波器的中心频率fk+1的值重新初始化为0。
本发明的实施例2提供了一种基于自适应滤波器的数字频率锁定环路，所述数字频率锁定环路包括：数字控制振荡器、混频器、伪码解调模块、积分清零器、自适应滤波器、频率鉴别器和参数调整模块；
所述数字控制振荡器，用于生成本地载波信号，输出至混频器；
所述混频器，用于将采集到的数字中频信号与本地载波信号进行混频，实现对数字中频信号的下变频，输出零中频信号至伪码解调模块；
所述伪码解调模块，用于将零中频信号与本地生成的伪码进行相关运算，实现伪码解调；
所述积分清零器，用于将伪码解调之后的数字信号进行相干累加，输出一系列相干累加输出值至自适应滤波器；
所述自适应滤波器，用于对一系列相干累加输出值进行滤波运算，输出滤波信号；
所述频率鉴别器，用于从滤波信号中获取其所包含正弦信号的载波频率的估计值；
所述参数调整模块，用于基于载波频率的估计值，调整自适应滤波器的频率参数，如果调整后的自适应滤波器的频率参数与输入自适应滤波器的数字信号的载波频率接近，则完成频率锁定；还用于基于载波频率的估计值对数字控制振荡器的频率控制参数进行调整。
作为上述系统的一种改进，所述混频器的具体实现过程为：
接收到的数字中频信号r[n]表示为：
其中，A为信号的幅度值；c[n-τ]为信号上调制的伪码；fIF为信号中频；fd为信号多普勒频率；fi＝fIF+fd，fi表示数字中频信号载波频率；τ为信号码相位延迟；为信号载波初始相位；Ts为采样周期，采样频率fs＝1/Ts；η[n]为信号中的加性高斯白噪声；
接收到的数字控制振荡器生成的载波信号为其中/>是捕获过程中获得的输入信号载波多普勒频率的粗略估计值，fNCO是环路输出的数字控制振荡器的频率控制参数，其初始值为0；
将采集到的数字中频信号与本地载波信号进行混频，输出零中频信号至伪码解调模块。
作为上述系统的一种改进，所述积分清零器的具体实现过程为：
设置积分时间Tcoh＝1ms；则相干累加结果为：
其中，rcoh[l]表示第l个相干累加结果；R(Δτ)为伪码自相关函数值， 为信号码相位延迟τ的估计值；fe为残余载波频率，并且/>N为1ms时间内进行相干累加运算的样本数目，并且N＝fs·Tcoh；η[l]表示第l个噪声项，并且η[l]是一个均值为0，方差为2σ2的复数高斯随机变量，其实部和虚部相互独立，且都是均值为0，方差为σ2的高斯随机变量。
作为上述系统的一种改进，所述自适应滤波器采用一阶复数自适应滤波器，其是包含一个受约束极点的带通滤波器；第k次迭代时自适应滤波器的系统转移函数Hk(z)为：
其中，fk为第k次迭代时自适应滤波器的中心频率，并且f1＝0；p为自适应滤波器的锐利参数，并且0<p<1，此处取p＝0.995；z为中间变量。
将一系列相干累加输出值输入自适应滤波器进行滤波运算，自适应滤波器nTcoh时刻的输出值为x(n)＝I(n)+jQ(n)；I(n)为信号的实部，Q(n)为信号的虚部；
采用基于“点积”和“叉积”的二象限反正切鉴别算法，输出的频率fe的估计值为：
其中，atan(·)表示二象限反正切函数。
作为上述系统的一种改进，所述参数调整模块的具体实现过程为：
根据估计值使用自适应算法对第k次迭代时自适应滤波器的中心频率fk进行调整：
其中，λk称作遗忘因子，并且0≤λk<1；λk的调整算法为：
其中，λ0＝0.95，β＝0.74；fk+1为下一次迭代时自适应滤波器的中心频率；
对本地载波NCO生成的载波信号进行更新，fNCO的更新周期为MTcoh，M∈N+；并且MTcoh为输入信号的一个数据比特或一个次级码码片的宽度所对应的时间；
其中，m≥1且m∈Z；fNCO＝fNCO表示此时载波NCO没有更新；当载波NCO更新时，自适应滤波器的中心频率fk+1的值重新初始化为0。
本发明的优点在于：
1、本发明的方法利用“一阶复数自适应滤波器”实现对宽带噪声的抑制，从而大幅提高输入信号信噪比，进而显著提高环路跟踪灵敏度；
2、本发明的方法采用一种简单的“自适应算法”，不仅实现了快速收敛，还保证计算量小，便于实现；
3、本发明提出的基于自适应滤波器的新型频率锁定环路，利用一阶复数自适应滤波器所具有的带通滤波器特性，进一步抑制了宽带噪声，从而提高了环路跟踪灵敏度；此外，一阶复数自适应滤波器结构简单，与之相对应的自适应算法实现主要依赖于频率鉴别器，计算简单，并且收敛速度快，使得该频率锁定环路具有良好的动态性能；
4、使用本发明的基于自适应滤波器的数字频率锁定环路辅助N阶相位锁定环路时，N阶相位锁定环路能够无偏跟踪最高具有N-1阶频率导数的输入信号。
附图说明
图1是本发明的实施例1的基于自适应滤波器的数字频率锁定方法的示意图；
图2是本发明的实施例2的基于自适应滤波器的数字频率锁定环路的示意图；
图3是本发明的数字频率锁定环路跟踪输入信号载波频率说明图；
图4是本发明的数字频率锁定环路辅助N阶相位锁定环路具体实施方案说明图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。
如图1所示，本发明的实施例1提出了一种基于自适应滤波器的数字频率锁定方法，主要基于“一阶复数自适应滤波器”和与之相对应的“自适应算法”来完成对输入信号频率的跟踪和锁定，该方法包括：
步骤1)将输入的数字中频信号与本地载波NCO生成的载波进行混频，实现下变频；
输入的数字中频信号为实数信号；本地载波NCO生成的载波包含同相载波分量和正交相载波分量，混频之后，分别对应得到I、Q路信号。因此，为了描述方便，将I、Q路信号整体视作复数信号进行分析。本地载波NCO的频率控制参数的更新是每隔输入信号的一个数据比特或一个次级码码片所对应的时间更新一次，从而克服数据比特跳变对环路的影响。
接收到的数字中频信号r[n]表示为：
其中
A：信号的幅度值；
c[n-τ]：信号上调制的伪码，或者“主码”与“子载波”的乘积；
fIF：信号中频；
fd：信号多普勒频率；
τ：信号码相位延迟；
信号载波初始相位；
Ts：采样周期，并且有采样频率fs＝1/Ts；
η[n]：信号中的加性高斯白噪声；
fi＝fIF+fd，表示输入数字中频信号载波频率。
本地载波NCO生成的载波信号为其中/>是捕获过程中获得的输入信号载波多普勒频率的粗略估计值，fNCO是环路输出的本地载波NCO的频率控制参数，其初始值为0。
步骤2)将混频之后输出的数字信号与本地生成的伪码进行相关运算，实现伪码解调；
利用码跟踪环路和伪码NCO来产生用于伪码解调本地伪码，本地生成的伪码序列为其中/>是输入信号伪码相位延迟τ的估计值。该伪码序列由“码跟踪环路”调整控制的伪码NCO生成。
步骤3)将伪码解调之后输出的数字信号进行相干累加，实现滤除高频分量，抑制宽带噪声，从而提高信号信噪比；
在“相干积分”过程中，积分时间为1ms，即Tcoh＝1ms。由“积分清零器”进行相干累加操作完成，并且“积分清零器”输出的相干累加结果可表示为：
其中
rcoh[l]：第l个相干累加结果；
R(Δτ)：伪码自相关函数值，其中
fe：残余载波频率，并且
N：1ms时间内，进行相干累加运算的样本数目，并且N＝fs·Tcoh；
η[l]：第l个噪声项，并且根据中心极限定理，η[l]是一个均值为0，方差为2σ2的复数高斯随机变量，其实部和虚部相互独立，且都是均值为0，方差为σ2的高斯随机变量。
步骤4)将一系列相干累加输出值，经自适应滤波器进行滤波，并且自适应滤波器在自适应算法的调控下，能够自适应调整使得滤波器中心频率快速收敛至输入自适应滤波器的数字信号中所包含的正弦信号的载波频率；
采用一阶复数自适应滤波器进行自适应滤波，该滤波器是包含一个受约束极点的带通滤波器。自适应算法模块根据鉴频器输出的频率估计值自适应地调整自适应滤波器的参数和步骤1)中本地载波NCO的频率控制参数，并且输出当前输入的正弦信号的载波频率的估计值。
滤波运算基于一阶复数自适应滤波器，其系统转移函数为：
其中f为滤波器的中心频率，z为中间变量，p(0<p<1)被称作滤波器的锐利参数。p值越接近于1，滤波器的滤波增益越大，对噪声的抑制能力更强。因此，此处p＝0.995。当自适应滤波器中心频率与输入自适应滤波器的数字信号的载波频率相同或十分接近时，该滤波器将显著提高整个数字频率锁定环路的增益，从而提高数字频率锁定环路的灵敏度。
步骤5)利用频率鉴别算法，从自适应滤波器滤波输出信号中，获取其所包含正弦信号的载波频率的估计值，并将该值反馈至自适应滤波器，用于自适应算法和载波NCO的调整；
在频率鉴别过程中，采用基于“点积”和“叉积”的二象限反正切鉴别算法，鉴频结果与信号幅度无关，即
其中，x(n)＝I(n)+jQ(n)为一阶复数自适应滤波器nTcoh时刻的输出值。为频率鉴别器输出的fe的估计值，atan(·)表示二象限反正切函数。因此，环路的频率牵引范围为-1/4Tcoh～1/4Tcoh。
此外，该一阶自适应滤波器的自适应算法为：
其中λk(0≤λk<1)被称为遗忘因子(forgetting factor)；k≥0，并且f0＝0。为保证了自适应算法快速平稳收敛，不发生激烈振荡，λk的调整算法为：
其中，λ0＝0.95，β＝0.74。
最后是载波NCO的更新，fNCO的更新周期为MTcoh，并且M∈N+；MTcoh一般为输入信号的一个数据比特或一个次级码码片的宽度所对应的时间。每次更新载波NCO时，一阶自适应滤波器的中心频率fk+1的值重新初始化为0：
其中，m≥1且m∈Z；k表示第k次迭代。事实上，式(7)中fNCO＝fNCO意味着载波NCO没有进行更新。当载波NCO进行更新时，fk+1被重新初始化为0。
如图2所示，本发明的实施例2提出的一种基于自适应滤波器的数字频率锁定环路，包括：数字控制振荡器(载波NCO)、混频器、伪码解调模块、积分清零器、自适应滤波器、频率鉴别器和参数调整模块；
所述数字控制振荡器，用于生成本地载波信号，输出至混频器；
所述混频器，用于将采集到的数字中频信号与本地载波信号进行混频，实现对数字中频信号的下变频，输出零中频信号至伪码解调模块；
所述伪码解调模块，用于将零中频信号与本地生成的伪码进行相关运算，实现伪码解调；
所述积分清零器，用于将伪码解调之后的数字信号进行相干累加，输出一系列相干累加输出值至自适应滤波器；
所述自适应滤波器，用于对一系列相干累加输出值进行滤波运算，输出滤波信号；自适应滤波器在自适应调整算法的控制下，自适应地调整滤波器中心频率，使得该中心频率与输入自适应滤波器的数字信号载波频率十分接近，从而实现显著的滤波增益，进而显著提高环路的跟踪灵敏度。因为自适应滤波器具有快速收敛的特点，所以整个环路的收敛速度很快。
所述频率鉴别器，用于从滤波信号中获取其所包含正弦信号的载波频率的估计值；
所述参数调整模块，用于基于载波频率的估计值，调整自适应滤波器的频率参数，如果调整后的自适应滤波器的频率参数与数字中频信号的载波频率相同，则完成频率锁定；还用于基于载波频率的估计值对数字控制振荡器的频率控制参数进行调整。
基于相同的输入信号和动态特性，在收敛速度、跟踪灵敏度、复杂度三个方面，基于自适应滤波器的新型频率锁定环路均优于传统频率锁定环路，从而全面提高GNSS掩星接收机的信号跟踪能力。
图3所示的实验结果表明，该基于自适应滤波器的新型数字频率锁定环路能够快速牵引、跟踪以及锁定输入信号载波频率。
如图4所示，辅助N阶相位锁定环路时，使N阶相位锁定环路能够无偏跟踪最高具有N-1阶频率导数的输入信号。
最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (2)

1.一种基于自适应滤波器的数字频率锁定方法，所述方法包括：
将采集到的数字中频信号与本地载波NCO生成的载波信号进行混频，以实现对数字中频信号的下变频，并且得到零中频信号；
将混频之后的数字信号与本地生成的伪码进行相关运算，实现伪码解调；
将伪码解调之后的数字信号进行相干累加，得到一系列相干累加输出值；
将一系列相干累加输出值顺序输入自适应滤波器进行滤波运算，利用频率鉴别算法从自适应滤波器滤波输出信号中获取其所包含正弦信号的载波频率的估计值；
基于载波频率的估计值，调整自适应滤波器的频率参数，如果调整后的自适应滤波器的频率参数与输入自适应滤波器的数字信号的载波频率接近，则完成频率锁定；并调整本地载波NCO的频率控制参数；
所述将采集到的数字中频信号与本地载波NCO生成的载波信号进行混频，以实现对数字中频信号的下变频，并且得到零中频信号；具体包括：
接收到的数字中频信号r[n]表示为：
其中，A为信号的幅度值；c[n-τ]为信号上调制的伪码；fIF为信号中频；fd为信号多普勒频率；fi＝fIF+fd，fi表示数字中频信号载波频率；τ为信号码相位延迟；为信号载波初始相位；Ts为采样周期，采样频率fs＝1/Ts；η[n]为信号中的加性高斯白噪声，n为样本序号；
本地载波NCO生成的载波信号为其中/>是捕获过程中获得的输入信号载波多普勒频率的粗略估计值，fNCO是环路输出的本地载波NCO的频率控制参数，其初始值为0；
将采集到的数字中频信号与本地载波NCO生成的载波信号进行混频；
所述将伪码解调之后的数字信号进行相干累加，得到一系列相干累加输出值；具体包括：
设置积分时间Tcoh＝1ms；则相干累加结果为：
其中，rcoh[l]表示第l个相干累加结果；R(Δτ)为伪码自相关函数值， 为信号码相位延迟τ的估计值；fe为残余载波频率，并且/>N为1ms时间内进行相干累加运算的样本数目，并且N＝fs·Tcoh；η[l]表示第l个噪声项，并且η[l]是一个均值为0，方差为2σ2的复数高斯随机变量，其实部和虚部相互独立，且都是均值为0，方差为σ2的高斯随机变量；
所述将一系列相干累加输出值顺序输入自适应滤波器进行滤波运算，利用频率鉴别算法从自适应滤波器滤波输出信号中获取其所包含正弦信号的载波频率的估计值；具体包括：
自适应滤波器采用一阶复数自适应滤波器，其是包含一个受约束极点的带通滤波器；第k次迭代时自适应滤波器的系统转移函数Hk(z)为：
其中，fk为第k次迭代时自适应滤波器的中心频率，并且f1＝0；p为自适应滤波器的锐利参数，并且0<p<1，此处取p＝0.995；z为中间变量；
将一系列相干累加输出值输入自适应滤波器进行滤波运算，自适应滤波器nTcoh时刻的输出值为x(n)＝I(n)+jQ(n)；I(n)为信号的实部，Q(n)为信号的虚部；
采用基于“点积”和“叉积”的二象限反正切鉴别算法，输出的频率fe的估计值为：
其中，atan(·)表示二象限反正切函数；
所述基于载波频率的估计值，调整自适应滤波器的频率参数，如果调整后的自适应滤波器的频率参数与输入自适应滤波器的数字信号的载波频率接近，则完成频率锁定；并调整本地载波NCO的频率控制参数包括：
根据频率估计值使用自适应算法对第k次迭代时自适应滤波器的中心频率fk进行调整：
其中，λk称作遗忘因子，并且0≤λk<1；λk的调整算法为：
其中，λ0＝0.95，β＝0.74；fk+1为下一次迭代时自适应滤波器的中心频率；如果fk+1与输入自适应滤波器的数字信号的载波频率接近，则完成频率锁定；
对本地载波NCO的频率控制参数进行更新，fNCO的更新周期为MTcoh，M∈N+，并且MTcoh为输入信号的一个数据比特或一个次级码码片的宽度所对应的时间；
其中，m≥1且m∈Z；fNCO＝fNCO表示此时载波NCO没有更新；当载波NCO更新时，自适应滤波器的中心频率fk+1的值重新初始化为0。
2.一种基于自适应滤波器的数字频率锁定环路，其特征在于，所述数字频率锁定环路包括：数字控制振荡器、混频器、伪码解调模块、积分清零器、自适应滤波器、频率鉴别器和参数调整模块；
所述数字控制振荡器，用于生成本地载波信号，输出至混频器；
所述混频器，用于将采集到的数字中频信号与本地载波信号进行混频，实现对数字中频信号的下变频，输出零中频信号至伪码解调模块；
所述伪码解调模块，用于将零中频信号与本地生成的伪码进行相关运算，实现伪码解调；
所述积分清零器，用于将伪码解调之后的数字信号进行相干累加，输出一系列相干累加输出值至自适应滤波器；
所述自适应滤波器，用于对一系列相干累加输出值进行滤波运算，输出滤波信号；
所述频率鉴别器，用于从滤波信号中获取其所包含正弦信号的载波频率的估计值；
所述参数调整模块，用于基于载波频率的估计值，调整自适应滤波器的频率参数，如果调整后的自适应滤波器的频率参数与输入自适应滤波器的数字信号的载波频率接近，则完成频率锁定；还用于基于载波频率的估计值对数字控制振荡器的频率控制参数进行调整；
所述混频器的具体实现过程为：
接收到的数字中频信号r[n]表示为：
其中，A为信号的幅度值；c[n-τ]为信号上调制的伪码；fIF为信号中频；fd为信号多普勒频率；fi＝fIF+fd，fi表示数字中频信号载波频率；τ为信号码相位延迟；为信号载波初始相位；Ts为采样周期，采样频率fs＝1/Ts；η[n]为信号中的加性高斯白噪声；
接收到的数字控制振荡器生成的载波信号为其中/>是捕获过程中获得的输入信号载波多普勒频率的粗略估计值，fNCO是环路输出的数字控制振荡器的频率控制参数，其初始值为0；
将采集到的数字中频信号与本地载波信号进行混频，输出零中频信号至伪码解调模块；
所述积分清零器的具体实现过程为：
设置积分时间Tcoh＝1ms；则相干累加结果为：
其中，rcoh[l]表示第l个相干累加结果；R(Δτ)为伪码自相关函数值， 为信号码相位延迟τ的估计值；fe为残余载波频率，并且/>N为1ms时间内进行相干累加运算的样本数目，并且N＝fs·Tcoh；η[l]表示第l个噪声项，并且η[l]是一个均值为0，方差为2σ2的复数高斯随机变量，其实部和虚部相互独立，且都是均值为0，方差为σ2的高斯随机变量；
所述自适应滤波器采用一阶复数自适应滤波器，其是包含一个受约束极点的带通滤波器；第k次迭代时自适应滤波器的系统转移函数Hk(z)为：
其中，fk为第k次迭代时自适应滤波器的中心频率，并且f1＝0；p为自适应滤波器的锐利参数，并且0<p<1，此处取p＝0.995；z为中间变量；
将一系列相干累加输出值输入自适应滤波器进行滤波运算，自适应滤波器nTcoh时刻的输出值为x(n)＝I(n)+jQ(n)；I(n)为信号的实部，Q(n)为信号的虚部；
采用基于“点积”和“叉积”的二象限反正切鉴别算法，输出的频率fe的估计值为：
其中，atan(·)表示二象限反正切函数；
所述参数调整模块的具体实现过程为：
根据估计值使用自适应算法对第k次迭代时自适应滤波器的中心频率fk进行调整：
其中，λk称作遗忘因子，并且0≤λk<1；τk的调整算法为：
其中，λ0＝0.95，β＝0.74；fk+1为下一次迭代时自适应滤波器的中心频率；
对本地载波NCO生成的载波信号进行更新，fNCO的更新周期为MTcoh，M∈N+；并且MTcoh为输入信号的一个数据比特或一个次级码码片的宽度所对应的时间；
其中，m≥1且m∈Z；fNCO＝fNCO表示此时载波NCO没有更新；当载波NCO更新时，自适应滤波器的中心频率fk+1的值重新初始化为0。
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