CN111147413B - 一种低轨卫星短时突发解调方法 - Google Patents

一种低轨卫星短时突发解调方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及短时突发信号解调技术领域，具体涉及一种低轨卫星短时突发解调方法；设计了一种低轨卫星短时突发解调方法，基于能量检测引入匹配滤波，进行定时同步、频偏估计以及相偏估计，实现低轨卫星短时突发信号解调；其中，环路滤波包括压控振荡器NCO、内插滤波器、小波间隔估计、时钟误差检测以及环路滤波器；能够有效解决低轨卫星通信信号多普勒频移大、持续时间短、起始时间以及持续时间不确定情况下的解调问题。

Description

一种低轨卫星短时突发解调方法
技术领域
本发明涉及短时突发信号解调技术领域，具体涉及一种低轨卫星短时突发解调方法。
背景技术
随着21世纪的到来，卫星通信将进入个人通信时代，这个时代的最大特点就是卫星通信终端达到手持化，个人通信实现全球化。同步静止轨道(GEO)卫星移动通信技术日臻成熟，具有卫星数量少、全球覆盖、24小时通信不必切换卫星、卫星跟踪控制简单等优点，但也存在轨道高、传播路径远、衰减大、延时长等不足。特别是随着纬度的增大，地面观察卫星的仰角不断减小，地形地物对移动用户的阻挡不可忽视，这对于个人通信业务极为不利。另外，GEO轨道日益拥挤，卫星功率受限，移动用户终端的体积和重量难以降低。所以人们普遍认为，同步静止轨道(GEO)卫星固然可以用于移动通信，但是用于个人通信还存在较大的技术困难。正因如此，提出了利用多颗中、低轨道卫星覆盖全球来实现个人移动通信的方案。低轨卫星移动通信系统中由于卫星快速运动导致其多普勒效应显著。
现代通信系统中突发信号是一种广泛使用的信号，例如卫星通信中TDMA系统、陆基蜂窝移动通信系统。“突发信号”现在还没有的明确定义，突发信号一个显著特点就是持续时间短，大都以毫秒为单位。一般将不适合使用传统的连续信号的解调技术的持续时间比较短的信号称为突发信号。突发信号有一个普遍特点就是信号起始时间和信号持续时间往往不确定。
信号检测和同步是短时接收中关键的环节，信号能否准确地解调，信息能否完整地还原，在很大程度上取决于同步性能的优劣。突发信号同步技术包括了定时同步技术和载波同步技术。定时同步技术主要涉及定时误差估计和定时误差校正；载波同步技术又可以分为载波频偏估计与校正和载波相偏估计与校正。
无论定时同步还是载波同步，根据对同步头数据的使用情况，可以分为两类：数据辅助同步技术和非数据辅助同步技术。基于短时突发信号持续时间短，起始结束时刻不确定的特点，在非协作接收过程中主要采用非数据辅助的前向同步结构实现突发信号的同步处理。
目前存在低轨卫星通信信号多普勒频移大、持续时间短、起始时间以及持续时间不确定情况下的解调问题。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种低轨卫星短时突发解调方法。
一方面，本发明提供了一种低轨卫星短时突发解调方法，所述方法包括如下述步骤：
S1：预设解调门限m；对接收到的下变频信号进行能量检测，通过自相关计算设置合理的阈值，将自相关计算的结果与阈值进行比较，提取有效信号X(t)；
S2：对检测到的基带信号进行匹配滤波，得到信号X(n)；
S3：根据匹配滤波之后的信号X(n)进行时钟误差检测,从而获得内插滤波器的控制量mk和uk；
S4：将控制量mk和uk经环路滤波器处理，滤出高频分量以及带外干扰，通过反馈不断调整mk和uk，使得定时误差最小；
S5：数控振荡器NCO更新，通过NCO输出η(mk)调整小波间隔估计，通过小波间隔估计输出η(k)调整内插滤波器，同时根据Overflow调整内插滤波器，输出x(kTi)；
S6：将x(kTi)与解调门限m进行比较；若大于解调门限m，则输出解调结果；若小于解调门限m，则进入步骤S7。
S7：将x(kTi)通过频偏估计得到频偏估计结果
Figure BDA0002350664600000031
通过频偏估计结果得到相位估计结果
Figure BDA0002350664600000032
S8：通过误差控制模块将相位估计结果
Figure BDA0002350664600000033
与频偏估计结果
Figure BDA0002350664600000034
合成得到
Figure BDA0002350664600000035
并将
Figure BDA0002350664600000036
与x(kTi)相乘得到新的结果，将新的结果再次与解调门限m进行比较；若大于解调门限m，则输出解调结果；若小于解调门限m，则返回步骤S7。
可选的，对于接收得到的下变频信号，采用短时相关检测算法，假设接收信号为x(n)：其在第n点的自相关函数为：
Figure BDA0002350664600000037
其中，w(*)为窗函数，L为窗长。
可选的，完成能量检测之后，进行匹配滤波的步骤包括：接收端采用与发射端相匹配的滤波器，由于发射端采用平方根升余弦成型滤波，接收端采用平方根升余弦匹配滤波器；接收数据经过抽取滤波器后，发送给匹配滤波器进行滤波处理；假设x(n)为n时刻输入数据，h(n)(n＝1,2,…,N)为匹配滤波器的抽头系数，则匹配滤波器的输出y(n)可由下式计算：
Figure BDA0002350664600000038
可选的，所述时钟误差检测的步骤包括：先对匹配滤波器输出信号进行平方非线性操作,然后在每个长为L*T的观测间隔内通过DFT运算得到符号速率1/T处的频谱分量:
Figure BDA0002350664600000039
内插滤波器从输入的异步信号中得到最佳采样点，内插过程如下式：
Figure BDA00023506646000000310
内插滤波器不能直接使用频谱分量计算得到的估计值，需要从估计值中得到内插基点和分数间隔，其中，x(kTi)为输出样点值，x[(mk-i)TS]为输入样点值，hI[(i+uk)Ts]为内插滤波器抽头系数。
可选的，在完成信号定时同步后，减小载波粗估计模块残留的频偏，同时实现相位跟踪与锁定的步骤包括：通过鉴相器模块从输入信号中提取与相位有关的分量，鉴相算法是：
Figure BDA0002350664600000041
通过环路滤波器对所述鉴相器模块输出的鉴相误差进行长期统计平均，并滤除高频分量以及带外干扰。
可选的，所述数控振荡器NCO更新是为防止数控振荡器NCO更新后出现跳周现象，通过采取迭代过程中对相位进行归一化方法确保相位始终处于一个正确的象限，避免相位跳周和相位模糊。
本发明的有益效果体现在：能够有效解决低轨卫星通信信号多普勒频移大、持续时间短、起始时间以及持续时间不确定情况下的解调问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。在所有附图中，类似的元件或部分一般由类似的附图标记标识。附图中，各元件或部分并不一定按照实际的比例绘制。
图1是本发明低轨卫星短时突发解调方法的短时突发解调结构图；
图2是本发明短时自相关法仿真结果；
图3是本发明匹配滤波器结构图；
图4是本发明匹配滤波前的信号频谱图；
图5是本发明匹配滤波后的信号频谱图；
图6是本发明Gardner定时同步算法图；
图7是本发明载波精估计实现结构图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明技术方案的实施例进行详细的描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，因此只作为示例，而不能以此来限制本发明的保护范围。
需要注意的是，除非另有说明，本申请使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域技术人员所理解的通常意义。
在本文中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本发明的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员显式地和隐式地理解的是，本文所描述的实施例可以与其它实施例相结合。
目前存在低轨卫星通信信号多普勒频移大、持续时间短、起始时间以及持续时间不确定情况下的解调问题；为了解决上述问题，所以有必要，研制一种低轨卫星短时突发解调方法，构建了空天地太赫兹通信信道建模流程，能够有效解决低轨卫星通信信号多普勒频移大、持续时间短、起始时间以及持续时间不确定情况下的解调问题。
本发明设计了一种低轨卫星短时突发解调方法，基于能量检测引入匹配滤波，进行定时同步、频偏估计以及相偏估计，实现低轨卫星短时突发信号解调；其中，环路滤波包括压控振荡器NCO、内插滤波器、小波间隔估计、时钟误差检测以及环路滤波器。
本发明具体实施方式提供一种低轨卫星短时突发解调方法，该方法如图1-7所示，包括如下步骤：
在步骤S1中，预设解调门限m；对接收到的下变频信号进行能量检测，通过自相关计算设置合理的阈值，将自相关计算的结果与阈值进行比较，提取有效信号X(t)。
在本发明实施例中，对于接收得到的下变频信号，采用短时相关检测算法，假设接收信号为x(n)：其在第n点的自相关函数为：
Figure BDA0002350664600000061
其中，w(*)为窗函数，L为窗长；其仿真结果如图2所示。
在步骤S2中，对检测到的基带信号进行匹配滤波，得到信号X(n)。
在本发明实施例中，通过匹配滤波便于提高信噪比的同时不引入码间串扰；完成能量检测之后，进行匹配滤波的步骤包括：接收端采用与发射端相匹配的滤波器，由于发射端采用平方根升余弦成型滤波，为了获得明显相关峰以便于后续判决，接收端采用平方根升余弦匹配滤波器，由数字域FIR低通滤波器实现，该滤波器采用横向结构；如图3所示，接收数据经过抽取滤波器后，发送给匹配滤波器进行滤波处理；假设x(n)为n时刻输入数据，h(n)(n＝1,2,…,N)为匹配滤波器的抽头系数，则匹配滤波器的输出y(n)可由下式计算：
Figure BDA0002350664600000062
如图4、图5所示，分别显示的是匹配滤波前和滤波后的信号频谱；通过对比，可以看出匹配滤波前的信号由于存在码间干扰频谱较差，带外噪声功率较大；通过匹配滤波后的信号频谱有很大的改善，信号带肩达到了70dB左右。
在步骤S3中，根据匹配滤波之后的信号X(n)进行时钟误差检测,从而获得内插滤波器的控制量mk和uk。
在步骤S4中，将控制量mk和uk经环路滤波器处理，滤出高频分量以及带外干扰，通过反馈不断调整mk和uk，使得定时误差最小。
在本发明实施例中，定时误差最小为使得定时误差趋近于0。
在步骤S5中，数控振荡器NCO更新，通过NCO输出η(mk)调整小波间隔估计，通过小波间隔估计输出η(k)调整内插滤波器，同时根据Overflow调整内插滤波器，输出x(kTi)。
在本发明实施例中，在完成匹配滤波之后进行定时估计，定时估计算法采用Gardner定时同步算法；定时同步是接收端产生的一个与接收信号符号速率相同，相位与最佳判决时刻一致的定时脉冲序列信号。在全数字接收机中，由于解调前对信号采用异步采样，为了解决定时同步问题，需要采用定时同步算法获得每个符号的最佳采样点。Gardner定时同步算法由于不需要辅助数据，每个符号只需要两个采样点，并且独立于载波相位，实现复杂度低等原因，在实际中普遍使用。其中Gardner算法的原理如图6所示。
Gardner符号定时同步环路主要由Gardner定时误差检测、环路滤波器、数控振荡器NCO和内插滤波器组成。数控振荡器根据Gardner定时误差检测出的时钟相位误差，获得内插滤波器的控制量mk和μk，经过时钟同步后产生插值信号x(kTi)，设调制信号的符号周期为T，则Ti＝T/k(k为一小整数)，最后判决输出。
先对匹配滤波器输出信号进行平方非线性操作,然后在每个长为L*T的观测间隔内(L≤N,N是一个突发中的符号数)通过DFT运算得到符号速率1/T处的频谱分量:
Figure BDA0002350664600000071
内插滤波器从输入的异步信号中得到最佳采样点，内插过程如下式：
Figure BDA0002350664600000072
内插滤波器不能直接使用频谱分量计算得到的估计值，需要从估计值中得到内插基点和分数间隔，其中，x(kTi)为输出样点值,x[(mk-i)TS]为输入样点值,hI[(i+uk)Ts]为内插滤波器抽头系数。
内插滤波器是定时恢复的关键,其性能直接影响整个符号同步系统的同步性能。理想内插器的脉冲响应为h(t)＝sin(π/Ts)/(π/Ts),但是不可实现的。在解调器中只要保证在采样点的值就可以了,常见的内插方法有线性内插和多项式内插,而常见的多项式内插是三阶拉格朗日内插与分段抛物内插。分段抛物内插可以通过调整参数α来改变其频谱特性。当α＝0时分段抛物内插就简化为线性内插，当α＝0.25时其频谱与三阶拉格朗日相似，综合比较厚选择三阶立方内插。
在完成信号定时同步后，减小载波粗估计(CCR)模块残留的频偏，同时实现相位跟踪与锁定。系统实现框架如图7所示，该功能模块主要由：鉴相器模块(syn_ped)，环路滤波器(syn_lpf),数字本振模块(nco)等主要模块组成。各模块的主要功能是：鉴相器模块：从输入信号中提取与相位有关的分量，鉴相算法是：
Figure BDA0002350664600000081
环路滤波器：环路滤波器的主要目的是对鉴相误差进行长期统计平均，滤除高频分量以及带外干扰。环路滤波器分跟踪阶段和捕获阶段，捕获阶段滤波器增益比较大，环路输出抖动大，收敛快，如果CCR中存在少量残余频偏，lpf的输出将收敛在这一残余频偏所对应的频点上下抖动。跟踪阶段设置的滤波器增益比较小，环路滤波器带宽更窄，滤掉更多的带外信号，滤波器的输出将更加稳定，因此环路带宽与环路收敛速度成反比。考虑到burst通信特性，本方案采取环路带宽与收敛速度折中，在保证算法收敛条件下采用统一的环路滤波系数实现系统的快速锁定。数控振荡器NCO更新是为防止数控振荡器NCO更新后出现跳周现象，通过采取迭代过程中对相位进行归一化方法确保相位始终处于一个正确的象限，避免相位跳周和相位模糊。
在步骤S6中，将x(kTi)与解调门限m进行比较；若大于解调门限m，则输出解调结果；若小于解调门限m，则进入步骤S7。
在本发明实施例中，解调门限m为提前计算出来的理论值；若x(kTi)小于解调门限m，则进行相偏估计以及频偏估计。
在步骤S7中，将x(kTi)通过频偏估计得到频偏估计结果
Figure BDA0002350664600000082
通过频偏估计结果得到相位估计结果
Figure BDA0002350664600000091
在本发明实施例中，
Figure BDA0002350664600000092
中，
Figure BDA0002350664600000093
为频偏估计结果，
Figure BDA0002350664600000094
为频率的完整表达方式。
在步骤S8中，通过误差控制模块将相位估计结果
Figure BDA0002350664600000095
与频偏估计结果
Figure BDA0002350664600000096
合成得到
Figure BDA0002350664600000097
并将
Figure BDA0002350664600000098
与x(kTi)相乘得到新的结果，将新的结果再次与解调门限m进行比较；若大于解调门限m，则输出解调结果；若小于解调门限m，则返回步骤S7。
本发明设计了一种低轨卫星短时突发解调方法，通过该调解方法，能够有效解决低轨卫星通信信号多普勒频移大、持续时间短、起始时间以及持续时间不确定情况下的解调问题。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。

Claims (6)

1.一种低轨卫星短时突发解调方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：
S1：预设解调门限m；对接收到的下变频信号进行能量检测，通过自相关计算设置合理的阈值，将自相关计算的结果与阈值进行比较，提取有效信号X(t)；
假设接收信号为x(n)：其在第n点的自相关函数为：
Figure FDA0003730542340000011
其中，w(*)为窗函数，L为窗长；
S2：对检测到的基带信号进行匹配滤波，得到信号X(n)；
完成能量检测之后，进行匹配滤波的步骤包括：接收端采用与发射端相匹配的滤波器，由于发射端采用平方根升余弦成型滤波，接收端采用平方根升余弦匹配滤波器，接收数据经过抽取滤波器后，发送给匹配滤波器进行滤波处理；假设x(n)为n时刻输入数据，h(n)(n＝1,2,…,N)为匹配滤波器的抽头系数，则匹配滤波器的输出y(n)可由下式计算：
Figure FDA0003730542340000012
S3：根据匹配滤波之后的信号X(n)进行时钟误差检测,从而获得内插滤波器的控制量mk和uk；
所述时钟误差检测的步骤包括：先对匹配滤波器输出信号进行平方非线性操作,然后在每个长为L*T的观测间隔内通过DFT运算得到符号速率1/T处的频谱分量:
Figure FDA0003730542340000013
内插滤波器从输入的异步信号中得到最佳采样点，内插过程如下式：
Figure FDA0003730542340000014
内插滤波器不能直接使用频谱分量计算得到的估计值，需要从估计值中得到内插基点和分数间隔，其中，x(kTi)为输出样点值，x[(mk-i)TS]为输入样点值，hI[(i+uk)Ts]为内插滤波器抽头系数；
S4：将控制量mk和uk经环路滤波器处理，滤出高频分量以及带外干扰，通过反馈不断调整mk和uk，使得定时误差最小；
S5：数控振荡器NCO更新，通过NCO输出η(mk)调整小波间隔估计，通过小波间隔估计输出η(k)调整内插滤波器，同时根据Overflow调整内插滤波器，输出x(kTi)；
S6：将x(kTi)与解调门限m进行比较；若大于解调门限m，则输出解调结果；若小于解调门限m，则进入步骤S7；
S7：将x(kTi)通过频偏估计得到频偏估计结果
Figure FDA0003730542340000021
通过频偏估计结果得到相位估计结果
Figure FDA0003730542340000022
S8：通过误差控制模块将相位估计结果
Figure FDA0003730542340000023
与频偏估计结果
Figure FDA0003730542340000024
合成得到
Figure FDA0003730542340000025
并将
Figure FDA0003730542340000026
与x(kTi)相乘得到新的结果，将新的结果再次与解调门限m进行比较；若大于解调门限m，则输出解调结果；若小于解调门限m，则返回步骤S7；
k代表第几个符号；Ti表示NCO的周期；θ是相位误差，
Figure FDA0003730542340000027
载波频偏；T代表符号周期。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对于接收得到的下变频信号，采用短时相关检测算法，假设接收信号为x(n)：其在第n点的自相关函数为：
Figure FDA0003730542340000028
其中，w(*)为窗函数，L为窗长，n代表第n个采样符号，l代表前n个采样符号的第l个点。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，完成能量检测之后，进行匹配滤波的步骤包括：
接收端采用与发射端相匹配的滤波器，由于发射端采用平方根升余弦成型滤波，接收端采用平方根升余弦匹配滤波器；
接收数据经过抽取滤波器后，发送给匹配滤波器进行滤波处理；假设x(n)为n时刻输入数据，h(n)(n＝1,2,…,N)为匹配滤波器的抽头系数，则匹配滤波器的输出y(n)可由下式计算：
Figure FDA0003730542340000031
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述时钟误差检测的步骤包括：先对匹配滤波器输出信号进行平方非线性操作,然后在每个长为L*T的观测间隔内通过DFT运算得到符号速率1/T处的频谱分量:
Figure FDA0003730542340000032
其中，L为窗长；m为信号索引；N为滤波器阶数；mk是基点索引；Ts为采样速率；rk是第k个信号；i为滤波器的指示数；
内插滤波器从输入的异步信号中得到最佳采样点，内插过程如下式：
Figure FDA0003730542340000033
内插滤波器不能直接使用频谱分量计算得到的估计值，需要从估计值中得到内插基点和分数间隔，其中，x(kTi)为输出样点值,x[(mk-i)TS]为输入样点值,hI[(i+uk)Ts]为内插滤波器抽头系数。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在完成信号定时同步后，减小载波粗估计模块残留的频偏，同时实现相位跟踪与锁定的步骤包括：
通过鉴相器模块从输入信号中提取与相位有关的分量，鉴相算法是：
Figure FDA0003730542340000034
Ik代表接收信号第k点的实部；Qk代表接收信号第k点的虚部；sqrt(2)代表对实数2开方；
通过环路滤波器对所述鉴相器模块输出的鉴相误差进行长期统计平均，并滤除高频分量以及带外干扰。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数控振荡器NCO更新是为防止数控振荡器NCO更新后出现跳周现象，通过采取迭代过程中对相位进行归一化方法确保相位始终处于一个正确的象限，避免相位跳周和相位模糊。
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