CN108270715A - 适合高阶4096-qam的载波恢复系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种适合高阶4096‑QAM的载波恢复系统和方法，解决了微波通信中高阶4096‑QAM信号载波恢复硬件实现复杂度高的技术问题，本发明的系统中包括有含有简化极性判决鉴相器的鉴相器、环路滤波器和数控振荡器模块；本发明方法包括开环和闭环工作模式，开环工作模式下初始频偏估计对码元信号相位进行补偿，闭环工作模式下设置有粗略和精确相位补偿过程，开环状态和闭环状态的粗略相位补偿过程均利用简化极性判决鉴相器进行相位误差估计，仅利用功率较大的码元信号对相位误差进行估计，用一常数对码元信号进行模值归一化。本发明硬件实现复杂度低，收敛速度略快，易于工程化实现。用于4096‑QAM微波通信中。

Description

适合高阶4096-QAM的载波恢复系统和方法
技术领域
本发明涉及数字微波通信技术领域，主要涉及数字有线电视网络，微波回程链路等正交幅度调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)通信系统的数字接收，具体是一种微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统和方法，可用于处理微波通信中4096-QAM信号的载波恢复问题。
背景技术
由于QAM具有较高的带宽效率和功率效率，近年来被数字微波通信系统、有线电视网络数据传输等领域广泛应用。随着4G移动通信技术的广泛应用以及5G新纪元的到来，移动终端用户数和新型应用大规模涌现，带宽需求亦爆炸式增长。为支撑剧增的带宽需求，需要大规模建设新的并升级已有的移动基站回程链路。尽管通过布设光纤可以解决这一问题，但光纤成本高且布设周期长，成本相对低廉、布设相对灵活的微波链路即也是各大运营商考虑的合适选择之一。
当前主流通信厂商的微波传输产品中，通过集成1024-QAM、带宽加速、XPIC等一系列技术，可在56MHz带宽上达到2Gbps的传输速率，但未来微波回程链路的容量需求远高于此速率。为了实现更高的传输速率以满足4G+乃至5G的带宽需求，需对现有技术进一步升级并集成新的技术，最为直接的手段是提高调制阶数，如采用4096-QAM，相对1024-QAM可提升20％的效率。由于调制电平数大幅增加，星座图中星座点变得更加密集，相邻星座点的欧式距离减小使得容易发生判决错误，此时系统对于发射端调制载波和接收端本地载波不同步而导致的频率偏移和相位抖动十分敏感，所以对载波恢复技术的要求极高。因此，研究一种适合高阶4096-QAM信号载波恢复技术是十分必要的。
为了提高频谱利用率，系统的接收机大多采用盲载波恢复技术。在研究针对于QAM信号盲载波恢复技术的初期，1980年，Meyers和Franks提出最大似然函数(ML，Maximumlikelihood function)算法，利用求最大的似然函数的方式来对载波相位进行估计，但是似然函数的运算步骤繁琐，使其硬件实现复杂度较大；随后出现了面向判决(DD，Decision-Directed)算法，但是其只能恢复载波存在较小相偏的情况；1992年，Jablon提出了减星座(RC，Reduced Constellation)算法，利用星座图上四个角点对应的信号进行直接判决从而对载波的相位进行估计，相对于DD算法，RC算法提高了频偏捕获范围，但是随着调制阶数的提高，使星座图上四个角点对应的信号出现的频率降低，导致算法收敛速度变慢。DD算法和RC算法只能用于解决受较小频偏影响的低阶QAM信号盲载波恢复问题。
2001年，Kim和Choi在《Design of Carrier Recovery Algorithm for High-Order QAM with Large Frequency Acquisition Range》中提出了极性判决算法，随后其他人提出了一系列以极性判决算法为基础的改进算法，可以应用到诸如256-QAM，1024-QAM，4096-QAM等高阶QAM信号的盲载波恢复。2008年，Lee等在《Fast frequencyacquisition algorithm for carrier recovery for high-order QAM》提出的快速频率捕获算法也是基于极性判决算法的改进，能够较好的解决高阶QAM信号的盲载波恢复问题。2013年，Xiao Yan等在《Implementation of Carrier Recovery for High-Order QAM inReal-time Multi-domain Analysis》提出基于实时多域信号分析的载波恢复算法，实时利用FFT生成频谱进行粗略估计，补偿大部分频率偏移，然后利用Lee等提出的快速频偏捕获算法补偿剩余频率偏移。但是Lee等提出的快速频偏捕获算法硬件实现复杂度较大，导致该算法和现有对该算法的改进算法难以实现，使得微波通信技术的应用场景极其有限。本发明是针对降低算法的硬件实现复杂度，在Lee等提出的快速频率捕获算法的基础上进行改进，提出的一种微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统和方法。
发明内容
本发明目的是针对现有技术的不足，提出一种复杂度低的微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统和方法。
本发明首先是一种微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统，为依次由乘法器、鉴相器模块、环路滤波器模块和数控振荡器模块连接构成的载波恢复环路，鉴相器模块有三个输出端，有两个输出端连接到环路滤波器模块，另一个输出端连接到数控振荡器模块，其特征在于，所述鉴相器模块中包含有简化极性判决鉴相器，该简化极性判决鉴相器利用相位补偿后得到的解调信号进行相位误差估计，服务于鉴相器模块、环路滤波器模块和数控振荡器模块进行载波恢复。
本发明还是一种微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复方法，其特征在于，包括有以下步骤：
(1)将采样信号输入载波恢复环路：将正交振幅调制QAM系统接收机得到的采样信号r(n)输入到载波恢复环路中，采样信号r(n)是基带信号，且信道为加性高斯噪声信道，载波恢复环路初始状态为开环状态；
(2)对采样信号的相位进行补偿得到解调信号：在开环状态下，采样信号r(n)即为解调信号a(n)；在闭环状态下，将载波恢复环路输入的采样信号与步骤(13)中数控振荡器模块产生的相位补偿信号相乘得到解调信号a(n)；
(3)对解调信号进行硬判决：对解调信号a(n)进行硬判决得到硬判决信号m′(n)；
(4)锁定检测器对工作模式进行选择：通过监视解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)来确定环路是否相位锁定，其具体步骤如下：
(4a)当解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)的距离小于距离阈值λ时，输出标识信号y(n)为1，其中λ的取值范围为(0,1)，否则，输出标识信号y(n)为0；
(4b)第n时刻，求当前时刻和前NLD-1个时刻的标识信号y(n)的均值，NLD为求均值所取时刻数，NLD为大于零的整数；
(4c)当标识信号y(n)的均值小于阈值β时，将执行步骤(5)，其中β的取值范围为(0,1)；当y(n)的平均值大于或等于阈值β时，载波恢复环路将处于闭环状态，调整环路滤波器模块的带宽和增益，执行步骤(11)；
(5)利用简化极性判决鉴相器对相位误差进行估计：简化极性判决鉴相器利用解调信号a(n)对当前时刻相位误差进行估计，产生相位误差估计信号Perror(n)；载波恢复环路处于开环状态时，执行步骤(6)；载波恢复环路处于闭环状态时，执行步骤(10)；
(6)开环状态下对解调信号频偏进行初始估计：如果解调信号a(n)和其上一时刻解调信号a(n-1)的功率都大于功率阈值τ，频偏估计值θdiff(n)等于当前时刻相位误差估计信号Perror(n)和上一时刻相位误差估计信号Perror(n-1)之差，执行步骤(7)，其中τ的取值范围否则，不对频偏进行估计，执行步骤(1)，载波恢复环路处理下一时刻采样信号r(n+1)；
(7)对步骤(6)中的频偏估计值进行纠正：当时，频偏估计纠正值为：与频偏估计值绝对值的差，且使得差值与频偏估计值θdiff(n)极性相同；否则，频偏估计纠正值等于频偏估计值θdiff(n)；设定开环循环总次数为α，α是大于零的整数，设定开环循环次数NIFOE初值为0，重复执行步骤(1)-(7)，当开环循环次数NIFOE＝α时，执行步骤(8)，否则，返回步骤(1)，继续执行步骤(1)-(7)；
(8)求最终初始频偏估计值：对执行α次步骤(1)-(7)得到的α个频偏估计纠正值取平均，得到频偏估计纠正值均值ωIFOE；
(9)用频偏估计纠正值均值对数控振荡器模块初始化：将均值ωIFOE直接作用于数控振荡器模块，对数控振荡器模块进行初始化，载波恢复环路进入闭环状态，返回执行步骤(1)，处理下一时刻采样信号r(n+1)；
(10)对相位误差估计值进行跟踪和保持：在闭环状态下，对相位误差估计信号进行跟踪保持操作，其输入是简化极性判决鉴相器输出的误差估计信号Perror(n)，输出跟踪保持信号ZPFD(n)，当前时刻相位误差估计值和上一时刻跟踪保持信号ZPFD(n-1)之差绝对值大于时，当前时刻跟踪保持信号的绝对值为极性和前一时刻相同，否则，当前时刻跟踪保持信号等于相位误差估计信号,执行步骤(12)；
(11)面向判决的鉴相器对相位误差进行估计：在闭环状态下，利用解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)对相位误差进行估计，相位误差估计信号Perror(n)等于解调信号a(n)的虚部信号和硬判决信号m′(n)的实部信号的积减去解调信号a(n)的实部信号和硬判决信号m′(n)的虚部信号的积，执行步骤(12)，同时执行步骤(14)；
(12)环路滤波器模块低通滤波：环路滤波器模块为一阶积分滤波器，对输入信号进行低通滤波模块，将滤波后得到的信号输入到数控振荡器模块,然后执行步骤(13)，产生下一时刻的相位补偿信号；
(13)数控振荡器模块产生相位补偿信号：载波恢复环路中数控振荡器模块接收环路滤波器模块输出信号，累加到上一时刻的相位补偿信号，产生当前时刻的相位补偿信号q(n)，执行步骤(1)，对输入载波恢复环路的下一时刻采样信号r(n+1)进行相位补偿；
(14)载波恢复环路收敛检测：在闭环状态下，求当前时刻和前NLE-1个时刻的面向判决的鉴相器对相位误差估计值Perror(n)的均方根值，NLE为求均方根值所取的时刻数，当均方根值小于或等于收敛阈值ξ的时环路收敛，采样信号能够被正确解调，当均方根值大于ξ的时候环路不收敛采样信号不能够被正确解调，其中ξ的取值范围是(0°,2°)；载波恢复环路收敛后，输出解调信号a(n)。
本发明采用了简化极性判决鉴相器实现对相位误差的估计，不仅简化了载波恢复环路的硬件实现复杂度，也加快了环路收敛速度。
与现有技术相比，本发明的技术优势：
(1)本发明的低复杂度的微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统和方法是对现有最优技术进行的改进，降低硬件实现复杂度，提出一种带有简化极性判决鉴相器的微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统和方法，优势在于保持原技术频偏捕获范围大，环路收敛速度快，环路收敛后残留相位噪声小的特点，同时，降低载波恢复环路的硬件实现复杂度，原技术方案的极性判决鉴相器硬件实现需要5个实数乘法器，1个常数乘法器，1个加法器，3个数据选择器，1个开平方器，而本发明的简化极性判决鉴相器硬件实现只需要2个实数乘法器，1个常数乘法器，1个加法器，3个数据选择器，减少了36.4％的器件数量，占用更少的硬件资源，利于电路集成；
(2)本发明的简化极性判决鉴相器的信号功率检测器采用单一门限，只利用信号功率较大的码元对相位误差进行估计。因信道中高斯噪声对信号功率较大的码元造成的相位偏移较小，故估计值更加准确。进而发明在载波恢复环路切换到DD工作模式之前的工作模式中对相位误差估计值更加精确，从而使载波恢复环路可以尽快切换到DD工作模式，加快载波恢复环路收敛，即相比于现有技术，本发明的环路收敛速度更快。本发明的简化极性判决鉴相器具有可移植性，可以将其替换任意采用极性判决鉴相器的解决高阶4096-QAM载波恢复的算法中的极性判决鉴相器，从而优化其系统和算法。
附图说明
图1是QAM系统接收端载波恢复系统的结构图；
图2是本发明的微波通信中适合高阶4096-QAM的低复杂度载波恢复系统的结构图；
图3是本发明的简化极性鉴相器的结构图；
图4是本发明的微波通信中适合高阶4096-QAM的低复杂度载波恢复方法的流程图；
图5是本发明与Lee等提出的快速频偏捕获算法的相位误差估计均方误差(MSE)曲线；
图6是本发明与Lee等提出的快速频偏捕获算法的频率捕获范围对比；
图7是本发明与Lee等提出的快速频偏捕获算法的锁定检测器锁定所需要的符号数对比；
具体实施方式
下面结合附图，对本发明详细说明。
实施例1
由于QAM具有较高的带宽效率和功率效率，近年来被数字微波通信系统、有线电视网络数据传输等领域广泛应用。在数字微波通信系统中，发送端和接收端的本地振荡器的时钟不一致，是产生频偏和相偏的主要原因；其次，实际通信系统中的信道往往不是线性非时变，例如多普勒相应，会使信号的相位在传输过程中受到损害，从而引起相位偏移；此外，高频头、下变频等电路的振荡器的振荡频率不稳定也会引起频率的偏移。对于QAM调制系统，频偏和相偏会使接收端信号星座图发生旋转，这就可能会使得星座点落在其他星座点的判决范围内，从而导致系统解调判决发生错误，使得系统解调性能的恶化。因此通信系统的接收端要对频偏和相偏进行补偿，使得接收端和发送端的载波的频差和相差尽可能小，才能保证接收端恢复出信息的可靠性。
针对上述状况，本发明展开了探索与研究，提出一种微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统，参见图1，一种微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统，为依次由乘法器、鉴相器模块、环路滤波器模块和数控振荡器模块连接构成的载波恢复环路，鉴相器模块有三个输出端，有两个输出端连接到环路滤波器模块，另一个输出端连接到数控振荡器模块。本发明的鉴相器模块中包含有简化极性判决鉴相器，该简化极性判决鉴相器利用相位补偿后得到的解调信号进行相位误差估计，服务于鉴相器模块、环路滤波器模块和数控振荡器模块进行载波恢复。
本发明中的鉴相器模块所包含的简化极性判决鉴相器相比于极性判决鉴相器大大降低了硬件实现复杂度，从而使鉴相器模块的硬件实现复杂度降低，进而降低高阶4096-QAM系统硬件实现复杂度，使得微波通信设备的价格降低，让数字微波通信技术应用更加广泛。
实施例2
微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统的总体构成同实施例1，参见图2，本发明的鉴相器模块包含有简化极性判决鉴相器、跟踪保持器、初始频偏估计器、面向判决的鉴相器、锁定检测器和两路数据选择器，鉴相器模块有三个输出端口，鉴相器输出端口1就是锁定检测器的输出端口1，锁定检测器的输入端口1为鉴相器模块的输入端口，锁定检测器的输入端口2为面向判决的鉴相器的输出端口2，鉴相器模块输出端口2设有一个两路数据选择器，该两路数据选择器的控制端连接锁定检测器的输出端口2，在鉴相器模块的输入端口和鉴相器模块的两路数据选择器之间并联设有两条支路，第一支路为面向判决的鉴相器，面向判决的鉴相器的输出端口1与数据选择器的输入端口1连接，第二支路为简化极性判决鉴相器和跟踪保持器串接，跟踪保持器的输出端口与数据选择器的输入端口2连接，在鉴相器模块输入端和鉴相器模块输出端口3之间串接有简化极性判决鉴相器和初始频偏估计器，所述简化极性判决鉴相器和第二支路的简化极性判决鉴相器为同一器件。本发明的包含有简化极性判决鉴相器的鉴相器模块不是唯一的，由于可以将简化极性判决鉴相器替换任意采用极性判决算法的解决高阶4096-QAM载波恢复的系统中的极性判决鉴相器，从而对应多种鉴相器模块。
本发明中的鉴相器可以在开环状态下对信号所受频偏进行初始估计并直接作用于数控振荡器模块，然后在闭环状态下对信号所受相偏和剩余频偏进行估计，有两个工作模式对相位误差进行粗略估计和精确估计，还可以调整不同工作模式下的环路滤波器模块的带宽和增益，能够较好的处理高阶4096-QAM信号的载波恢复环路中对相位误差的估计问题，而本发明的鉴相器模块所包含的简化极性判决鉴相器使鉴相器模块的硬件实现复杂度大大降低。
实施例3
微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统的总体构成同实施例1-2，参见图3，本发明的简化极性判决鉴相器的输出端也设有一个两路数据选择器，本发明的简化极性判决鉴相器中共有三个两路数据选择器，处于简化极性判决鉴相器输出端的称为第一两路数据选择器，第一两路数据选择器的控制端接有一个信号功率检测器，该信号功率检测器有两个输入端，就是简化极性判决鉴相器的输入端。第一两路数据选择器的输入端口1和输入端口2分别接有乘法器输出端和第一寄存器输出端，信号功率检测器的输入端口1和输入端口2分别连接鉴相器模块的输入信号的实部信号和虚部信号。第一寄存器的输入端为乘法器输出端，该乘法器为简化极性判决鉴相器的乘法器。第二寄存器为常数寄存器，该寄存器没有输入端，本发明常数寄存器中常数的取值范围是通过对系统性能进行仿真得到的，取值范围与功率检测器的阈值τ和采样信号调制阶数有关，当取值不属于取值范围时，载波恢复环路性能衰减较大，本例中常数寄存器中常数取第二寄存器的输出接到乘法器的输入端，乘法器的另一个输入端接有一个加法器，加法器的1、2两个输入端口分别接有第二和第三两路数据选择器的输出，第二数据选择器的输入端口1与鉴相器模块的输入信号的实部信号的之间设有一个数据高位取反器，第二数据选择器的输入端口2与鉴相器模块的输入信号的实部信号连接，第二数据选择器的控制端与鉴相器模块的输入信号的虚部信号连接，第三数据选择器的输入端口1与鉴相器模块的输入信号的虚部信号连接，第三数据选择器的输入端口2与鉴相器模块的输入信号的虚部信号之间设有一个数据高位取反器，第三数据选择器的控制端与鉴相器模块的输入信号的实部信号连接。
本发明中的简化极性判决鉴相器复杂度较低，且具有可移植性，也就是说用本发明的简化极性判决鉴相器去替换任意采用极性判决鉴相器解决高阶4096-QAM载波恢复的系统和算法中的极性判决鉴相器，不仅可行，降低算法的复杂度，更重要的是能降低其硬件实现复杂度。
实施例4
本发明还是一种微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复方法，在上述的微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统上实现，微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统总体构成同实施例1-3，参见图4，本发明的微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复方法包括有以下步骤：
(1)将采样信号输入载波恢复环路：将正交振幅调制QAM系统接收机观察得到的采样信号r(n)输入到载波恢复环路中，采样信号r(n)是基带信号，且信道为加性高斯噪声信道，载波恢复环路初始状态为开环状态，n代表当前时刻。
(2)对采样信号的相位进行补偿得到解调信号：在开环状态下，采样信号r(n)即为解调信号a(n)；在闭环状态下，将步骤(1)中输入的载波恢复环路输入的采样信号与步骤(13)中数控振荡器模块产生的本地载波相位补偿信号相乘得到解调信号a(n)。当载波恢复环路收敛后，解调信号a(n)所携带的信息可靠；而载波恢复环路未收敛时，解调信号a(n)所携带的信息是无效的。
(3)对解调信号进行硬判决：对解调信号a(n)进行硬判决得到硬判决信号m′(n)，硬判决信号m′(n)就是标准星座图的星座点对应的信号，执行步骤(4)。
(4)锁定检测器对工作模式进行选择：通过监视解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)来确定环路是否相位锁定。当环路相位未锁定时，环路工作在粗略的相位补偿模式，当环路相位锁定时，环路工作在精确的相位补偿模式，其具体步骤如下：
(4a)当解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)的距离小于距离阈值λ时，输出标识信号y(n)为1，其中λ的取值范围为(0,1)，否则，即解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)的距离大于或等于阈值λ时，输出标识信号y(n)为0。解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)都是复数信号，解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)的距离就是两个复数的欧氏距离。本例中λ＝0.9。
(4b)第n时刻，求当前时刻和前NLD-1个时刻的标识信号y(n)的均值，NLD为求均值所取时刻数，取值范围为大于零的整数，本例中NLD＝4096。
(4c)当标识信号y(n)的平均值小于阈值β时，将执行步骤(5)，阈值β的取值范围(0,1)，β的取值与信噪比和阈值λ有关，环路处于粗略的相位补偿模式，环路滤波器模块可以具有较大的带宽，以加快相位补偿速度。当y(n)的平均值大于或等于阈值β时，载波恢复环路将处于闭环状态，执行步骤(11)，环路处于精确的相位补偿模式，减小环路滤波器模块的带宽，以提高相位补偿精度，值得注意的是如果环路处于粗略的相位补偿模式，环路滤波器模块的带宽较小时，当环路切换到精确的相位补偿模式时也可不对环路滤波器模块增益和带宽进行调整。在锁定检测器工作时，仿真显示系统对参数NLD、λ和β的比较敏感，当参数设定不合理时载波恢复环路性能损失较大，甚至不能正常工作。值得注意的是联合调解参数NLD、λ和β才能是载波恢复环路性能达到最佳，本例中β＝0.6。
(5)利用简化极性判决鉴相器对相位误差进行估计：简化极性判决鉴相器利用解调信号a(n)对当前时刻相位误差进行估计，产生相位误差估计信号Perror(n)；载波恢复环路处于开环状态时，执行步骤(6)；载波恢复环路处于闭环状态时，执行步骤(10)。
(6)开环状态下对解调信号频偏进行初始估计：如果解调信号a(n)和其上一时刻解调信号a(n-1)的功率都大于功率阈值τ，频偏估计值θdiff(n)等于当前时刻相位误差估计信号Perror(n)和上一时刻相位误差估计信号Perror(n-1)之差，执行步骤(7)，其中τ是系统预设值，否则，不对频偏进行估计，执行步骤(1)，载波恢复环路处理下一时刻采样信号r(n+1)。
(7)对步骤(6)中的频偏估计值进行纠正：当时，频偏估计纠正值为：与频偏估计值绝对值的差，且使得差值与频偏估计值θdiff(n)极性相同；当时，频偏估计纠正值等于频偏估计值θdiff(n)。设定开环循环总次数为α，设定开环循环次数NIFOE初值为0，重复执行步骤(1)-(7)，当开环循环次数NIFOE＝α时，执行步骤(8)，否则，返回步骤(1)，继续执行步骤(1)-(7)。如果通过对通信系统及信道的分析确定4096-QAM信号所受频偏范围较小时，步骤(7)始终满足实际并没有对步骤(6)中的频偏估计值进行纠正，则该步骤可以省略，但是仍需重复执行(1)-(6)，以获得多个频偏估计值用于求得最终初始频偏估计值。本例中α＝30。
(8)求最终初始频偏估计值：对执行α次步骤(1)-(7)得到的α个频偏估计纠正值取平均，得到频偏估计纠正值均值ωIFOE，执行步骤(9)。
(9)用频偏估计纠正值均值对数控振荡器模块初始化：将均值ωIFOE直接作用于数控振荡器模块，对数控振荡器模块进行初始化，载波恢复环路进入闭环状态，返回执行步骤(1)，处理下一时刻采样信号r(n+1)。在开环状态下，对解调信号a(n)所受的频偏进行初始估计得到的最终初始频偏估计值反馈到数控振荡器模块直接补偿大部分频偏，剩余频偏在闭环状态进行补偿，使载波恢复环路能够较快的收敛，提高了微波通信中高阶4096-QAM信号的载波恢复速度。
(10)对相位误差估计值进行跟踪和保持：在闭环状态下，对相位误差估计信号进行跟踪保持操作，其输入是步骤(5)产生的简化极性判决鉴相器输出的误差估计信号Perror(n)，输出跟踪保持信号ZPFD(n)，当前时刻相位误差估计值和上一时刻跟踪保持信号ZPFD(n-1)之差绝对值大于时，当前时刻跟踪保持信号的绝对值为极性和前一时刻相同，否则，即当前时刻相位误差估计值和上一时刻输出值之差绝对值小于或等于当前时刻跟踪保持信号等于相位误差估计信号,执行步骤(12)，进行低通滤波。当频偏较小时主要对相位误差估计值进行跟踪，当频偏较大时主要对相位误差估计值进行保持，保证跟踪保持信号ZPFD(n)通过低通滤波器的直流分量极性与频偏的极性相同，从而能够矫正频偏，而且直流分量越大纠正频偏的效果越明显。
(11)面向判决的鉴相器对相位误差进行估计：在闭环状态下，利用解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)对相位误差进行估计，相位误差估计信号Perror(n)等于解调信号a(n)的虚部信号和硬判决信号m′(n)的实部信号的积减去解调信号a(n)的实部信号和硬判决信号m′(n)的虚部信号的积，执行步骤(12)，进行低通滤波，同时执行步骤(14)，判断载波恢复环路是否收敛。
(12)环路滤波器模块低通滤波：环路滤波器模块为一阶积分滤波器，对输入信号包括有面向判决的鉴相器对相位误差估计值Perror(n)或跟踪保持信号ZPFD(n)进行低通滤波，将滤波后得到的信号输入到数控振荡器模块,然后执行步骤(13)，产生下一时刻的相位补偿信号。
(13)数控振荡器模块产生相位补偿信号：载波恢复环路中数控振荡器模块接收步骤(12)通过环路滤波器模块输出信号，累加到上一时刻的相位补偿信号，产生当前时刻的相位补偿信号q(n)，反馈到载波恢复环路中的乘法器，执行步骤(1)，对输入载波恢复环路的下一时刻采样信号r(n+1)进行相位补偿。
(14)载波恢复环路收敛检测：在闭环状态下，求当前时刻和前NLE-1个时刻的面向判决的鉴相器对相位误差估计值Perror(n)的均方根值，NLE为求均方根值所取的时刻数，NLE是大于零的整数，当均方根值小于或等于收敛阈值ξ的时环路收敛，采样信号能够被正确解调，当均方根值大于ξ的时候环路不收敛采样信号不能够被正确解调，其中ξ的取值范围是(0°,2°)，本例中ξ＝0.6°，其取值与信号调制阶数和信道信噪比有关，信号调制阶数是4096，当信噪比较大时ξ取值较小，反之ξ取值较大；载波恢复环路收敛后，输出解调信号a(n)。本例中NLE＝6000。
本发明微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复方法包括开环和闭环工作模式，开环工作模式下初始频偏估计对码元信号相位进行补偿，闭环工作模式下设置有粗略和精确相位补偿过程，开环状态和闭环状态的粗略相位补偿过程均利用简化极性判决鉴相器进行相位误差估计，仅利用功率较大的码元信号对相位误差进行估计，用一常数对码元信号进行模值归一化。
本发明是对现有最优技术进行改进，降低硬件实现复杂度，优势在于保持原技术频偏捕获范围大，环路收敛后残留相位噪声小的特点，降低载波恢复环路的硬件实现复杂度，而且其收敛速度更快，采用本发明和原技术的高阶4096-QAM通信系统的误比特率性能几乎相同，符合工程要求，本发明具备的复杂度低，成本低，收敛快等优势更易于工程化实现。
实施例5
微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统和方法同实施例1-4，本发明步骤(6)所述的简化极性判决鉴相器对相位误差进行估计，具体包括以下步骤：
(6a)计算解调信号a(n)的功率值：Pe(n)＝(aI(n))2+(aQ(n))2，其中aQ(n)和aI(n)分别为解调信号a(n)的虚部信号和实部信号；
(6b)当Pe＜τ时，简化极性判决鉴相器输出上一时刻的相位误差估计值Perror(n-1)；当Pe≥τ时，执行步骤(6c)；
(6c)当aI(n)≥0时，b1＝aQ(n)，反之，b1＝-aQ(n)；当aQ(n)≥0时，b2＝-aI(n)，反之，b2＝aI(n)；简化极性判决鉴相器的输出当前时刻的相位误差估计值Perror(n)，相位误差估计值等于b1与b2的和乘以C，其中C是与n无关的常数，取值范围为取值范围是多次对本发明进行多次仿真得到的，常数C的取值是和τ有关系的，τ是功率检测器的功率阈值，值得注意的是常数C也可以取区间外的值，但是载波恢复环路性能会有所衰减。本发明中常数C就是常数寄存器的常数取值，本例中C＝0.0085。本发明软件和硬件相互结合共同构成的方案解决了微波通信中高阶4096-QAM信号的载波恢复的技术问题。
本发明的简化极性判决鉴相器复杂度较低，进而降低其算法实现所依托的系统的硬件实现复杂度；本发明的简化极性判决鉴相器的信号功率检测器采用单一门限，只利用信号功率较大的码元对相位误差进行估计，而信道中高斯噪声对信号功率较大的码元造成的相位偏移较小，所以只利用信号功率较大的码元对相位误差进行估计时估计值更加准确；本发明的简化极性判决鉴相器具有可移植性，可以将其替换任意采用极性判决鉴相器的解决高阶4096-QAM载波恢复的算法中的极性判决鉴相器，从而优化其算法。
下面给出一个详尽的例子，对本发明进一步说明。
实施例6
微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统和方法同实施例1-5。
(1)将采样信号输入载波恢复环路：将正交振幅调制QAM系统接收机观察得到的采样信号r(n)输入到载波恢复环路中，采样信号r(n)是基带信号，且信道为加性高斯噪声信道，载波恢复环路初始状态为开环状态。假设系统具有理想的定时同步和适当的增益控制，接收机观察采样信号：
r(n)＝m(n)ej(ωnT+θ)+vc(n),n＝1,2,...
这里m(n)是第n个传输的复QAM信号，ω和θ是载波频率和相位，T是符号周期，vc(n)是零均值复高斯噪声分量。
(2)对采样信号的相位进行补偿得到解调信号：在开环状态下，采样信号r(n)即为解调信号a(n)；在闭环状态下，将步骤(1)中输入的载波恢复环路输入的采样信号与步骤(13)中数控振荡器模块产生的本地载波相位补偿信号相乘得到解调信号a(n)。当载波恢复环路收敛后，解调信号a(n)所携带的信息可靠；而载波恢复环路未收敛时，解调信号a(n)所携带的信息是无效的：
这里θe(n)是残留相位误差，v(n)是和vc(n)功率相同的复高斯噪声。
(3)对解调信号进行硬判决：对解调信号a(n)进行硬判决得到硬判决信号m′(n)，硬判决信号m′(n)就是标准星座图的星座点对应的信号，执行步骤(4)。
(4)锁定检测器对工作模式进行选择：通过监视解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)来确定环路是否相位锁定。当环路相位未锁定时，环路工作在粗略的相位补偿模式，当环路相位锁定时，环路工作在精确的相位补偿模式，其具体步骤如下：
(4a)当解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)的距离与距离阈值λ的关系，其中λ的取值范围为(0,1)，输出标识信号y(n)为：
解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)都是复数信号，解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)的距离就是两个复数的欧氏距离。本例中λ＝0.9。
(4b)第n时刻，求当前时刻和前NLD-1个时刻的标识信号y(n)的均值，NLD为求均值所取时刻数，取值范围为大于零的整数，本例中NLD＝4096。
(4c)当标识信号y(n)的平均值小于阈值β时，将执行步骤(5)，阈值β的取值范围(0,1)，β的取值与信噪比和阈值λ有关，环路处于粗略的相位补偿模式，环路滤波器模块可以具有较大的带宽，以加快相位补偿速度。当y(n)的平均值大于或等于阈值β时，载波恢复环路将处于闭环状态，执行步骤(11)，环路处于精确的相位补偿模式，减小环路滤波器模块的带宽，以提高相位补偿精度，值得注意的是如果环路处于粗略的相位补偿模式，环路滤波器模块的带宽较小时，当环路切换到精确的相位补偿模式时也可不对环路滤波器模块增益和带宽进行调整。在锁定检测器工作时，仿真显示系统对参数NLD、λ和β的比较敏感，当参数设定不合理时载波恢复环路性能损失较大，甚至不能正常工作。值得注意的是联合调解参数NLD、λ和β才能是载波恢复环路性能达到最佳，本例中β＝0.63。
(5)利用简化极性判决鉴相器对相位误差进行估计：简化极性判决鉴相器利用解调信号a(n)对当前时刻相位误差进行估计，产生相位误差估计信号Perror(n)；载波恢复环路处于开环状态时，执行步骤(6)；载波恢复环路处于闭环状态时，执行步骤(10)。简化极性判决鉴相器对相位误差进行估计按以下步骤进行：
(5a)计算解调信号a(n)的功率值：Pe＝(aI(n))2+(aQ(n))2，其中aQ(n)和aI(n)分别为解调信号a(n)的虚部信号和实部信号；
(5b)当Pe＜τ时，简化极性判决鉴相器输出上一时刻的输出值，其中τ是系统预设值，本例中τ＝76.92；当Pe≥τ时，执行步骤(3)；
(5c)当aI(n)≥0时，b1＝aQ(n)，反之，b1＝-aQ(n)；当aQ(n)≥0时，b2＝-aI(n)，反之，b2＝aI(n)；简化极性判决鉴相器的输出为Perror(n)，等于b1与b2的和乘以C，其中C是与n无关的常数，本例中
(6)开环状态下对解调信号频偏进行初始估计：如果解调信号a(n)和其上一时刻解调信号a(n-1)的功率都大于功率阈值τ，频偏估计值θdiff(n)为：
θdiff(n)＝Perror(n)-Perror(n-1)
执行步骤(7)然后；否则，不对频偏进行估计，执行步骤(1)，载波恢复环路处理下一时刻采样信号r(n+1)。
(7)对步骤(6)中的频偏估计值进行纠正：频偏估计纠正值与频偏估计值θdiff(n)的关系为：
其中sign函数为取符号函数，设定开环循环总次数为α，设定开环循环次数NIFOE初值为0，重复执行步骤(1)-(7)，当开环循环次数NIFOE＝α时，执行步骤(8)，否则，返回步骤(1)，继续执行步骤(1)-(7)。如果通过对通信系统及信道的分析确定4096-QAM信号所受频偏范围较小时，步骤(7)始终满足实际并没有对步骤(6)中的频偏估计值进行纠正，则该步骤可以省略，但是仍需重复执行(1)-(6)，以获得多个频偏估计值用于求得最终初始频偏估计值。本例中α＝40。
(8)求最终初始频偏估计值：对执行α次步骤(1)-(7)得到的α个频偏估计纠正值取平均，得到频偏估计纠正值均值ωIFOE，执行步骤(9)：
(9)用频偏估计纠正值均值对数控振荡器模块初始化：将均值ωIFOE直接作用于数控振荡器模块，对数控振荡器模块进行初始化，载波恢复环路进入闭环状态，返回执行步骤(1)，处理下一时刻采样信号r(n+1)。在开环状态下，对解调信号a(n)所受的频偏进行初始估计得到的最终初始频偏估计值反馈到数控振荡器模块直接补偿大部分频偏，剩余频偏在闭环状态进行补偿，使载波恢复环路能够较快的收敛，提高了微波通信中高阶4096-QAM信号的载波恢复速度。
(10)对相位误差估计值进行跟踪和保持：在闭环状态下，对相位误差估计信号进行跟踪保持操作，其输入是步骤(5)产生的简化极性判决鉴相器输出的误差估计信号Perror(n)，输出跟踪保持信号ZPFD(n)：
执行步骤(12)，进行低通滤波。当频偏较小时主要对相位误差估计值进行跟踪，当频偏较大时主要对相位误差估计值进行保持，保证跟踪保持信号ZPFD(n)通过低通滤波器的直流分量极性与频偏的极性相同，从而能够矫正频偏，而且直流分量越大纠正频偏的效果越明显。
(11)面向判决的鉴相器对相位误差进行估计：在闭环状态下，利用解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)对相位误差进行估计，相位误差估计信号Perror(n)：
Perror(n)＝aQ(n)mI′(n)-aI(n)m′Q(n)
其中m′I(n)和m′Q(n)分别为解调信号m(n)的实部信号和虚部信号，然后执行步骤(12)，进行低通滤波，同时执行步骤(14)，判断载波恢复环路是否收敛。
(12)环路滤波器模块低通滤波：环路滤波器模块为一阶积分滤波器，对输入信号包括有面向判决的鉴相器对相位误差估计值Perror(n)或跟踪保持信号ZPFD(n)进行低通滤波，将滤波后得到的信号输入到数控振荡器模块,然后执行步骤(13)，产生下一时刻的相位补偿信号。
(13)数控振荡器模块产生相位补偿信号：载波恢复环路中数控振荡器模块接收步骤(12)通过环路滤波器模块输出信号，累加到上一时刻的相位补偿信号，产生当前时刻的相位补偿信号q(n)，反馈到载波恢复环路中的乘法器，执行步骤(1)，对输入载波恢复环路的下一时刻采样信号r(n+1)进行相位补偿：
其中，是在处理第n个码元是对频偏的估计值。
(14)载波恢复环路收敛检测：在闭环状态下，求当前时刻和前NLE-1个时刻的面向判决的鉴相器对相位误差估计值Perror(n)的均方根值，NLE为求均方根值所取的时刻数，NLE是大于零的整数，当均方根值小于或等于收敛阈值ξ的时环路收敛，采样信号能够被正确解调，当均方根值大于ξ的时候环路不收敛采样信号不能够被正确解调，其中ξ的取值范围是(0°,2°)，本例中ξ＝0.9°，其取值与信号调制阶数和信道信噪比有关，信号调制阶数是4096，当信噪比较大时ξ取值较小，反之ξ取值较大；载波恢复环路收敛后，输出解调信号a(n)。本例中NLE＝10000。
本发明开环工作模式下初始频偏估计对码元信号相位进行补偿，闭环工作模式下设置有粗略和精确相位补偿过程，开环状态和闭环状态的粗略相位补偿过程均利用简化极性判决鉴相器进行相位误差估计，简化极性判决鉴相器利用功率检测器选定的功率较大的码元信号之间功率差别较小的特点，对相位误差估计时对码元信号进行模值归一化时不再区别输入码元信号。
下面通过仿真对本发明的技术效果再做说明。
实施例7
微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统和方法同实施例1-6，本发明是在Lee等在《Fast frequency acquisition algorithm for carrier recovery for high-order QAM》中提出算法的改进，通过以下仿真进一步说明本发明的优越性。
仿真条件：微波通信系统参数为符号速率Rb＝56MSPS，信道为加性高斯噪声信道，信噪比SNR＝35dB，功率检测器的功率阈值τ＝76.92，常数C＝0.0092，环路滤波器模块的带宽ωn＝15kHz，距离阈值λ＝0.9，开环循环总次数α＝20，阈值β＝0.65，求均值所取时刻数NLD＝4096，单位为码元周期，求均方根值所取的时刻数NLE＝10000，单位为码元周期，收敛阈值ξ＝1.3°。
仿真内容：当归一化频偏为0.06时，对比本发明与Lee等提出的快速频偏捕获算法的相位误差估计MSE曲线。其中实线为Lee等提出的快速频偏捕获算法的的相位误差估计MSE曲线，虚线为本发明的的相位误差估计MSE曲线。横坐标为载波恢复环路工作时间，以码元周期为单位，纵坐标为相位误差估计值的均方值，相位误差估计值的单位为rad。图5是单次执行仿真得到的结果，由于数据源和信道噪声的随机性会导致每次仿真结果有所不同，不过该图显示出了本发明与Lee等提出的快速频偏捕获算法的特征。
仿真结果：从图5可见，本发明实验结果对应的曲线起始点稍晚，这是由于简化极性判决鉴相器的功率检测器采用单一门限，利用的码元较少，所以处于开路状态的时间稍长。本发明对相位补偿更加快速，且达到稳态后更加稳定，这是由于本发明在技术方案中采用简化极性判决鉴相器只利用功率较大码元对相位误差进行估计，使得相位误差估计值更加准确。
实施例8
微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统的总体构成同实施例1-7，仿真条件和同实施例7。
仿真内容：对比本发明和Lee等提出的快速频偏捕获算法的频率捕获范围性能。其中带星线为Lee等提出的快速频偏捕获算法的频率捕获范围性能，带圈线为本发明的频率捕获范围性能。横坐标为归一化频偏，即用系统符号速率对实际频偏进行归一化，纵坐标为归一化频偏估计值。
仿真结果：从图6可见，本发明和Lee等提出的快速频偏捕获算法的频率捕获范围为[-0.08,0.08]，在此范围内获得的曲线接近理想线性，在此范围内都能够对载波进行恢复，相比于原算法本发明性能损失较小。
实施例9
微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统的总体构成同实施例1-8，仿真条件同实施例7。
仿真内容：不同频偏影响的4096-QAM信号情况下，对比本发明与Lee等提出的快速频偏捕获算法的锁定检测器锁定所需要的工作时间。其中带星线为Lee等提出的快速频偏捕获算法的锁定检测器锁定所需要的工作时间，带圈线为本发明的方法的锁定检测器锁定所需要的工作时间。横坐标为归一化频偏，即用系统符号速率对实际频偏进行归一化，纵坐标为载波恢复环路工作时间，以码元周期为单位。图中每个点是200次仿真取平均所得到的结果。
仿真结果：从图7可见，由于本发明在技术方案中采用简化极性判决鉴相器，简化极性判决鉴相器对相位误差的估计更准确，本发明的锁定检测器工作时间略短，图中可见载波恢复环路频率捕获范围要大于[-0.08,0.08]，但是当频偏在区间[-0.08,0.08]外时环路工作稳定性较差，所以认为载波恢复环路频率捕获范围是[-0.08,0.08]。
综上所述，本发明公开的一种微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统和方法，解决了微波通信中高阶4096-QAM信号的载波恢复硬件实现复杂度高的技术问题，本发明的系统由包括简化极性判决鉴相器的鉴相器模块、环路滤波器模块和数控振荡器模块的三部分构成，本发明的方法是在该系统上实现的，包括开环和闭环工作模式，开环工作模式下初始频偏估计对码元信号相位进行补偿，闭环工作模式下设置有粗略和精确相位补偿过程，开环状态和闭环状态的粗略相位补偿过程均利用简化极性判决鉴相器进行相位误差估计，仅利用功率较大的码元信号对相位误差进行估计，用一常数对码元信号进行模值归一化。本发明中的简化极性判决鉴相器是对极性判决鉴相器的改进，采用单一门限，利用功率较大的码元信号对相位误差进行估计，由于4096-QAM阶数较高，利用功率检测器选定的功率较大的码元信号之间功率差别较小，所以在计算相位误差对码元信号进行模值归一化时不再区别输入码元信号，采用同一常数对码元信号进行模值归一化。本发明硬件实现复杂度低，收敛速度略快，易于工程化实现，用于4096-QAM微波通信中。

Claims (5)

1.一种微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统，为依次由乘法器、鉴相器模块、环路滤波器模块和数控振荡器模块连接构成的载波恢复环路，鉴相器模块有三个输出端，有两个输出端连接到环路滤波器模块，另一个输出端连接到数控振荡器模块其特征在于，所述鉴相器模块中包含有简化极性判决鉴相器，该简化极性判决鉴相器利用相位补偿后得到的解调信号进行相位误差估计，服务于鉴相器模块、环路滤波器模块和数控振荡器模块进行载波恢复。
2.根据权利要求1所述的微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统，其特征在于，所述鉴相器模块包含有简化极性判决鉴相器、跟踪保持器、初始频偏估计器、面向判决的鉴相器、锁定检测器和两路数据选择器，鉴相器模块有三个输出端口，鉴相器输出端口1就是锁定检测器的输出端口1，锁定检测器的输入端口1为鉴相器模块的输入端口，锁定检测器的输入端口2为面向判决的鉴相器的输出端口2，鉴相器模块输出端口2设有一个两路数据选择器，两路数据选择器的控制端连接锁定检测器的输出端口2，在鉴相器模块的输入端口和所述两路数据选择器之间并联设有两条支路，第一支路为面向判决的鉴相器，面向判决的鉴相器的输出端口1与数据选择器的输入端口1连接，第二支路为简化极性判决鉴相器和跟踪保持器串接，跟踪保持器的输出端口与数据选择器的输入端口2连接，在鉴相器模块输入端和鉴相器模块输出端口3之间串接有简化极性判决鉴相器和初始频偏估计器，所述简化极性判决鉴相器和第二支路的简化极性判决鉴相器为同一器件。
3.根据权利要求1或2所述的微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统，其特征在于，所述简化极性判决鉴相器的输出端设有一个两路数据选择器，称为第一两路数据选择器，其控制端接有信号功率检测器输出端，其输入端口1和输入端口2分别接有乘法器输出端和第一寄存器输出端，信号功率检测器的输入端口1和输入端口2分别连接鉴相器模块的输入信号的实部信号和虚部信号，第一寄存器的输入端为乘法器输出端，第二寄存器为常数寄存器，其输出接到乘法器的输入端，乘法器的另一个输入端接有一个加法器，加法器的1、2两个输入端口分别接有第二和第三两路数据选择器的输出，第二数据选择器的输入端口1与鉴相器模块的输入信号的实部信号的之间设有一个数据高位取反器，第二数据选择器的输入端口2与鉴相器模块的输入信号的实部信号连接，第二数据选择器的控制端与鉴相器模块的输入信号的虚部信号连接，第三数据选择器的输入端口1与鉴相器模块的输入信号的虚部信号连接，第三数据选择器的输入端口2与鉴相器模块的输入信号的虚部信号之间设有一个数据高位取反器，第三数据选择器的控制端与鉴相器模块的输入信号的实部信号连接。
4.一种微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复方法，在权利要求1-3所述的微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复系统上实现，其特征在于，包括有以下步骤：
(1)将采样信号输入载波恢复环路：将正交振幅调制QAM系统接收机得到的采样信号r(n)输入到载波恢复环路中，采样信号r(n)是基带信号，且信道为加性高斯噪声信道，载波恢复环路初始状态为开环状态；
(2)对采样信号的相位进行补偿得到解调信号：在开环状态下，采样信号r(n)即为解调信号a(n)；在闭环状态下，将载波恢复环路输入的采样信号与步骤(13)中数控振荡器模块产生的相位补偿信号相乘得到解调信号a(n)；
(3)对解调信号进行硬判决：对解调信号a(n)进行硬判决得到硬判决信号m′(n)；
(4)锁定检测器对工作模式进行选择：通过监视解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)来确定环路是否相位锁定，其具体步骤如下：
(4a)当解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)的距离小于距离阈值λ时，输出标识信号y(n)为1，其中λ的取值范围为(0,1)，否则，输出标识信号y(n)为0；
(4b)第n时刻，求当前时刻和前NLD-1个时刻的标识信号y(n)的均值，NLD为求均值所取时刻数，NLD是大于零的整数；
(4c)当标识信号y(n)的均值小于阈值β时，将执行步骤(5)，其中β的取值范围为(0,1)；当y(n)的平均值大于或等于阈值β时，载波恢复环路将处于闭环状态，调整环路滤波器模块的带宽和增益，执行步骤(11)；
(5)利用简化极性判决鉴相器对相位误差进行估计：简化极性判决鉴相器利用解调信号a(n)对当前时刻相位误差进行估计，产生相位误差估计信号Perror(n)；载波恢复环路处于开环状态时，执行步骤(6)；载波恢复环路处于闭环状态时，执行步骤(10)；
(6)开环状态下对解调信号频偏进行初始估计：如果解调信号a(n)和其上一时刻解调信号a(n-1)的功率都大于功率阈值τ，频偏估计值θdiff(n)等于当前时刻相位误差估计信号Perror(n)和上一时刻相位误差估计信号Perror(n-1)之差，执行步骤(7)，其中τ的取值范围否则，不对频偏进行估计，执行步骤(1)，载波恢复环路处理下一时刻采样信号r(n+1)；
(7)对步骤(6)中的频偏估计值进行纠正：当时，频偏估计纠正值为：与频偏估计值绝对值的差，且使得差值与频偏估计值θdiff(n)极性相同；否则，频偏估计纠正值等于频偏估计值θdiff(n)；设定开环循环总次数为α，α是大于零的整数，设定开环循环次数NIFOE初值为0，重复执行步骤(1)-(7)，当开环循环次数NIFOE＝α时，执行步骤(8)，否则，返回步骤(1)，继续执行步骤(1)-(7)；
(8)求最终初始频偏估计值：对执行α次步骤(1)-(7)得到的α个频偏估计纠正值取平均，得到频偏估计纠正值均值ωIFOE；
(9)用频偏估计纠正值均值对数控振荡器模块初始化：将均值ωIFOE直接作用于数控振荡器模块，对数控振荡器模块进行初始化，载波恢复环路进入闭环状态，返回执行步骤(1)，处理下一时刻采样信号r(n+1)；
(10)对相位误差估计值进行跟踪和保持：在闭环状态下，对相位误差估计信号进行跟踪保持操作，其输入是简化极性判决鉴相器输出的误差估计信号Perror(n)，输出跟踪保持信号ZPFD(n)，当前时刻相位误差估计值和上一时刻跟踪保持信号ZPFD(n-1)之差绝对值大于时，当前时刻跟踪保持信号的绝对值为极性和前一时刻相同，否则，当前时刻跟踪保持信号等于相位误差估计信号,执行步骤(12)；
(11)面向判决的鉴相器对相位误差进行估计：在闭环状态下，利用解调信号a(n)和硬判决信号m′(n)对相位误差进行估计，相位误差估计信号Perror(n)等于解调信号a(n)的虚部信号和硬判决信号m′(n)的实部信号的积减去解调信号a(n)的实部信号和硬判决信号m′(n)的虚部信号的积，执行步骤(12)，同时执行步骤(14)；
(12)环路滤波器模块低通滤波：环路滤波器模块为一阶积分滤波器，对输入信号进行低通滤波，将滤波后得到的信号输入到数控振荡器模块,然后执行步骤(13)，产生下一时刻的相位补偿信号；
(13)数控振荡器模块产生相位补偿信号：载波恢复环路中数控振荡器模块接收环路滤波器模块输出信号，累加到上一时刻的相位补偿信号，产生当前时刻的相位补偿信号q(n)，执行步骤(1)，对输入载波恢复环路的下一时刻采样信号r(n+1)进行相位补偿；
(14)载波恢复环路收敛检测：在闭环状态下，求当前时刻和前NLE-1个时刻的面向判决的鉴相器对相位误差估计值Perror(n)的均方根值，NLE为求均方根值所取的时刻数，NLE是大于零的整数，当均方根值小于或等于收敛阈值ξ的时环路收敛，采样信号能够被正确解调，当均方根值大于ξ的时候环路不收敛采样信号不能够被正确解调，其中ξ的取值范围为(0°,2°)；载波恢复环路收敛后，输出解调信号a(n)。
5.根据权利要求4所述的微波通信中适合高阶4096-QAM的载波恢复方法，步骤(6)所述的简化极性判决鉴相器对相位误差进行估计，具体包括以下步骤：
(6a)计算解调信号a(n)的功率值：Pe(n)＝(aI(n))2+(aQ(n))2，其中aQ(n)和aI(n)分别为解调信号a(n)的虚部信号和实部信号；
(6b)当Pe＜τ时，简化极性判决鉴相器输出上一时刻的相位误差估计值Perror(n-1)；当Pe≥τ时，执行步骤(6c)；
(6c)当aI(n)≥0时，b1＝aQ(n)，反之，b1＝-aQ(n)；当aQ(n)≥0时，b2＝-aI(n)，反之，b2＝aI(n)；简化极性判决鉴相器的输出当前时刻的相位误差估计值Perror(n)，相位误差估计值等于b1与b2的和乘以C，其中C是与n无关的常数，取值范围为τ是功率检测器的功率阈值，取值范围
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