CN102413089A - 一种用于卫星通信系统的香农极限编码gmsk解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于卫星通信系统的香农极限编码GMSK解调方法，能够完成对低信噪比和大多普勒频移条件下香农极限编码GMSK信号的解调。本发明首先采用自适应前向预测误差滤波器进行超过符号速率的多普勒频移的初始捕获，并根据估计出的值对接收信号进行频率校正，将剩余频差减小到一个比较小的范围内；其次采用基于FFT的联合帧同步和频偏估计方法捕获剩余频差，进一步减小频差至锁相环PLL可以捕获的范围内；最后在信道迭代译码过程中，利用译码器输出的信道码字硬判决符号与判决反馈锁相环PLL结合迭代跟踪多普勒频移的变化，并同时更新待译码序列，提高系统误码率性能。根据本发明能显著提高系统误码率性能，具有实用价值和应用前景。

Description

一种用于卫星通信系统的香农极限编码GMSK解调方法

技术领域

本发明属于卫星通信技术领域，具体地涉及一种用于卫星通信系统的香农极限编码GMSK解调方法。 

背景技术

GMSK信号的包络恒定、相位连续，因此具有很多显著的优点，如射频功放可以工作在饱和区，充分利用发射机功率；对衰落环境不太敏感，邻道干扰较小等，因此在无线和卫星移动通信系统中得以成功应用。与中低轨道卫星相比，静止轨道卫星具有覆盖面大的优点，但是由于传输距离的增加所引起的传输损耗也大大增加，就现有制造工艺和技术水平而言，通信卫星有效载荷的EIRP值和G/T值都比较小，因此静止轨道卫星通信系统是一个典型的功率受限系统，提高功率利用率是非常迫切的要求。使用强有力的信道纠错编码是提高功率利用率的主要手段，目前香农极限码被广泛应用于各种通信系统中，比较典型的香农极限码有：并行级联卷积码(PCCC)、串行级联卷积码(SCCC)和低密度校验码(LDPC)等，这些码字都有着非常好的纠错性能，逼近香农极限。因此，香农极限码和GMSK调制相结合的方案是一种比较适合于卫星通信系统的传输体制。 

在卫星通信系统中，多普勒频移是影响通信性能的主要因素之一，多普勒频移是由于地球站(例如机载站、车载站)的移动或者卫星的漂移产生的。Ka频段具有频谱可用率高、潜在干扰小和设备体积小等优点，将成为未来卫星通信的主流和军事卫星通信发展的必然趋势。然而由于Ka频段频率很高，此时的多普勒频移问题将非常严重，有可能远远超过符号速率，这就要求接收机具有捕获和跟踪大多普勒频移的能力。多普勒频移越大，其接收信号的不确定性范围越大，这就要求接收机抗混叠滤波器的带宽必须足够大，使得信号不失真通过，此时将引入大量噪声，从而导致接收信号的信噪比相对降低。另外，香农极限编码GMSK信号的解调信噪比门限较低，因此，低信噪比将成为接收信号的最主要特征。 

发明内容

本发明提供了一种适用于卫星通信系统的香农极限编码GMSK解调器，能够完成对低信噪比和大多普勒频移条件下编码GMSK信号的解调。为了实现发明目的，本发明提出的方法包 括： 

1、首先采用自适应前向预测误差滤波器进行超过符号速率的多普勒频移的初始捕获，并根据估计出的值对接收信号进行频率校正，将剩余频差减小到一个比较小的范围内。 

2、其次采用基于FFT的联合帧同步和频偏估计方法捕获剩余频差，进一步减小频差至锁相环PLL可以捕获的范围内。 

3、最后在信道迭代译码过程中，利用译码器输出的信道码字硬判决符号与判决反馈锁相环PLL结合迭代跟踪多普勒频移的变化，并同时更新待译码序列，提高系统误码率性能。 

具体地，根据本发明的一个方面，提供一种用于卫星通信系统的香农极限编码GMSK解调方法，包括如下步骤： 

步骤一：接收信号经过宽带抗混叠滤波器后，经过A/D变换为数字采样信号； 

步骤二：采用自适应前向预测误差滤波器进行超过符号速率的多普勒频移的初始捕获，并设置数控振荡器NCO的初始值对接收信号进行频率校正； 

步骤三：校频输出经过低通滤波器LPF1滤波后，采用基于FFT的联合帧同步和频偏估计方式捕获剩余频差，并更新数控振荡器NCO的值，其中，所述低通滤波器LPF1的带宽远小于所述宽带抗混叠滤波器的带宽； 

步骤四：在信道迭代译码过程中，利用译码器输出的信道码字硬判决符号与判决反馈锁相环PLL结合迭代跟踪多普勒频移的变化，并同时更新待译码序列。 

优选地，在所述步骤四中，所述跟踪多普勒频移的步骤包括子步骤：根据环路滤波器输出更新数控振荡器NCO的值。 

优选地，在所述步骤二中，所述自适应前向预测误差滤波器按照频率步进Δf_d为单位进行扫频，计算出每个频率点的判决变量D，选取判决变量D最大值对应的频率点作为多普勒频移的初始估计的值。 

优选地，所述判决变量D为： 

$D=\underset{k=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{\left|w_k\right|}^2$

其中，w_k是所述前向预测误差滤波器的系数。 

优选地，在所述步骤四中，采用二阶PLL来跟踪多普勒频移的变化。 

优选地，所述步骤四包括如下子步骤： 

子步骤一：在迭代译码开始前，直接对GMSK信号进行判决，并根据表达式e＝Qsgn(I)产生鉴相误差，跟踪多普勒频移的变化，经信道估计、匹配滤波操作后，产生待译码序列，其中，I、Q分别表示鉴相器PD输入信号的实、虚部， $\mathrm{sgn}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}+1,& x>0\\ -1,& x<0\end{array}\right.;$

子步骤二：在迭代译码过程中，信道译码器输出信道码字硬判决符号，并与独特码UW重新成帧后作为鉴相器PD输入信号的实部，代入表达式e＝Qsgn(I)产生鉴相误差，跟踪延时后GMSK信号的多普勒频移变化，经信道估计、匹配滤波操作后，重新产生待译码序列。 

本发明考虑到利用UW去调制，则须先进行帧同步，而在存在频偏条件下进行帧同步是比较困难的，因此，在本发明中帧同步和频偏估计联合进行，并且本发明提出将信道译码与PLL联合考虑，考虑在迭代译码的过程中，利用其译码输出与判决反馈锁相环PLL结合迭代跟踪多普勒频移的变化，并同时更新待译码序列，提高系统误码率性能。因此本发明相对现有技术有显著的进步，尤其适用于低信噪比和大多普勒频移条件下的香农极限编码GMSK信号解调。 

附图说明

图1为本发明提供的GMSK解调方法的原理示意图； 

图2示出本发明采用的自适应前向预测误差滤波器； 

图3示出本发明采用的二阶PLL环路滤波器； 

图4为本发明提供的迭代同步解调与译码模块示意图。 

具体实施方法 

下面结合附图给出本发明实施例的详细说明和具体实施方式：各实施例以本发明所述技术方案为前提进行实施，给出详细的实施方式和过程，但本发明的保护范围不限于以下实施例。 

图1是本发明提供的GMSK解调方法的原理示意图。接收信号经过宽带抗混叠滤波器后，经过A/D变换为数字采样信号。首先，采用自适应前向预测误差滤波器模型完成多普勒频移的初始捕获，并设置数控振荡器NCO的初始值进行校频；其次，校频输出经过低通滤波器LPF1(其带宽远小于宽带抗混叠滤波器的带宽)滤波后，采用FFT在进行帧同步的同时完成剩余频差捕获，并更新NCO的值；最后，在多普勒频移跟踪过程中，解调器根据环路滤波器输出更新NCO的值。具体地，根据本发明提供的所述方法的整个过程如下： 

步骤一：接收信号经过宽带抗混叠滤波器后，经过A/D变换为数字采样信号。 

步骤二：采用自适应前向预测误差滤波器进行大多普勒频移初始捕获，并设置数控振荡器NCO的初始值对接收信号进行频率校正。 

因为GMSK信号样点之间具有相关性，而噪声没有相关性，因此，可用P阶自回归(AR)过程对信号进行拟合。AR模型认为信号是由白噪声通过一个全极点滤波器产生的，滤波器的传递函数为： 

$H\left(z\right)=\frac{1}{1-\underset{k=1}{\overset{p}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_k{z}^{-k}}---\left(1\right)$

其中AR模型系数{a₁，a₂，...，a_p}的求解方法可以采用Yule-Walker算法、Levinson-Durbin算法、协方差算法和Burg算法，但这些算法都是比较复杂的。AR谱估计与线性预测谱估计等效，则可以通过求解最佳前向预测系数来求AR模型系数。另外，前向预测滤波器和前向预测误差滤波器具有如下关系： 

$a_k=\left\{\begin{array}{cc}1,& k=0\\ -w_k,& k=\mathrm{1,2},...,p\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中w_k是前向预测误差滤波器的系数，因此可以采用自适应滤波器来求解系数。自适应前向预测误差滤波器结构如图2所示。用AR模型来拟合时，窄带信号对应的AR模型系数较大，而噪声对应的AR模型系数较小，因此可用自适应前向预测误差滤波器按照频率步进Δf_d为单位进行扫频，计算出每个频率点的判决变量D，选取D最大值对应的频率点作为大多普勒频移的初始估计的值。此时，判决变量表达式为： 

$D=\underset{k=1}{\overset{p}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|w_k\right|}^2---\left(3\right)$

需要注意的是，自适应前向预测误差滤波器进行大多普勒频移捕获时，剩余频差的绝对值最大为频率步进Δf_d，因此需要别的算法来捕获剩余频差。 

步骤三：校频输出经过低通滤波器LPF1滤波后，采用基于FFT的联合帧同步和频偏估计方法捕获剩余频差，并更新数控振荡器NCO的值，其中，所述低通滤波器LPF1的带宽远小于所述宽带抗混叠滤波器的带宽。 

常用的频偏估计算法有公开文献“Mengali U，Morelli M.Data-aided frequency estimation for burst digital transmission.IEEE Transactions on Communications，1997，45(1)：23-25”公开的M&M算法、公开文献“Luise M，Reggiannini R.Carrier Frequency recovery in all-digital modems for burst-mode transmission.IEEE Transactions on Communications，1995，43(2/3/4)：1169-1178”公开的L&R算法和公开文献“Fitz M P.Further result in the fast estimation of a single frequency.IEEE Transactions on Communications，1994，43(2/3/4)：862-864”公开的Fitz算法，但这些算法都是针对单频信号进行估计的，因此，要采用这些算法进行剩余频差捕获，就要消除调制信息(即去调制)，将GMSK调制信号转化为单频信号。根据对发送序列的了解与否，去调制的方法分为两类：数据辅助(Data-Aided)和非数据辅助(Nondata-Aided)。非数据辅助方法会使噪声功率变大，从而降低了信号信噪比。而GMSK信号采用准相干算法解调时，具有无须恢复载波相位和位同步简单的特点参见公开文献“Baier A，Heinrich G，Wellens U.Bit synchronization  and timing sensitivity in adaptive Viterbi equalizers for narrowband TDMA digital systems.IEEE Vehicular Technology Conference，Philadelphia，PA，USA.June 1988：377-394”，此时需要利用数据流中周期插入的独特码UW进行信道估计。可利用UW去调制，则须先进行帧同步，而在存在频偏条件下进行帧同步是比较困难的，因此，帧同步和频偏估计必须联合进行。 

作为CPM信号的典型代表，GMSK信号与信息序列之间存在非线性关系，为了简化帧同步和频偏估计算法，根据Laurent分解定理，将GMSK信号分解为几个时间有限PAM信号的线性组合。当BT≥0.2时，冲激响应h₀(t)包含了绝大多数的信号能量，如果发送端进行预编码，则在接收端采样数据经过解旋转后的表达式为： 

其中 

为调制信息符号，T_s是调制符号的时间宽度，R_s＝1/T_s是符号速率，Δf为频偏，φ₀为相差，w_k是方差 

的复高斯白噪声，N₀为噪声功率，E_b为每比特能量。另外，式(4)中第1项为有用信号，第2项为码间串扰，与有用信号相比，码间串扰的值较小。 

假设UW的长度为M，基于ML准则的联合帧同步检测和频偏估计，就是确定k和Δf，使得式(5)的值最大。 

注意到式(5)中 

项可看作去调制操作，可得到去调制输出序列{x₀，x₁，...，x_M-1}。则去调制输出样本x_l可记为： 

当帧同步时，即有 

(0≤l≤M-1)，θ₀是相位差。将码间串扰等效为噪声，可知当帧同步时，去调制输出{x₀，x₁，...，x_M-1}是一含噪声的单频信号序列，其频率为多普勒频移Δf；反之，去调制输出是含噪声的调制信号序列。此时帧同步的判定转化为单频信号的检测，可以采用FFT完成，则式(5)所示的似然函数可以看作是对去调制输出序列进行频谱分析，即： 

Λ(k，Δf)＝max(F)(7) 

式(7)中F＝{F₀，F₁，...，F_N-1}是去调制输出序列{x₀，x₁，...，x_M-1}补N-M个零后的FFT变换输出，其中 

$F_i=\left|\underset{l=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_l{e}^{-j2\mathrm{\&pi;li}/N}\right|=M\left|h_0\left(0\right)\right|\left|\frac{\sin \left(\mathrm{\&pi;M}(\mathrm{\&Delta;f}{T}_s-i/N)\right)}{\sin \left(\mathrm{\&pi;}(\mathrm{\&Delta;f}{T}_s-i/N)\right)}\right|+Z_i---\left(8\right)$

式(8)中Z_i表示码间串扰和噪声的FFT输出。选取幅度最高的谱线max(F)与门限值T_h相比进行帧同步判决，即 

$\left\{\begin{array}{cc}H=H_1,& \max \left(F\right)\&GreaterEqual;T_h\\ H=H_0,& \max \left(F\right)<T_h\end{array}\right.$

其中，H₁表示帧同步事件发生，H₀表示帧同步事件未发生 

当帧同步事件发生时，同时利用FFT变换输出值估计频偏。采用N点的FFT估计频偏Δf时，因为其分辨率仅为R_s/N，所以估计出来的频偏精度不高。可以利用公开文献“Hong D K，Kim D J，Lee Y J，et al.A simple interpolation technique for the DFT forjoint system parameters estimation in burst MPSK transmissions.IEEE Transactions on Communications，2003，51(7)：1051-1056”给出的频域内插技术，在增加很少运算量的情况下，来提高估计频偏的精度，其步骤如下： 

(1)对FFT输出的两幅度样本求和，搜索最大的F_l+F_l+1(0≤l≤N-1)； 

(2)进行频域内插，即 $l^{\&prime;}=l+\frac{F_{l+1}}{F_l+F_{l+1}};$

(3)根据 $\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\&Delta;}{f}^{\&prime;}=(l^{\&prime;}-1)R_s/N,& l^{\&prime;}\&le;N/2+1\\ \mathrm{\&Delta;}{f}^{\&prime;}=(l^{\&prime;}-N)R_s/N,& l^{\&prime;}>N/2+1\end{array}\right.$ 计算频偏值。 

此时，联合帧同步和频偏估计完成。 

步骤四：在信道迭代译码过程中，利用译码器输出的信道码字硬判决符号与判决反馈锁相环PLL结合迭代跟踪多普勒频移的变化，并同时更新待译码序列。 

在卫星移动通信中，由于终端的快速运动以及收发双方频率源的稳定性问题，接收机所接收信号的多普勒频移并非一定值，而是以一定的速率变化，要正确解调信号，就必须在完成多普勒频移捕获之后进行载波跟踪。信号跟踪通常采用环路实现，本发明优选地采用锁相环PLL来跟踪多普勒频移的变化。 

理想二阶环可以跟踪频率斜升信号，具有固定的相位差，当采用准相干解调方案时，信道估计包含了该相位差，因此可以采用二阶PLL来跟踪多普勒频移的变化。由Laurent分解定理可知，GMSK经解旋转操作后可看作是双极性PAM信号，因此可采用判决反馈PLL环，则鉴相误差的表达式为： 

e＝Qsgn(I)(9) 

其中I、Q分别表示鉴相器PD输入信号的实、虚部， $\mathrm{sgn}\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}+1,& x>0\\ -1,& x<0\end{array}\right..$ 鉴相误差经环路滤波后，控制NCO的输出来跟踪多普勒频移的变换。二阶环路滤波器传输函数为： 

$F\left(z\right)=K_p+K_i\frac{z^{-1}}{1+z^{-1}}---\left(10\right)$

改变K_p、K_i的值，即得到不同的环路带宽，其结构如图3所示。 

香农极限编码GMSK信号的解调信噪比门限较低，因此，低信噪比将成为接收信号的最主要特征，此时直接对GMSK进行判决，产生的误码较多，导致环路跟踪误差较大。本发明提出将信道译码与PLL联合考虑，考虑在迭代译码的过程中，利用其译码输出与判决反馈锁相环PLL结合迭代跟踪多普勒频移的变化，并同时更新待译码序列，提高系统误码率性能，其结构如图4所示，其步骤简述如下： 

(1)在迭代译码开始前，直接对GMSK信号进行判决，并根据式(9)产生鉴相误差，跟踪多普勒频移的变化。经信道估计、匹配滤波操作后，产生待译码序列。 

(2)在迭代译码过程中，信道译码器输出信道码字硬判决符号，并与独特码UW重新成帧后作为鉴相器PD输入信号的实部，代入式(9)产生鉴相误差，跟踪延时后GMSK信号的多普勒频移变化。经信道估计、匹配滤波操作后，重新产生待译码序列。本步骤具体体现在迭代同步解调与译码循环1～N中，其中N为迭代译码次数。 

Claims (6)

1.一种用于卫星通信系统的香农极限编码GMSK解调方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一：接收信号经过宽带抗混叠滤波器后，经过A/D变换为数字采样信号；

步骤二：采用自适应前向预测误差滤波器进行超过符号速率的多普勒频移的初始捕获，并设置数控振荡器NCO的初始值对接收信号进行频率校正；

步骤三：校频输出经过低通滤波器LPF1滤波后，采用基于FFT的联合帧同步和频偏估计方式捕获剩余频差，并更新数控振荡器NCO的值，其中，所述低通滤波器LPF1的带宽远小于所述宽带抗混叠滤波器的带宽；

步骤四：在信道迭代译码过程中，利用译码器输出的信道码字硬判决符号与判决反馈锁相环PLL结合迭代跟踪多普勒频移的变化，并同时更新待译码序列。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：在所述步骤四中，所述跟踪多普勒频移的步骤包括子步骤：根据环路滤波器输出更新数控振荡器NCO的值。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于：在所述步骤二中，所述自适应前向预测误差滤波器按照频率步进Δf_d为单位进行扫频，计算出每个频率点的判决变量D，选取判决变量D最大值对应的频率点作为多普勒频移的初始估计的值。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于：所述判决变量D为：

其中，w_k是所述前向预测误差滤波器的系数。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于：在所述步骤四中，采用二阶PLL来跟踪多普勒频移的变化。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤四包括如下子步骤：

子步骤一：在迭代译码开始前，直接对GMSK信号进行判决，并根据表达式e＝Qsgn(I)产生鉴相误差，跟踪多普勒频移的变化，经信道估计、匹配滤波操作后，产生待译码序列，其中，I、Q分别表示鉴相器PD输入信号的实、虚部，

子步骤二：在迭代译码过程中，信道译码器输出信道码字硬判决符号，并与独特码UW重新成帧后作为鉴相器PD输入信号的实部，代入表达式e＝Qsgn(I)产生鉴相误差，跟踪延时后GMSK信号的多普勒频移变化，经信道估计、匹配滤波操作后，重新产生待译码序列。 

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