CN105763500A - 一种连续相位调制信号的频偏、时延和相偏的联合同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线通信领域，提供了一种连续相位调制信号的频偏、时延和相偏的联合同步方法，本发明的联合同步方法包括以下步骤：基于FFT的频偏估计；频偏校正；滤波和解调；产生误差信号：利用解调码元和判决信息产生定时误差信号和相位误差信号；迭代更新：定时环路和锁相环分别利用误差信号更新定时和相位估计值。本发明通过将基于FFT的频偏估计算法，定时与相位联合估计算法相结合，可以对频偏、定时和相位信息进行精确估计。本发明适用于在存在频偏、频偏一次变化率、时延和相偏条件下，对连续相位调制信号的频偏、定时及相位值进行精确估计，具有消除误锁，误码性能好，估计精度高的优点。

Description

一种连续相位调制信号的频偏、时延和相偏的联合同步方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，具体提供了一种频偏、时延和相偏的联合同步方法，适用于卫星通信、遥测通信等领域，可同时实现频偏、时延和相偏恢复，保证通信的可靠性。

背景技术

由于连续相位调制的频谱利用率高、功率效率高的特点，得到了在遥测领域、卫星通信的广泛应用，但是由于CPM信号的相位具有记忆特性，所以CPM系统的同步与传统的方法有很大的差异；并且，CPM通信系统通常是在低信噪比下运行的，这使得同步的可靠性和有效性更加难以保证。

一般信号的自同步通常采用锁相环来实现，但由于CPM信号的特殊性，非线性电路的性能很差，所以一般采用基于最大似然原理的方法。AldoN.D’Andrea及UmbertoMengali等人提出了基于最大似然原理的分别估计频偏、定时和相位信息的估计算法，其中频偏估计算法可以估计25％码率的频偏范围，跟踪性能良好，但估计精度较低。YossefRahamim等人利用译码软信息的最大均方软输出算法也可以校正较大的频偏和相偏，获得较为理想的误比特性能和估计精度，但需要进行二维搜索，运算复杂度很高。而且，这种方法较为适用于短突发信号的频偏估计，对于较长的传输序列不适用。SayakBose提出了一种基于非数据辅助的频偏、定时和相位联合估计算法，这种算法可以在频偏为10％到20％码率的条件下同时对频偏、定时和相位信息进行恢复，该算法选用非数据辅助的频偏恢复算法是由于它有较大的锁频范围，因此可以对大频偏进行估计，但是该算法存在误锁的情况，也没有考虑频偏的一次变化率。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，为连续相位调制信号提供一种联合估计频偏、定时和相位的估计方法，实现存在大频偏和频偏一次变化率情况下的联合同步，获得接近理想的误码性能。

为此，本发明提供了一种连续相位调制信号的频偏、时延和相偏的联合同步方法，包括如下步骤：

步骤1，基于FFT的频偏估计。从接收端信号中获得导频信号，将导频信号进行FFT变换，得到FFT频谱，根据频谱的峰值得到估计频偏；

步骤2，频偏校正。利用复共轭相乘的方法，将得到的估计频偏以复共轭的形式乘以接收信号，得到有剩余频偏的信号；

步骤3，滤波和解调。将有剩余频偏的信号进行匹配滤波和采样判决，即将复信号和与发送信号相乘，得到定时环路输出端给出的判决时刻的信号值，将其输入到维特比解调器进行解调，得到解调码元；

步骤4，计算误差信号。利用解调码元和判决信息产生定时误差信号和相位误差信号；

步骤5，迭代更新。定时环路利用定时误差信号逐步更新定时估计结果，提供给滤波器组作为输出采样时刻；锁相环利用相位误差信号逐步更新相位估计结果，提供给复基带信号进行相偏校正，即将得到的估计相偏以复共轭的形式乘以接收信号。

所述的步骤1具体包括以下子步骤：

(1.1)利用本地载波分别构造正余弦信号，分别与导频实信号相乘，再分别通过低通滤波器，将得到的两路信号求和，得到信号的希尔伯特复矢量形式；

(1.2)对希尔伯特复矢量形式的信号求离散傅里叶变换，得到变换后的FFT谱；

(1.3)根据以下公式计算频偏估计值：

$f_d=\left\{\begin{array}{c}\frac{f_{s}k}{N},0<k<N/2\\ \frac{f_s(N-k)}{N},k>N/2\end{array}\right.$

其中，f_d表示频偏估计值，f_s表示码速率，k表示频谱峰值为第k个频点，N表示离散傅里叶变换的区间长度。

所述的步骤3的维特比解调器具体包括以下子步骤：

(3.1)在每个(n+1)T时刻，其中T为码元周期，计算进入节点的M个分支度量λ_i(n)，其中M为数据码元的进制数，计算公式如下：

${\mathrm{\&lambda;}}_i\left(n\right)=\mathrm{Re}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{(n+1)T}r\left(t\right)s^{*}(t;\mathrm{\&alpha;})\mathrm{dt}$

其中，r(t)表示接收信号，s(t)表示发送信号，Re()表示求复信号的实部；

(3.2)在原有nT时刻幸存路径基础上用分支度量进行路径度量的更新：

${\mathrm{\&lambda;}}_i\left(n\right)={\mathrm{\&lambda;}}_i(n-1)+\mathrm{Re}{\&Integral;}_{\mathrm{nT}}^{(n+1)T}r\left(t\right)s^{*}(t;\mathrm{\&alpha;})\mathrm{dt}$

(3.3)比较每个状态节点的度量增量Z_i(n)＝λ_i(n)-λ_i(n-1)，保留最大值所对应的路径，消去其他路径；

(3.4)每经过一个码元，重复步骤(3.1)-(3.3)直到序列完成，选择具有最大路径度量的路径，回溯路径所保持的数据，得到解调数据；

所述的步骤4中的定时误差信号和相位误差信号的计算分别利用下式得到：

$e_T\left(k\right)=\mathrm{Re}\left\{Y_k({\mathrm{\&alpha;}}_k,\widetilde{\mathrm{\&tau;}})e^{-j(\widetilde{\mathrm{\&theta;}}+{\mathrm{\&phi;}}_k)}\right\}$

$e_P\left(k\right)=\mathrm{Im}\left\{Z_k({\mathrm{\&alpha;}}_k,\widetilde{\mathrm{\&tau;}})e^{-j(\widetilde{\mathrm{\&theta;}}+{\mathrm{\&phi;}}_k)}\right\}$

其中，表示分支度量，计算式为 表示Z_k对τ的偏导数，φ_k为相位状态，α_k表示第k个发送码元，和分别为相位和定时的估计值。

所述的步骤5中迭代更新的计算式如下：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_{k+1}={\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_k+{\mathrm{\&gamma;}}_P{e}_P(k-D)$

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_{k+1}={\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_k+{\mathrm{\&gamma;}}_T{e}_T(k-D)$

其中，D表示时延参数，实际中通常取D＝1，γ_T和γ_P分别表示定时和相位更新迭代步长，它们的计算式如下：

${\mathrm{\&gamma;}}_p=\frac{{4\mathrm{BT}}_s}{k_p}$

${\mathrm{\&gamma;}}_T=\frac{{4\mathrm{BT}}_s}{k_{\mathrm{\&tau;}}}$

其中，BTs表示归一化环路带宽，k_τ和k_p分别为定时误差检测器TED和相位误差检测器PED的S曲线参数。

本发明的有益效果为：

本发明将基于FFT的频偏估计算法，定时与相位联合估计算法结合，利用了数据辅助的算法估计精度高的特点，通过导频的长度调整估计精度，消除了定时与相位联合估计中误锁的问题，且利用了锁相环可以跟踪小频偏的特点，实现了信道中存在频偏及一次变化率情况下的联合同步。本发明与现有技术相比有以下优点：在存在频偏、频偏一次变化率、时延和相偏条件下，精确估计连续相位调制信号的频偏、定时及相位值，消除了误锁，误码性能好，估计精度高。

以下将结合附图对本发明做进一步详细说明。

附图说明

图1是本发明的结构示意图。

图2是本发明的仿真效果图。

具体实施方式

如图1是本发明结构示意图，本发明包括如下步骤：

步骤1，基于FFT的频偏估计。从接收端信号中获得导频信号，将导频信号进行FFT变换，得到FFT频谱，根据频谱的峰值得到估计频偏；

步骤2，频偏校正。利用复共轭相乘的方法，将得到的估计频偏以复共轭的形式乘以接收信号，得到有剩余频偏的信号；

步骤3，滤波和解调。将有剩余频偏的信号进行匹配滤波和采样判决，即将复信号和与发送信号相乘，得到定时环路输出端给出的判决时刻的信号值，将其输入到维特比解调器进行解调，得到解调码元；

步骤4，计算误差信号。利用解调码元和判决信息产生定时误差信号和相位误差信号；

步骤5，迭代更新。定时环路利用定时误差信号逐步更新定时估计结果，提供给滤波器组作为输出采样时刻；锁相环利用相位误差信号逐步更新相位估计结果，提供给复基带信号进行相偏校正，即将得到的估计相偏以复共轭的形式乘以接收信号。

所述的步骤1具体包括以下子步骤：

(1.1)利用本地载波分别构造正余弦信号，分别与导频实信号相乘，再分别通过低通滤波器，将得到的两路信号求和，得到信号的希尔伯特复矢量形式；

(1.2)对希尔伯特复矢量形式的信号求离散傅里叶变换，得到变换后的FFT谱；

(1.3)根据以下公式计算频偏估计值：

$f_d=\left\{\begin{array}{c}\frac{f_{s}k}{N},0<k<N/2\\ \frac{f_s(N-k)}{N},k>N/2\end{array}\right.$

其中，f_d表示频偏估计值，f_s表示码速率，k表示频谱峰值为第k个频点，N表示离散傅里叶变换的区间长度。

所述的步骤3的维特比解调器具体包括以下子步骤：

(3.1)在每个(n+1)T时刻，其中T为码元周期，计算进入节点的M个分支度量λ_i(n)，其中M为数据码元的进制数，计算公式如下：

${\mathrm{\&lambda;}}_i\left(n\right)=\mathrm{Re}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{(n+1)T}r\left(t\right)s^{*}(t;\mathrm{\&alpha;})\mathrm{dt}$

其中，r(t)表示接收信号，s(t)表示发送信号，Re()表示求复信号的实部；

(3.2)在原有nT时刻幸存路径基础上用分支度量进行路径度量的更新：

${\mathrm{\&lambda;}}_i\left(n\right)={\mathrm{\&lambda;}}_i(n-1)+\mathrm{Re}{\&Integral;}_{\mathrm{nT}}^{(n+1)T}r\left(t\right)s^{*}(t;\mathrm{\&alpha;})\mathrm{dt}$

(3.3)比较每个状态节点的度量增量Z_i(n)＝λ_i(n)-λ_i(n-1)，保留最大值所对应的路径，消去其他路径；

(3.4)每经过一个码元，重复步骤(3.1)-(3.3)直到序列完成，选择具有最大路径度量的路径，回溯路径所保持的数据，得到解调数据；

所述的步骤4中的定时误差信号和相位误差信号的计算分别利用下式得到：

$e_T\left(k\right)=\mathrm{Re}\left\{Y_k({\mathrm{\&alpha;}}_k,\widetilde{\mathrm{\&tau;}})e^{-j(\widetilde{\mathrm{\&theta;}}+{\mathrm{\&phi;}}_k)}\right\}$

$e_P\left(k\right)=\mathrm{Im}\left\{Z_k({\mathrm{\&alpha;}}_k,\widetilde{\mathrm{\&tau;}})e^{-j(\widetilde{\mathrm{\&theta;}}+{\mathrm{\&phi;}}_k)}\right\}$

其中，表示分支度量，计算式为 表示Z_k对τ的偏导数，φ_k为相位状态，α_k表示第k个发送码元，和分别为相位和定时的估计值。

所述的步骤5中迭代更新的计算式如下：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_{k+1}={\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_k+{\mathrm{\&gamma;}}_P{e}_P(k-D)$

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_{k+1}={\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_k+{\mathrm{\&gamma;}}_T{e}_T(k-D)$

其中，D表示时延参数，实际中通常取D＝1，γ_T和γ_P分别表示定时和相位更新迭代步长，它们的计算式如下：

${\mathrm{\&gamma;}}_p=\frac{{4\mathrm{BT}}_s}{k_p}$

${\mathrm{\&gamma;}}_T=\frac{{4\mathrm{BT}}_s}{k_{\mathrm{\&tau;}}}$

其中，BTs表示归一化环路带宽，k_τ和k_p分别为定时误差检测器TED和相位误差检测器PED的S曲线参数。

本发明的有益效果为：

本发明将基于FFT的频偏估计算法，定时与相位联合估计算法结合，利用了数据辅助的算法估计精度高的特点，通过导频的长度调整估计精度，消除了定时与相位联合估计中误锁的问题，且利用了锁相环可以跟踪小频偏的特点，实现了信道中存在频偏及一次变化率情况下的联合同步。本发明与现有技术相比有以下优点：在存在频偏、频偏一次变化率、时延和相偏条件下，精确估计连续相位调制信号的频偏、定时及相位值，消除了误锁，误码性能好，估计精度高。

图2是本发明的仿真效果图。本发明的仿真使用Matlab仿真软件，仿真参数为：码率10MHz，导频长度512比特，假定频偏为1MHz，频偏一次变化率为200KHz，相偏为均匀分布在[-π,π]上的随机变量，时延为均匀分布在[-0.5T，0.5T]上的随机变量，其中T表示码元周期。信道模型采用附加频偏和相偏的高斯白噪声信道，在不同信噪比下，采用本发明的联合同步算法，测试进行频偏、相偏和时延补偿后的误比特性能和理想同步条件下误比特性能的比较。从图2可以看出，本发明可以有效的估计并校正较大的频偏、相偏和时延，在信噪比为0～12dB范围内信噪比损失在0.3dB以内。

以上例举仅仅是对本发明的举例说明，并不构成对本发明的保护范围的限制，凡是与本发明相同或相似的设计均属于本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种连续相位调制信号的频偏、时延和相偏的联合同步方法，其特征在于包括如下步骤：

步骤1，基于FFT的频偏估计。从接收端信号中获得导频信号，将导频信号进行FFT变换，得到FFT频谱，根据频谱的峰值得到估计频偏；

步骤2，频偏校正。利用复共轭相乘的方法，将得到的估计频偏以复共轭的形式乘以接收信号，得到有剩余频偏的信号；

步骤3，滤波和解调。将有剩余频偏的信号进行匹配滤波和采样判决，即将复信号和与发送信号相乘，得到定时环路输出端给出的判决时刻的信号值，将其输入到维特比解调器进行解调，得到解调码元；

步骤4，计算误差信号。利用解调码元和判决信息产生定时误差信号和相位误差信号；

步骤5，迭代更新。定时环路利用定时误差信号逐步更新定时估计结果，提供给滤波器组作为输出采样时刻；锁相环利用相位误差信号逐步更新相位估计结果，提供给复基带信号进行相偏校正，即将得到的估计相偏以复共轭的形式乘以接收信号。

2.根据权利要求1所述的一种连续相位调制信号的频偏、时延和相偏的联合同步方法，其特征在于：所述的步骤1具体包括以下子步骤：

(1.1)利用本地载波分别构造正余弦信号，分别与导频实信号相乘，再分别通过低通滤波器，将得到的两路信号求和，得到信号的希尔伯特复矢量形式；

(1.2)对希尔伯特复矢量形式的信号求离散傅里叶变换，得到变换后的FFT谱；

(1.3)根据以下公式计算频偏估计值：

其中，f_d表示频偏估计值，f_s表示码速率，k表示频谱峰值为第k个频点，N表示离散傅里叶变换的区间长度。

3.根据权利要求1所述的一种连续相位调制信号的频偏、时延和相偏的联合同步方法，其特征在于，步骤3所述的维特比解调器具体包括以下子步骤：

(3.1)在每个(n+1)T时刻，其中T为码元周期，计算进入节点的M个分支度量λ_i(n)，其中M为数据码元的进制数，计算公式如下：

其中，r(t)表示接收信号，s(t)表示发送信号，Re()表示求复信号的实部；

(3.2)在原有nT时刻幸存路径基础上用分支度量进行路径度量的更新：

(3.3)比较每个状态节点的度量增量Z_i(n)＝λ_i(n)-λ_i(n-1)，保留最大值所对应的路径，消去其他路径；

(3.4)每经过一个码元，重复步骤(3.1)-(3.3)直到序列完成，选择具有最大路径度量的路径，回溯路径所保持的数据，得到解调数据。

4.根据权利要求1所述的一种连续相位调制信号的频偏、时延和相偏的联合同步方法，其特征在于，所述的步骤4中的定时误差信号和相位误差信号的计算分别利用下式得到：

其中，表示分支度量，计算式为 表示Z_k对τ的偏导数，φ_k为相位状态，α_k表示第k个发送码元，和分别为相位和定时的估计值。

5.根据权利要求1所述的一种连续相位调制信号的频偏、时延和相偏的联合同步方法，其特征在于，所述的步骤5中迭代更新的计算式如下：

其中，D表示时延参数，实际中通常取D＝1，γ_T和γ_P分别表示定时和相位更新迭代步长，它们的计算式如下：

其中，BTs表示归一化环路带宽，k_τ和k_p分别为定时误差检测器TED和相位误差检测器PED的S曲线参数。