CN104158775A

CN104158775A - 一种频偏补偿下的星载ais信号差分检测方法

Info

Publication number: CN104158775A
Application number: CN201410346319.XA
Authority: CN
Inventors: 王俊峰; 郝敬松; 孟鑫; 马社祥
Original assignee: Tianjin University of Technology
Current assignee: Tianjin University of Technology
Priority date: 2014-07-18
Filing date: 2014-07-18
Publication date: 2014-11-19

Abstract

本发明公开了一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测实现方法，该方法包括：根据星载AIS接收机射频前端处理后得到的中频数字信号，利用波形匹配的方法估计接收信号的多普勒频偏；在估计出的多普勒频偏的基础上，令中频数字信号经过频偏补偿下的延迟差分检测器进行译码，实现存在较大多普勒频偏时AIS信号的延迟差分检测。本发明解决了星载AIS接收信号存在较大多普勒频偏的情况下，难以实现差分检测译码的问题。

Description

一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法

(一)技术领域：

本发明属于船舶自动识别系统(Automatic Identification System,AIS)通信技术领域，特别是一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法及其实现系统。

(二)背景技术：

在使用1bit延迟差分检测算法和2bit延迟差分检测算法对GMSK载频信号译码的过程中，需要分别令载频满足ω_cT_b＝k₁(2π)和2ω_cT_b＝k₂(2π)(ω_c为载频角频率；T_b为单个码元持续时间；k₁,k₂为整数)的条件，载频不能满足上述条件时对译码的性能有很大的影响。星载AIS系统工作频率为VHF波段的CH87B(161.875MHz)和CH88B(162.025MHz)两个频道，信息速率为9.6kbps，并且AIS接收信号具有多普勒频偏大的特点，很难直接满足上述差分检测的载频条件，因此在使用差分检测译码算法对AIS接收信号译码时需要进行频偏的补偿。

星载AIS信号采用GMSK调制，因此对于AIS接收机的信号的差分检测问题也就是针对GMSK调制信号的差分检测问题。文献(A.Yongacoglu,D.Makrakis,K.Feher.“Differential Detection of GMSK Using Decision Feedback”,IEEE Transaction OnCommunication[J].1988,36(6):641-649)研究了基于判决反馈的差分检测算法，文献(Abrardo A,Benelli G,Cau G.“Multiple-symbol differential detection of GMSK for mobilecommunications”,IEEE Trans V T[J].1995,44(3):379-389)研究了多符号差分检测算法，文献(Mathis H.“Differential detection of GMSK signals with low BtT using the SOVA”,IEEETrans Commun[J].1998,46(4):428-430.)研究了差分检测与维特比思想结合的算法，这些算法在增加一定复杂度的基础上性能较传统的差分检测算法性能有一定的提高，但是都没有考虑在较大频偏下的实现，不能直接适用于星载AIS信号。

(三)发明内容：

本发明的目的是解决现有差分检测算法性能虽有提高，但是都没有考虑在较大频偏下的实现，因而不能直接适用于星载AIS信号的问题，提供一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法，它可以克服星载AIS接收信号具有较大多普勒频移的特点，实现含有较大多普勒频偏的星载AIS接收信号的差分检测。

本发明的技术方案：

一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法，该方法如图1所示，具有以下步骤：

第1步、根据星载AIS接收机射频前端处理后得到的中频数字信号，利用波形匹配的方法估计接收信号的多普勒频偏；

第2步、在上步估计出的多普勒频偏的基础上，对中频数字信号经过频偏补偿下的延迟差分检测器进行译码，实现对存在较大多普勒频偏的AIS信号的延迟差分检测。

所述第1步中的波形匹配方法的具体过程如下：

第1.1步、在不考虑上升沿的情况下，根据中频数字信号的采样率和频率，对AIS帧结构的前32bits先验信息进行GMSK调制得到参考信号x₀(t_n)，在AIS信号的最大可能多普勒频偏范围内，按照对估计精度的要求设置固定的间隔，依次对参考信号加载不同的频偏，可以表示为：

x(t_n)＝x₀(t_n)exp(-j2πf_dt_n)

其中f_d表示参考信号加载的频偏；

第1.2步、为了减少计算量，估计频偏时只需要中频数字信号的前32bits信息即可，截取中频数字信号的前32bits信息所对应的信号片段，表示为：

y(t_n)＝r₀(t_n)；

第1.3步、计算参考信号在加载不同频偏时与前32bits中频数字信号的相关系数：

\begin{matrix} r_{X, Y} (f_{d}) = \frac{n \underset{n}{Σ} x (t_{n}) y (t_{n}) - \underset{n}{Σ} x (t_{n}) \underset{n}{Σ} y (t_{n})}{\sqrt{n \underset{n}{Σ} x^{2} (t_{n}) - {(\underset{n}{Σ} x (t_{n}))}^{2}} \sqrt{n \underset{n}{Σ} y^{2} (t_{n}) - {(\underset{n}{Σ} y (t_{n}))}^{2}}} \\ = \frac{n \underset{n}{Σ} x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}) r_{0} (t_{n}) - \underset{n}{Σ} x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}) \underset{n}{Σ} r_{0} (t_{n})}{\sqrt{n \underset{n}{Σ} {(x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}))}^{2} - {(\underset{n}{Σ} x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}))}^{2}} \sqrt{n \underset{n}{Σ} {r_{0}}^{2} (t_{n}) - {(\underset{n}{Σ} r_{0} (t_{n}))}^{2}}} \end{matrix};

第1.4步、找出相关系数的最大值，该最大值所对应的参考信号加载的频偏值就是估计的多普勒频偏

{\hat{f}}_{d} = \underset{f_{d}}{\arg \max} {r_{X, Y} (f_{d})} .

第1.1步中所述的32bits先验信息指AIS信息帧结构中的训练序列和开始标志信息，AIS信息的帧结构如图2所示。训练序列在开始标志之前，用于实现收发端的时钟同步和码元对齐，由相互交替的0和1组成(01010101……)，总共24比特。开始标志用于表示信息包的开始，由01111110组成，共8比特。

所述第1步中的中频数字信号可以表示为：

S(t_n)＝R(t_n)cos[ω_ct_n+θ(t_n)]

其中R(t_n)为中频数字信号的时变包络(包含了噪声部分和多普勒频偏部分)，ω_c为中频载波角频率，θ(t_n)为信号相位。

第2步中的频偏补偿下的延迟差分检测包括：

第1种情况、在1bit延迟差分检测过程中：将中频数字信号分成两路，一路经过1bit的延迟和90°的相移，另一路不做处理，将两路信号相乘；相乘后的信号经过低通滤波滤除二倍载频部分；然后利用第1步估计出的频偏对信号进行频偏补偿；最后对频偏补偿后的信号进行判决，实现较大多普勒频偏情况下的星载AIS信号1bit延迟差分检测；

1bit延迟差分检测器的结构如图3所示，具体实现步骤如下：

第2.1.1步将中频数字信号S(t_n)分成两路，一路经过1bit的延迟和90°的相移，另一路不做处理，将两路信号相乘，可以得到：

x₁(t_n)＝R(t_n)cos[ω_ct_n+θ(t_n)]·R(t_n-T_b)sin[ω_c(t_n-T_b)+θ(t_n-T_b)]；

第2.1.2步将相乘后的信号经过低通滤波器，滤除二倍载频部分可得：

y_{1} (t_{n}) = \frac{1}{2} R (t_{n}) R (t_{n} - T_{b}) \sin [ω_{c} T_{b} + Δθ (T_{b})]

其中

△θ(T_b)＝θ(t)-θ(t_n-T_b)；

第2.1.3步对y₁(t_n)中的sin[ω_cT_b+△θ(T_b)]进行频偏补偿，用以消除多普勒频偏对差分检测性能的影响。在此对频偏估计的精度要求不高，估计频偏的过程中可以设置较大的频偏估计间隔。y₁(t_n)经频偏补偿后可以表示为：

y_{1}^{'} (t_{n}) = \frac{1}{2} R (t_{n}) R (t_{n} - T_{b}) \sin [ω_{c} T_{b} + Δθ (T_{b}) - ω_{c}^{'} T_{b}]

其中

{ω_{c}}^{'} = 2 π (f_{c} + {\hat{f}}_{d}),

y′₁(t_n)经过化简后可以得到：

y_{1}^{'} (t_{n}) = \frac{1}{2} R (t_{n}) R (t_{n} - T_{b}) \sin [Δθ (T_{b}) - 2 π {\hat{f}}_{d} T_{d}];

第2.1.4步对频偏补偿后的信号y′₁(t_n)进行判决，得到接收信号的数据信息。在y′₁(t_n)中，R(t_n)和R(t_n-T_b)是信号包络恒为正，因而y′₁(t_n)的极性只取决于

判决规则设置为：

根据判决结果可以恢复出接收信号的数据信息。

第2种情况、在2bit延迟差分检测过程中：根据第1步估计出的频偏，消除中频数字信号的多普勒频偏；将消除频偏后的中频数字信号分成两路，一路经过2bit的延迟，另一路不做处理，将两路信号相乘；相乘后的信号经过低通滤波滤除四倍载频部分；然后根据已知的中频频率对低通滤波之后的信号进行相位补偿；最后对相位补偿后的信号进行判决，实现较大多普勒频偏情况下的星载AIS信号2bit延迟差分检测。

2bit延迟差分检测器的结构如图4所示，具体实现步骤如下：

第2.2.1步、根据估计出的频偏，消除中频数字信号S(t_n)中的多普勒频偏。在此需要较高的频偏估计的精度，估计出的多普勒频偏接近真实值(频偏估计性能如图5所示)，进而可以忽略频偏引起的相位旋转。消除多普勒频偏影响后的中频数字信号可以表示为：

S^{'} (t_{n}) = S (t_{n}) \exp (j 2 π {\hat{f}}_{d} t_{n}) = R^{'} (t_{n}) \cos [ω_{c} t_{n} + θ (t_{n})]

其中R′(t_n)为消除多普勒频偏影响的中频数字信号的时变包络；

第2.2.2步、将中频数字信号S′(t_n)分成两路，一路经过2bit的延迟，另一路不做处理，将两路信号相乘，可以得到：

x₂(t_n)＝R′(t_n)cos[ω_ct_n+θ(t_n)]·R′(t_n-2T_b)cos[ω_c(t_n-2T_b)+θ(t_n-2T_b)]；

第2.2.3步、将相乘后的信号经过低通滤波器，滤除四倍载频成分后可得：

y_{2} (t_{n}) = \frac{1}{2} R^{'} (t_{n}) R^{'} (t_{n} - 2 T_{b}) \cos [2 ω_{c} T_{b} + Δθ (2 T_{b})]

其中

△θ(2T_b)＝θ(t_n)-θ(t_n-2T_b)＝θ(t_n)-θ(t_n-T_b)+θ(t_n-T_b)-θ(t_n-2T_b)；

第2.2.4步、根据已知的中频频率，对经过低通滤波后的信号y₂(t_n)中的cos[2ω_cT_b+△θ(2T_b)]进行相位补偿，可以得到：

\begin{matrix} y_{2}^{'} (t_{n}) = \frac{1}{2} R^{'} (t_{n}) R^{'} (t_{n} - 2 T_{b}) {\cos [θ (t_{n}) - θ (t_{n} - T_{b})] \cos [θ (t_{n} - T_{b}) - θ (t_{n} - 2 T_{b})] \\ - \sin [θ (t_{n}) - θ (t_{n} - T_{b})] \sin [θ (t_{n} - T_{b}) - θ (t_{n} - 2 T_{b})]} \end{matrix}

根据1bit延迟差分检测算法可知，其中的sin[θ(t_n)-θ(t_n-T_b)]对应于原始数据b_k，而sin[θ(t_n-T)-θ(t_n-2T_b)]则对应于b_k-1，在二进制中两者相乘等效于两者的模二相加，因此有

a_{k} = b_{k} &CirclePlus; b_{k - 1};

第2.2.5步、对相位补偿后的信号进行判决，得到接收信号的信息序列。

判决规则如下：

在不考虑上升沿的情况下，已知AIS信号起始位信息为b₁＝-1，根据a_k的判决值和即可解出信息码元。

本发明的优点和有益效果：

①在星载AIS接收信号含有较大多普勒频偏时，实现了延迟差分检测算法。②基于波形匹配估计多普勒频偏，充分利用了星载AIS信号的先验信息，实现简单，估计范围大，可根据所需调整估计的精度，当对精度要求不高时，时间复杂度低；③1bit延迟差分检测器对频偏估计的性能要求低，可以设置频偏估计的间隔为100Hz，用时较少。

(四)附图说明：

图1为本发明所涉一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法中整体实现的结构示意图。

图2为本发明所涉一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法中星载AIS信号信息帧的结构示意图。

图3为本发明所涉一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法中1bit延迟差分检测方法的结构示意图。

图4为本发明所涉一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法中2bit延迟差分检测方法的结构示意图。

图5为本发明所涉一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法中频偏估计范围的效果图。

图6为本发明所涉一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法中频偏估计误差的效果图。

图7为本发明所涉一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法中大频偏下的1bit延迟差分检测效果图。

图8为本发明所涉一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法中大频偏下的2bit延迟差分检测效果图。

(五)具体实施方式：

以下将参照图1-8对本发明的具体实施方式进行说明。

如图1所示，本发明实施例进行频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法包括以下步骤：

所述第1步中的波形匹配方法的具体过程如下：

x(t_n)＝x₀(t_n)exp(-j2πf_dt_n)

其中f_d表示参考信号加载的频偏；

y(t_n)＝r₀(t_n)；

\begin{matrix} r_{X, Y} (f_{d}) = \frac{n \underset{n}{Σ} x (t_{n}) y (t_{n}) - \underset{n}{Σ} x (t_{n}) \underset{n}{Σ} y (t_{n})}{\sqrt{n \underset{n}{Σ} x^{2} (t_{n}) - {(\underset{n}{Σ} x (t_{n}))}^{2}} \sqrt{n \underset{n}{Σ} y^{2} (t_{n}) - {(\underset{n}{Σ} y (t_{n}))}^{2}}} \\ = \frac{n \underset{n}{Σ} x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}) r_{0} (t_{n}) - \underset{n}{Σ} x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}) \underset{n}{Σ} r_{0} (t_{n})}{\sqrt{n \underset{n}{Σ} {(x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}))}^{2} - {(\underset{n}{Σ} x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}))}^{2}} \sqrt{n \underset{n}{Σ} {r_{0}}^{2} (t_{n}) - {(\underset{n}{Σ} r_{0} (t_{n}))}^{2}}} \end{matrix};

{\hat{f}}_{d} = \underset{f_{d}}{\arg \max} {r_{X, Y} (f_{d})} .

所述第1步中的中频数字信号可以表示为：

S(t_n)＝R(t_n)cos[ω_ct_n+θ(t_n)]

第2步中的频偏补偿下的延迟差分检测包括：

1bit延迟差分检测器的结构如图3所示，具体实现步骤如下：

y_{1} (t_{n}) = \frac{1}{2} R (t_{n}) R (t_{n} - T_{b}) \sin [ω_{c} T_{b} + Δθ (T_{b})]

其中

△θ(T_b)＝θ(t)-θ(t_n-T_b)；

y_{1}^{'} (t_{n}) = \frac{1}{2} R (t_{n}) R (t_{n} - T_{b}) \sin [ω_{c} T_{b} + Δθ (T_{b}) - ω_{c}^{'} T_{b}]

其中

{ω_{c}}^{'} = 2 π (f_{c} + {\hat{f}}_{d}),

y′₁(t_n)经过化简后可以得到：

y_{1}^{'} (t_{n}) = \frac{1}{2} R (t_{n}) R (t_{n} - T_{b}) \sin [Δθ (T_{b}) - 2 π {\hat{f}}_{d} T_{d}];

判决规则设置为：

根据判决结果可以恢复出接收信号的数据信息。

2bit延迟差分检测器的结构如图4所示，具体实现步骤如下：

S^{'} (t_{n}) = S (t_{n}) \exp (j 2 π {\hat{f}}_{d} t_{n}) = R^{'} (t_{n}) \cos [ω_{c} t_{n} + θ (t_{n})]

y_{2} (t_{n}) = \frac{1}{2} R^{'} (t_{n}) R^{'} (t_{n} - 2 T_{b}) \cos [2 ω_{c} T_{b} + Δθ (2 T_{b})]

其中

\begin{matrix} y_{2}^{'} (t_{n}) = \frac{1}{2} R^{'} (t_{n}) R^{'} (t_{n} - 2 T_{b}) {\cos [θ (t_{n}) - θ (t_{n} - T_{b})] \cos [θ (t_{n} - T_{b}) - θ (t_{n} - 2 T_{b})] \\ - \sin [θ (t_{n}) - θ (t_{n} - T_{b})] \sin [θ (t_{n} - T_{b}) - θ (t_{n} - 2 T_{b})]} \end{matrix}

a_{k} = b_{k} &CirclePlus; b_{k - 1};

判决规则如下：

本发明实施例在MATLAB环境下实现。

星载AIS信号的最大多普勒频偏可以达到±4kHz，在最大多普勒频偏范围内本发明的频偏估计范围的效果图如图5所示，其中横坐标为在-4000Hz到+4000Hz范围内以100Hz为间隔等间隔设置的频偏，纵坐标为在设置的频偏上对应的频偏估计值，从图中可以看出本发明有足够大的频偏估计范围。

频偏估计间隔为5Hz时本发明的频偏估计性能的效果图如图6所示，其中横坐标为归一化信噪比E_b/N₀(dB)，纵坐标为频偏估计的绝对误差。定义绝对误差其中M为运算次数，f_d为设置频偏值，为第i次估计的频偏值。由于频偏估计间隔为5Hz，为了不失一般性，在每个信噪比下都设置1000Hz、1001Hz、1002Hz、1003Hz、1004Hz五个频偏，对每个频偏值取M＝100计算该频偏下估计的绝对误差，然后计算五个绝对误差的平均值作为该信噪比下频偏估计的绝对误差。

图7和图8分别为本发明的1bit延迟差分检测性能和2bit延迟差分检测性能的效果图，其中横坐标为归一化信噪比E_b/N₀(dB)，纵坐标为误码率。为了统计误码率，设置信息序列长度为10000bits。从图7和图8中可以看出，当AIS信号存在1000Hz的多普勒频偏时，不进行频偏补偿时差分检测性能会受到较大的影响，本发明在大频偏下的检测性能与载频满足理想检测条件无频偏时的检测性能相同。

Claims

1.一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法，其特征在于该方法包括：

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，第1步中所述的波形匹配方法的具体过程如下：

第1.1步、在不考虑上升沿的情况下，根据中频数字信号的采样率和频率，对AIS帧结构的前32bits先验信息进行GMSK调制得到参考信号x₀(t_n)，在AIS信号的最大可能多普勒频偏范围内，按照对估计精度的要求设置固定的间隔依次对参考信号加载不同的频偏，表示为x(t_n)＝x₀(t_n)exp(-j2πf_dt_n)，其中f_d表示参考信号加载的频偏；

第1.2步、截取中频数字信号的前32bits信息所对应的信号片段，表示为y(t_n)＝r₀(t_n)；

r_{X, Y} (f_{d}) = \frac{n \underset{n}{Σ} x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}) r_{0} (t_{n}) - \underset{n}{Σ} x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}) \underset{n}{Σ} r_{0} (t_{n})}{\sqrt{n \underset{n}{Σ} {(x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}))}^{2} - {(\underset{n}{Σ} x_{0} (t_{n}) \exp (- j 2 π f_{d} t_{n}))}^{2}} \sqrt{n \underset{n}{Σ} {r_{0}}^{2} (t_{n}) - {(\underset{n}{Σ} r_{0} (t_{n}))}^{2}}};

第1.4步、找出相关系数的最大值，该最大值所对应的参考信号加载的频率值就是估计的多普勒频偏

{\hat{f}}_{d} = \underset{f_{d}}{\arg \max} {r_{X, Y} (f_{d})} .

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于第2步中的频偏补偿下的延迟差分检测包括：