CN108512791A - 基于定时频偏补偿的星载ais解调方法 - Google Patents

基于定时频偏补偿的星载ais解调方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法，首先对经过下变频处理后的AIS基带信号进行功率检测，将AIS基带信号的功率值和预设功率阈值进行比较，如果经过下变频处理后的AIS基带信号的功率值大于预设功率阈值，则存储该AIS基带信号至信号存储模块；对后续输入的AIS基带信号继续进行上述操作，直到检测到AIS基带信号的功率值小于预设功率阈值；对存储的AIS信号进行定时频偏估计，确定其多普勒频偏值；然后利用多普勒频偏值补偿存储的AIS信号并输出；输出信号滤除带外噪声后送入差分解调和协议解析模块，最终输出AIS报文。相较于现有方法，该方法不仅估计准确度高，而且实现简单，且所需的计算量和占用的资源均比较小。

Description

基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法
技术领域
本发明属于空间无线电通信技术领域，具体涉及一种面向星载AIS的GMSK调制信号解调方法。
背景技术
高斯最小频移键控(GMSK)具有幅度恒定，相位连续以及相位路径平滑等特点，相较于幅移键控(ASK)和相移键控(PSK)调制方式而言，对通信系统的线性性能要求低，且频带使用率高、旁瓣衰减快，因此广泛的应用于频率资源异常紧张的VHF和UHF等波段。
船舶自动识别系统(AIS)工作在VHF波段，采用GMSK调制方式，在工程实现中，差分解调算法是AIS信号的一种主要解调算法，但是该算法要求解调时剩余载波频率必须满足ωcTb＝nπ，其中ωc是剩余载波频率，Tb是单个码元持续时间(AIS码速率为9.6Kbps)，n为整数。由于星载AIS接收机存在较大的多普勒频偏(轨道高度在600km左右，多普勒频偏范围为-4KHz～+4KHz)，因此如果没有频偏补偿措施，很难保证星载AIS接收机对侦收的AIS信号的正常解调。
目前的频偏补偿方法可以简单归纳为三种：一是功率谱估计方法，将侦收的AIS信号首先进行功率谱估计，然后选取最大值对应的频率点作为多普勒频偏补偿频率，该方法对于存在较大载波泄露的AIS信号估计效果很好，但是对于不存在载波泄露或者仅有很小载波泄露的AIS信号，由于报文的随机性特征，其最大值会在一定的范围内波动，造成解调率的明显下降，如图1所示，其中图1(a)是存在载波泄露时，载波频率为10KHz的AIS信号的功率谱图，图1(b)是不存在载波泄露时，载波频率为10KHz的AIS信号的功率谱图)。二是匹配相关方法，该方法首次公开于2014年国家发明专利“一种频偏补偿下的星载AIS信号差分检测方法”，发明专利申请号：201410346319.X。该方法利用AIS报文中的固定前导码先进行GMSK调制得到基带信号，并按照一定的频率间隔分别加载不同的多普勒频偏，然后与接收到的AIS信号(仅取其前导码)做相关运算，匹配程度最高的频偏调制信号会产生最大的相关值，据此确定多普勒频偏的值。但是此方法存在如下问题：1、所需计算量和资源太大，尤其是频率间隔较小的情况下更是如此；2、与接收的AIS信号前导码做相关运算时，并没有做位定时的估计，计算结果存在误差，容易导致最优多普勒频偏的误判。三是多信道方法，该方法首次公开于2014年的国家发明专利“星载AIS信道化接收装置及接收方法”，发明专利申请号：201310595370.X。该方法先按照固定频率间隔将接收通道划分为若干个子信道，每个子信道所处理的多普勒频偏是不同的，所有的子信道能够涵盖所需的多普勒频偏范围，将侦收到的AIS信号分别并行送至各个子信道中，并将能够正确解调的子信道报文进行输出。该方法虽然可以实现AIS信号的连续侦收，但是所消耗的资源是非常庞大的，尤其是在频率间隔较小的情况下。
发明内容
针对现有技术存在的缺陷，本发明的目的是提供一种基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法。
为实现上述技术目的，本发明的技术方案是：
参照图2，为本发明的流程图。基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法，包括以下步骤：
步骤1、对当前输入的AIS基带信号首先经下变频处理，然后对经过下变频处理后的AIS基带信号进行功率检测，将功率检测到的经过下变频处理后的AIS基带信号的功率值和预设功率阈值进行比较，如果经过下变频处理后的AIS基带信号的功率值大于预设功率阈值，则存储该AIS基带信号至信号存储模块；
继续对后续输入的AIS基带信号进行上述操作，直到检测到AIS基带信号的功率值小于预设功率阈值；
所述步骤1中的功率检测模块可以通过加入滑动窗并求平均的方法来实现，当某一个滑动窗内的平均值超过了预设的阈值功率时，则认为是存在AIS信号，否则认为不存在AIS信号。
所述步骤1中的信号存储模块可以通过双口RAM来实现，读写均通过对其地址位进行操作即可。
步骤2、对信号存储模块中存储的AIS基带信号进行定时频偏估计，确定其多普勒频偏值；
步骤2.1、AIS基带信号的复数域表达式为其中fd为多普勒频率，Ts为采样周期，n为采样点数，为调制相位。AIS基带信号其前8比特为上升沿序列，固定报文序列包括24比特训练序列和8比特帧头序列，共计32比特；假设AIS基带信号采样率为N倍码速率，其中N为正整数且满足奈奎斯特采样定理。
首先从信号存储模块中取出存储的AIS基带信号其24比特训练序列部分即8N+1点开始至32N点，并分成N组，分别为：(8N+1,9N+1，......，31N+1)，(8N+2,9N+2，......，31N+2)，......，(9N,10N，......，32N)，也即对AIS基带信号进行抽取分组。
抽取分组后的AIS基带信号的复数域表达式为其中Tb为AIS基带信号码速率，m为抽取分组后的采样点数。
步骤2.2、对AIS基带信号进行抽取分组后得到的每一组抽取序列进行相邻比特位的差分运算(在复数域表现为共轭相乘)，得到各组抽取序列其复数域的表达式为即得到N组抽取序列各自对应的差分复数值，其中为相邻比特位的相位差值，其取值为±65°两种情况。
步骤2.3、对经过步骤2.2计算所获得的N组差分复数值再次进行两两相邻位的差分运算(在复数域表现为共轭相乘)，得到各自对应的复数域表达式可以有效的滤除多普勒频偏带来的影响，的值仅包含三种情况：0°，±130°(不考虑首尾处，即使加上首尾处，也不影响估计结果)。
步骤2.4、将步骤2.3得到的N组复数序列分别取其实数部分(cos项)的幅度值并进行累加，用以减小随机噪声带来的影响，得到相应的N个不同的累加值，最大的累加值所对应的那组抽取序列便是最佳采样训练序列(非最佳采样序列中每个采样点的实部幅度值均小于最佳采样点)。
步骤2.5、根据得到的最佳采样训练序列,后续每隔N-1个采样点取出一个采样值,确定AIS基带信号的最佳采样序列。至此完成位定时过程，参照图5为位定时的具体工作过程示意图。
步骤2.6、对AIS基带信号的最佳采样序列进行复数域的平方运算，得到
对于N倍采样率的AIS基带信号而言，其复数域表达式也可表示为：
其中n为采样点数，Ts为采样周期，I(n)和Q(n)分别是复数域AIS基带调制信号的实数部分和虚数部分。
对于BT值为0.4的AIS基带信号而言，由于每个比特码元经过高斯滤波器后只会对相邻的两个比特码元造成干扰，如图3所示，据此可以将调制相位信息表示成如下形式：
其中K为整数,an是AIS基带信号码元，g(t)是幅度为1，持续时间为[-Tb/2,Tb/2]的脉冲通过高斯滤波器后的响应函数，I(t)和Q(t)分别是对进行采样并三角调制后的实数部分(cos)和虚数部分(sin)，I(n)和Q(n)分别是对I(t)和Q(t)进行采样后的离散数值。
通过Matlab绘制I(t)和Q(t)的时域波形，为了涵盖一般情况，将AIS基带信号码元an所可能出现的各种相位情况(参考图4)均考虑进去，选取an的序列值为“11001100000101001100”，其相邻比特位的相位差值涵盖40°、65°以及90°三种情况，I(t)和Q(t)的归一化时域波形如图6所示。
经过步骤2.1～步骤2.5，可以得到AIS基带信号的最佳采样点，根据式(1)可得最佳采样点的AIS基带信号表达式可表示为：其中Tb为AIS基带信号码速率，m为采样点数。I(m)和Q(m)近似位于I(t)和Q(t)的比特码元交接处，如图6所示的各个整数采样点。
步骤2.7、对步骤2.6的复数域平方结果依次交替与+1和-1相乘，对交替相乘之后的结果通过离散傅里叶变换进行功率谱密度估计，并记录下功率谱最大幅值处对应的频率值，记为fe,该值也即多普勒频偏值。
将AIS基带信号的最佳采样序列中各个最佳采样点的同相数值I(m)和正交数值Q(m)分别列出，并对步骤2.6中的多项式各项数值进行计算，即对步骤2.6的复数域平方结果依次交替与+1和-1相乘，如图7所示(简单起见，仅考虑采样点从5到15共11个数值，但不失一般性)，从图7可以得到如下结论(对于AIS信号，该结论具有普适性)：
(-1)m[I2(m)-Q2(m)]＝0.65+sq1(m) (3)
其中，sq1(m)是单极性不归零码平稳随机序列，归一化幅值为0.35。
(-1)m2I(m)Q(m)＝xI(m)Q(m)-yI(m)Q(m) (4)
其中，xI(m)Q(m)和yI(m)Q(m)均是单极性不归零码平稳随机序列，归一化幅值均为0.72。
对于单极性不归零码平稳随机序列，其功率谱密度可以表示为：
其中，是单极性不归零码平稳随机序列的方差，是单极性不归零码平稳随机序列的均方值，|G(f)|2是式(2)中g(t)的能量谱密度，k为整数，δ(f)为单位冲击函数，具有如下性质：当k≠0时，的值为0，因此式(5)中等式右边的第二项仅在直流处存在数值，且大小为其中Ab为相应序列的幅度。等式右边第一项，其最大幅值为由于fb为信号采样率(9600Hz)，因此相对于第二项基本可以忽略，因此式(5)可以近似为一个直流项。
因此式(3)和式(4)的功率谱密度均可以通过一个直流项来表示，因此的功率谱密度也仅包含一个直流项，因为此时的采样频率为9600Hz，因此如果-2.4KHz≤fd≤2.4KHz，此时的直流项位于2fd频率处(fd为多普勒频偏)；如果2.4KHz＜df≤4KH，z则直流项位于2fd-9.6KHz频率处；如果-4KHz≤fd＜-2.4KHz，则直流项位于2fd+9.6KHz频率处。
步骤3、基于第2步估计的多普勒频偏值补偿信号存储模块存储的AIS信号并输出；
方法一：
步骤3.a.1、将步骤2.7中所估计出的频率值fe除于2，取其复数域表达式并与步骤1中存储下来的带频偏的AIS基带信号进行差分运算(共轭相乘)，得到补偿后的信号：
所述步骤3.a.1中±4.8KHz的存在在差分解调时仅会引入一个±180o的固定相位值，由于AIS报文采用差分编码的方式，因此不会影响解调结果。
方法二：
步骤3.b.1、分两路进行频率补偿，一路直接将步骤2.7中预估出的频率值fe除以2后作为多普勒频偏值，主要针对-2.4KHz≤fd≤2.4KHz的多普勒频偏；
另一路首先判断步骤2.7中预估出的频率值fe的符号，如果预估出的频率值fe的频率符号为正，则将预估出的频率值fe除以2后减去4.8KHz作为最终的多普勒频偏值，如果预估出的频率值fe的频率符号为负，则将预估出的频率值fe除以2后加上4.8KHz作为最终的多普勒频偏值，此路主要针对2.4KHz＜|fd|≤4KHz的情况。
将上述预估出的多普勒频偏值统一记为fe1；
步骤3.b.2、取其复数域表达式，并与步骤1中存储下来的AIS基带信号进行差分运算(共轭相乘)，得到
步骤4、将第3步的输出信号输入至低通滤波器模块，并将滤除带外噪声后的AIS信号送入差分解调和协议解析模块，最终输出AIS报文。
如采用步骤3中的方法一得到的输出信号，需要将低通滤波器模块其通带带宽设置为不小于9.6KHz(信号有效带宽加上额外的4.8KHz偏移量)。
如采用步骤3中的方法二得到的输出信号，需要将低通滤波器模块其通带带宽设置为不小于4.8KHz(信号有效带宽)，且低通滤波器模块需要2个低通滤波器，后者通过增加所消耗的资源量来提升解调信噪比。
步骤4.1、将经低通滤波器模块输出的经过频偏补偿的N倍采样AIS基带信号分成N路，每路AIS基带信号的采样速率均为9.6KHz；对每路AIS基带信号均进行步骤4.2至步骤4.4的操作；
步骤4.2、对每路AIS基带信号进行两两相邻的数值做复数域的差分运算(共轭相乘)；
针对步骤3中的方法一，得到差分运算后的序列在复数域的表达式为其中a＝0,+1,-1，
针对步骤3中的方法二，得到的结果和方法一中a＝0的情况相同；
由图4可知，AIS基带在相位域至少存在40°的相位余量，可以采用和MSK一致的解调方法。由于AIS采用差分编码的方式，因此a＝±1的情况不会对解调结果产生任何影响。
步骤4.3、取步骤4.2中计算得到复数序列的虚数部分(sin)，如果相邻数值的符号相同，则判决为1，如果相邻数值的符号不同，则判决为0。
步骤4.4、对经过差分解调的AIS报文进行包括帧头检测、HDLC解包、帧尾检测以及CRC校验等协议解析过程。
步骤4.5、任意输出一路通过CRC校验的AIS报文，从而完成AIS的解调工作。
与现有技术相比，本发明能够产生以下技术效果：
本发明相较于目前已知的频偏补偿下的AIS解调方法，该方法不仅估计准确度高，而且实现简单，且所需的计算量和占用的资源均比较小。
附图说明
图1图解说明存在或者不存在载波泄漏时AIS信号的归一化功率谱密度；其中图1(a)是存在载波泄露时，载波频率为10KHz的AIS信号的功率谱密度图，图1(b)是不存在载波泄露时，载波频率为10KHz的AIS信号的功率谱密度图；
图2图解说明本发明提供的基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法的具体工作过程；
图3图解说明AIS信号的码间串扰示意图；
图4图解说明AIS相邻码元之间的相位差情况；
图5图解说明位定时的具体工作过程示意图；
图6图解说明不带频偏的AIS基带信号同相和正交支路的归一化时域波形图；
图7图解说明对最佳采样点的同相数值I(m)和正交数值Q(m)进行不同计算的数值序列；
图8图解说明在多普勒频偏为1.5KHz的情况下采用本发明提出的频偏补偿方法所预估的功率谱密度以及相应的FFT输出；其中图8(a)是在多普勒频偏为1.5KHz的情况下采用本发明提出的频偏补偿方法所预估的功率谱密度图；图8(b)是在多普勒频偏为1.5KHz的情况下采用本发明提出的频偏补偿方法所对应的FFT输出图；
图9图解说明在多普勒频偏为-4KHz的情况下采用本发明提出的频偏补偿方法所预估的功率谱密度以及相应的FFT输出；其中图9(a)是在多普勒频偏为-4KHz的情况下采用本发明提出的频偏补偿方法所预估的功率谱密度图；图9(b)是在多普勒频偏为-4KHz的情况下采用本发明提出的频偏补偿方法所对应的FFT输出图。
具体实施方式
请参照图2，其所示为本发明基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法的具体工作过程，包括如下步骤：
步骤1、对当前输入的AIS基带信号首先经下变频处理，然后对经过下变频处理后的AIS基带信号进行功率检测，将功率检测到的经过下变频处理后的AIS基带信号的功率值和预设功率阈值进行比较，如果经过下变频处理后的AIS基带信号的功率值大于预设功率阈值，则存储该AIS基带信号至信号存储模块；继续对后续输入的AIS基带信号进行上述操作，直到检测到AIS基带信号的功率值小于预设功率阈值；
步骤2、对存储的AIS基带信号进行定时频偏估计，确定其多普勒频偏值；
步骤3、基于第2步估计的多普勒频偏值补偿存储的AIS基带信号并输出；
步骤4、将第3步的输出信号输入至低通滤波器模块，并将滤除带外噪声后的AIS信号送入差分解调和协议解析模块，最终输出AIS报文。
上述步骤信号处理部分均在复数域进行，也即每路信号包含同相(I)支路和正交(Q)支路。
所述步骤1中的功率检测模块可以通过加入滑动窗并求平均的方法来实现，当某一个滑动窗内的平均值超过了预设的阈值功率时，则认为是存在AIS信号，否则认为不存在AIS信号。
所述步骤1中的信号存储模块可以通过双口RAM来实现，读写均通过对其地址位进行操作即可。
以8倍AIS码速率采样率为例，所述步骤2的定时频偏估计方法的具体过程如下：
步骤2.1、AIS基带信号的复数域表达式为其中fd为多普勒频率，Ts为采样周期，n为采样点数，为调制相位。
首先从信号存储模块中取出存储的AIS基带信号其训练序列部分(65点开始至256)，并分成N组，分别为：(65,73，......，249)，(66,74，......，260)，......，(72,80，......，256)，也即对AIS信号进行8倍抽取分组。
抽取分组后的AIS信号的复数域表达式为其中Tb为AIS信号码速率，m为抽取分组后的采样点数；
步骤2.2、对AIS基带信号进行抽取分组后得到的每一组抽取序列进行相邻比特位的差分运算(在复数域表现为共轭相乘)，得到各组抽取序列其复数域的表达式为其中为相邻比特位的相位差值，取值为±65°两种情况；
步骤2.3、对经过步骤2.2计算所获得的N组差分复数值再次进行两两相邻位的差分运算，得到各自对应的复数域表达式可以有效的滤除多普勒频偏带来的影响，的值仅包含三种情况：0°，±130°(不考虑首尾处，即使加上首尾处，也不影响估计结果)；
步骤2.4将步骤2.3得到的N组复数序列分别取其实数部分(cos项)的幅度值并进行累加，用以减小随机噪声带来的影响，得到N个不同的累加值，最大的累加值对应的抽取序列便是训练序列的最佳采样序列(非最佳采样序列中每个采样点的实部幅度值均小于最佳采样点)；
步骤2.5、根据得到的最佳采样训练序列确定AIS信号的最佳采样序列。至此，完成位定时过程。
步骤2.6、对AIS基带信号的最佳采样序列进行复数域的平方运算，得到
步骤2.7、对步骤2.6的复数域平方结果依次交替与+1和-1相乘，对交替相乘之后的结果通过离散傅里叶变换进行功率谱密度估计，并记录下功率谱最大幅值处对应的频率值，记为fe,该值也即多普勒频偏值。
所述步骤2.7中的功率谱密度估计可以采用基于周期图法的1024点FFT功率谱估计(点数可以根据所需要的频率精度选取)，即对与+1和-1交替相乘后的复数信号做FFT变换，并取其相应频点幅值的平方，最后记录下最大功率值对应的输出序号Num。
请参考图8，其所示为当多普勒频率偏移为1.5KHz时，采用该方法预估的功率谱密度以及相应的FFT输出。其中图8(a)是在多普勒频偏为1.5KHz的情况下采用本发明提出的频偏补偿方法所预估的功率谱密度图；图8(b)是在多普勒频偏为1.5KHz的情况下采用本发明提出的频偏补偿方法所对应的FFT输出图；
请参考图9，其所示为当多普勒频率偏移为-4KHz时，采用该方法预估的功率谱密度以及相应的FFT输出。其中图9(a)是在多普勒频偏为-4KHz的情况下采用本发明提出的频偏补偿方法所预估的功率谱密度图；图9(b)是在多普勒频偏为-4KHz的情况下采用本发明提出的频偏补偿方法所对应的FFT输出图。
所述步骤3的频偏补偿包括如下两种方法，具体过程如下：
方法一：
步骤3.a.1、序号Num所对应的频率偏移量的表达式为：
经过变换后可得：
所述步骤1中所存储的信号为8倍采样，采样率为76.8KHz，频率补偿采用具有1024地址位的DDS补偿方式，将Num的值除以16作为DDS的输入频率字，可得在采样频率为76.8KHz的情况下，多普勒频偏fd1可以表达如下：
步骤3.a.2、取DDS输出的复数域表达式，并与步骤1中存储下来的AIS基带信号进行差分运算(共轭相乘)，完成频率偏移补偿。
所述步骤3.a.2中4.8KHz的存在在差分解调时仅会引入一个180°的固定相位值，由于AIS报文采用差分编码的方式，因此不会影响解调结果。
方法二：
步骤3.b.1、分两路进行频率补偿，一路直接将步骤2.7中预估出的序号Num除以16，作为76.8KHz采样率的具有1024地址位的DDS的频率输入字，该路主要针对-2.4KHz≤fd≤2.4KHz的多普勒频偏；
另一路首先判断预估序号Num的数值，如果预估的序号Num小于512，则将预估的序号Num除以16后减去64作为最终的DDS输入频率字(运算均采用无符号二进制运算，位长为10bit)，如果预估的序号Num大于等于512，则将预估的序号Num除以16后加上64作为最终的DDS输入频率字(运算均采用无符号二进制运算，位长为10bit)，此路主要针对2.4KHz＜|fd|的情况。
步骤3.b.2、取DDS输出的复数域表达式，并与步骤1中存储下来的AIS基带信号进行差分运算(共轭相乘)，完成频率偏移补偿。
所述步骤4中的低通滤波器同样包含两种情况，针对步骤3中的方法一，需要将其通带带宽设置为不小于9.6KHz(信号有效带宽加上额外的4.8KHz偏移量)，针对步骤3中的方法二，需要将其通带带宽设置为不小于4.8KHz(信号有效带宽)，且需要2个低通滤波器，后者通过增加所消耗的资源量来提升解调信噪比。
所述步骤4中的差分解调主要是指1比特差分解调方法，包括如下过程：
步骤4.1、将经低通滤波器模块输出的经过频偏补偿的8倍采样AIS基带信号分成8路，每路的采样速率为9.6KHz；对每路AIS基带信号均进行步骤4.2至步骤4.4的操作；
步骤4.2、对每路AIS基带信号两两相邻的数值做复数域的差分运算(共轭相乘)，针对步骤3中的方法一，得到差分运算后的序列在复数域的表达式为其中a＝0,+1，针对步骤3中的方法二，得到的结果和方法一中a＝0的情况相同；
由图4可知，GMSK信号在相位域至少存在40°的相位余量，可以采用和MSK一致的解调方法。由于AIS采用差分编码的方式，因此a＝1的情况不会对解调结果产生任何影响。
步骤4.3、取步骤4.2中计算得到复数序列的虚数部分(sin)，如果相邻数值的符号相同，则判决为1，如果相邻数值的符号不同，则判决为0；
步骤4.4、对经过差分解调的AIS报文进行包括帧头检测、HDLC解包、帧尾检测以及CRC校验等协议解析过程；
步骤4.5、任意输出一路通过CRC校验的AIS报文，从而完成AIS的解调工作。
综上所述，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求书界定的范围为准。

Claims (8)

1.基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、对当前输入的AIS基带信号首先经下变频处理，然后对经过下变频处理后的AIS基带信号进行功率检测，将功率检测到的经过下变频处理后的AIS基带信号的功率值和预设功率阈值进行比较，如果经过下变频处理后的AIS基带信号的功率值大于预设功率阈值，则存储该AIS基带信号至信号存储模块；
继续对后续输入的AIS基带信号进行上述操作，直到检测到AIS基带信号的功率值小于预设功率阈值；
步骤2、对信号存储模块中存储的AIS基带信号进行定时频偏估计，确定其多普勒频偏值；
步骤3、基于步骤2估计的多普勒频偏值补偿信号存储模块存储的AIS信号并输出；
步骤4、将步骤3的输出信号输入至低通滤波器模块，并将经低通滤波器模块滤除带外噪声后的AIS信号送入差分解调和协议解析模块，最终输出AIS报文。
2.根据权利要求1所述的基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法，其特征在于，步骤1中的功率检测通过加入滑动窗并求平均的方法来实现，当某一个滑动窗内的平均值超过了预设的阈值功率时，则认为是存在AIS信号，否则认为不存在AIS信号。
3.根据权利要求1所述的基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法，其特征在于，步骤2包括以下分步骤：
步骤2.1、AIS基带信号的复数域表达式为其中fd为多普勒频率，Ts为采样周期，n为采样点数，为调制相位；
假设AIS基带信号采样率为N倍码速率，其中N为正整数且满足奈奎斯特采样定理；
首先从信号存储模块中取出存储的AIS基带信号其24比特训练序列部分即8N+1点开始至32N点，并分成N组，分别为：(8N+1,9N+1，......，31N+1)，(8N+2,9N+2，......，31N+2)，......，(9N,10N，......，32N)，也即对AIS基带信号进行抽取分组；
抽取分组后的AIS基带信号的复数域表达式为其中Tb为AIS基带信号码速率，m为抽取分组后的采样点数；
步骤2.2、对AIS基带信号进行抽取分组后得到的每一组抽取序列进行相邻比特位的差分运算，得到各组抽取序列其复数域的表达式为即得到N组抽取序列各自对应的差分复数值，其中为相邻比特位的相位差值，其取值为±65°两种情况；
步骤2.3、对经过步骤2.2计算所获得的N组差分复数值再次进行两两相邻位的差分运算，得到各自对应的复数域表达式可以有效的滤除多普勒频偏带来的影响，的值仅包含三种情况：0°，±130°；
步骤2.4、将步骤2.3得到的N组复数序列分别取其实数部分的幅度值并进行累加，用以减小随机噪声带来的影响，得到相应的N个不同的累加值，最大的累加值所对应的那组抽取序列便是最佳采样训练序列；
步骤2.5、根据得到的最佳采样训练序列,后续每隔N-1个采样点取出一个采样值,确定AIS基带信号的最佳采样序列；
步骤2.6、对AIS基带信号的最佳采样序列进行复数域的平方运算，得到
步骤2.7、对步骤2.6的复数域平方结果依次交替与+1和-1相乘，对交替相乘之后的结果通过离散傅里叶变换进行功率谱密度估计，并记录下功率谱最大幅值处对应的频率值，记为fe,该值也即多普勒频偏值。
4.根据权利要求3所述的基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法，其特征在于，步骤2.6中，对于N倍采样率的AIS基带信号而言，其复数域表达式也可表示为：
其中n为采样点数，Ts为采样周期，I(n)和Q(n)分别是复数域AIS基带调制信号的实数部分和虚数部分；
对于BT值为0.4的AIS基带信号而言，可以将其调制相位信息表示成如下形式：
其中K为整数,an是AIS基带信号码元，g(t)是幅度为1，持续时间为[-Tb/2,Tb/2]的脉冲通过高斯滤波器后的响应函数，I(t)和Q(t)分别是对进行采样并三角调制后的实数部分和虚数部分，I(n)和Q(n)分别是对I(t)和Q(t)进行采样后的离散数值；
根据式(1)可得最佳采样序列中的最佳采样点的AIS基带信号表达式，表示为：其中Tb为AIS基带信号码速率，m为采样点数；I(m)和Q(m)近似位于I(t)和Q(t)的比特码元交接处。
5.根据权利要求3所述的基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法，其特征在于，步骤3采用的方法是：
将步骤2.7中所估计出的多普勒频偏值fe除于2，取其复数域表达式并与步骤1中存储下来的带频偏的AIS基带信号进行差分运算，得到补偿后的信号：
6.根据权利要求5所述的基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法，其特征在于，步骤4采用的方法是：
步骤4.1、低通滤波器模块其通带带宽设置为不小于9.6KHz；将经低通滤波器模块输出的经过频偏补偿的N倍采样AIS基带信号分成N路，每路的采样速率为9.6KHz；对每路AIS基带信号均进行步骤4.2至步骤4.4的操作；
步骤4.2、对每路AIS基带信号两两相邻的数值做复数域的差分运算，得到差分运算后的序列在复数域的表达式为其中a＝0,+1,-1；
步骤4.3、取步骤4.2中计算得到复数序列的虚数部分，如果相邻数值的符号相同，则判决为1，如果相邻数值的符号不同，则判决为0
步骤4.4、对经过差分解调的AIS报文进行包括帧头检测、HDLC解包、帧尾检测以及CRC校验等协议解析过程；
步骤4.5、任意输出一路通过CRC校验的AIS报文，从而完成AIS的解调工作。
7.根据权利要求3所述的基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法，其特征在于，步骤3采用的方法是：
分两路进行频率补偿，一路直接将步骤2.7中预估出的多普勒频偏值fe除以2后作为最终的多普勒频偏值fe1，此路针对-2.4KHz≤fd≤2.4KHz的情况；另一路首先判断步骤2.7中预估出的多普勒频偏值fe的符号，如果预估出的多普勒频偏值fe的频率符号为正，则将预估出的多普勒频偏值fe除以2后减去4.8KHz作为最终的多普勒频偏值fe1，如果预估出的多普勒频偏值fe的频率符号为负，则将预估出的多普勒频偏值fe除以2后加上4.8KHz作为最终的多普勒频偏值fe1，此路针对2.4KHz＜|fd|≤4KHz的情况；
取最终的多普勒频偏值fe1其复数域表达式，并与步骤1中存储下来的AIS基带信号进行差分运算，得到补偿后的信号：
8.根据权利要求7所述的基于定时频偏补偿的星载AIS解调方法，其特征在于，步骤4采用的方法是：
步骤4.1、低通滤波器模块其通带带宽设置为不小于4.8KHz，且低通滤波器模块需要2个低通滤波器；将经低通滤波器模块输出的经过频偏补偿的N倍采样AIS基带信号分成N路，每路的采样速率为9.6KHz；对每路AIS基带信号均进行步骤4.2至步骤4.4的操作；
步骤4.2、对每路AIS基带信号两两相邻的数值做复数域的差分运算，得到差分运算后的序列在复数域的表达式为其中a＝0；
步骤4.3、取步骤4.2中计算得到复数序列的虚数部分，如果相邻数值的符号相同，则判决为1，如果相邻数值的符号不同，则判决为0
步骤4.4、对经过差分解调的AIS报文进行包括帧头检测、HDLC解包、帧尾检测以及CRC校验等协议解析过程；
步骤4.5、任意输出一路通过CRC校验的AIS报文，从而完成AIS的解调工作。
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