JPH1098497A - 標本化関数波形による相関伝送方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は狭帯域で歪の生じない伝送方式を実
現し、これによって帯域制限伝送による信号波形の劣化
を避けるとともに、時間制限されたデータ伝送波形など
の、一般に送信アナログ波形を歪なく伝送し、さらにラ
ンダムなインパルス系列の狭帯域無歪伝送も可能にす
る。 【解決手段】 源情報信号がインパルスの場合はその振
幅に、その他の波形の場合はその標本値に対し、変形標
本化関数を乗じて送信信号を作りこれをシンボル系列に
したがって順次加算合成して送信し、受信側では前記変
形標本化関数との相関分析により、源インパルスまたは
源標本値を復元する方式により、標本値間、シンボル間
干渉のない狭帯域無歪伝送方式を実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、帯域制限された伝
送チャネル上に、時間制限された信号を伝送する方式に
おいて、帯域制限フィルタに基づく歪を発生させること
なく、伝送特性を向上させる標本化関数波形による相関
伝送方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】帯域制限された伝送チャネル上に、時間
制限された信号を伝送する伝送方式、例えばＦＳＫ伝送
方式では、以下に述べるようにして情報を伝送してい
る。まず、図１６に示すように送信機１０１では、変調
器１０４において送信２値情報ｂs に対して、２個の周
波数ｆ₀ 、ｆ₁ が対応させられる。この際、シンボル周
期をＴ（＝ｆ_D ^-1 ）とするとき、多値ＦＳＫ信号ｖ
（ｔ）が次式で与えられる。 ｖ（ｔ）＝Ａ・ｓｉｎ（２πｄｆ_D ） …（１） 但し、ｔ：０≦ｔ≦Ｔ ここで、ｄはシフト周波数で、通常のコーヒーレント復
調２値伝送方式では、送信２値情報ｂs に対応して、例
えば隣接周波数の組みｄ₀ ＝３、ｄ₁ ＝３．５が与えら
れる。図１６の周波数はｆ₀ ＝ｄ₀ ｆ_D 、ｆ₁ ＝ｄ₁ ｆ
_D に対応する。ｆ₀ 、ｆ₁ のシフト周波数をもつＴ秒毎
の波形ｖ₀ （ｔ）とｖ₁ （ｔ）がランダムな順序で配列
された送信信号系列が、フィルタ特性がＦs となるよう
に設定された送信フィルタ１０５を経て伝送路１０２へ
と送出される。なお、一般には、このＦＳＫ信号がより
高い搬送波を変調し、高い周波数に変換された後、送信
されるが、この高次変調段の説明は本発明の主要部と、
直接関係がないので省くことにする。そして、伝送路１
０２上に送出されたＦＳＫ信号が受信機１０３で受信さ
れる。この際、その過程で雑音が付加される。受信機１
０３では、フィルタ特性がＦ_R に設定された受信フィル
タ１０６により受信信号の帯域外成分が除去され、その
後相関器１０７ａ、１０７ｂに供給されて、式（１）で
与えた２つの正弦波ｆ₁ 、ｆ₂ との相関関係が検出され
て、相関出力ｅ₁ 、ｅ₂ が生成されるとともに、判定回
路１０８によって相関出力ｅ₁と相関出力ｅ₂ との間の
大小関係が比較され、受信２値情報ｂ_R が生成される。
この際、受信２値情報ｂ_R と、前記送信２値情報ｂs と
が、ｂ_R ＝ｂ_s ならば、正しい復調が行なわれたことに
なる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の伝送方式においては、次に述べるような問題
があった。すなわち、通常のコーヒーレント復調ＦＳＫ
伝送方式においては、式（１）のシフト周波数ｄの値と
して、０．５の倍数値を割り当てることができる。さら
に、一般的な非整数値を割当てることができれば、占有
帯域を増大することなく多値伝送を実現できることにな
る。例えば、図１７に示すようにシンボル周期Ｔ秒毎に
区切った正弦波を送ることを考えると、伝送帯域当りの
情報量を増大させることができる。この例では、最小周
波数間隔Δｆが、Δｆ＝０．２５ｆ_D となっている。通
常のコーヒーレント復調ＦＳＫ方式では、最小周波数間
隔Δｆが、Δｆ＝０．５ｆ_D であるから、図１７の方式
では、同一占有帯域を用いる通常方式の２倍の伝送容量
を実現できる。しかし、図１７の波形から明らかなよう
にシンボル周期の境界における波形に、不連続点が含ま
れるので、この信号を、帯域制限された伝送路１０２を
経由して伝送するとすると、送信信号の波形に比して、
受信信号の波形が大きな歪成分を含むことになる。すな
わち、図１６の送受信フィルタ１０５や受信フィルタ１
０６により波形歪が発生し、受信フィルタ１０６の出力
信号中に、式（１）の送信信号周波数成分ｄｆ_D と、著
しく異なる周波数成分が多く含まれてしまう。この結
果、従来方式（シフト周波数ｄを０．５の倍数とする方
式）においても、送信信号の復調検出を困難にしてしま
うのみならず、最小周波数間隔Δｆを小さく選ぶにした
がって急激に復調による検出誤り率が増大することにな
る。このように、シンボル周期Ｔの時間幅に信号を限定
して送る必要があるので、元来の長時間源信号（例えば
単一周波数正弦波）の占有帯域が狭くしても、それを時
間制限した信号の帯域が理論上、無限大に拡がる。そし
て、この信号を送信側で有限の帯域（例えば、１／２Ｔ
以下）に限定したとき、原信号の波形が大きな歪を受け
る。一方、受信側では、伝送路１０２で付加された雑音
除去のため通常雑音除去フィルタが前置される。このフ
ィルタも受信信号を歪ませる結果となる。これにより、
信号波形において相互に僅かの偏差をもつ信号群（例え
ば、周波数差の小さい信号群）を多値レベルに対応させ
る高能率伝送を行なうと、上記の如き送受信過程で付加
される歪により、信号の識別が実際上不可能になってし
まう。本発明は上記の事情に鑑み、狭帯域で歪の生じな
い伝送方式を実現することができ、これによって帯域制
限伝送による信号波形の劣化を避けることができるとと
もに、時間制限されたデータ伝送波形などの、一般に送
信アナログ波形を歪なく伝送することができ、さらにラ
ンダムなインパルス系列の狭帯域無歪伝送も可能にする
ことができる標本化関数波形による相関伝送方式を提供
することを目的としている。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明による標本化関数波形による相関伝送方式
は、請求項１では、源情報信号波形を帯域制限された伝
送チャネルを用いて伝送する方式において、予め設定し
た標本化レートの各標本点において、該源情報信号波形
の標本値を求め、該標本点の各々に対し該各標本値に対
応する振幅レベルをもち、かつその自己相関値がシフト
量が０の点を除き、該各標本点において零となるような
変形標本化関数波形を割り当て、これらのレベル対応変
形標本化関数波形の系列と該隣接波形の複数個とを部分
的に時間域で重複する形で加算合成することにより送信
波形を構成し、受信側では、該各標本点に予め準備した
前記変形標本化関数波形と同一または相似する波形によ
り、受信信号との相関処理を該各標本点を中心とする標
本間隔よりも長い時間域に亘り施し、その結果得られる
相関値をもとに前記源情報信号波形を復元または該波形
の情報を検出することを特徴としている。また、請求項
２では、請求項１に記載の標本化関数波形による相関伝
送方式において、前記変形標本化関数として、該変形標
本化関数波形の２乗波形の周波数スペクトルと標本化レ
ートの整数倍の周波数系列との周波数領域たたみこみ演
算により求まる周波数特性が定数となるような関数波形
の中の一つを用いることを特徴としている。また、請求
項３では、請求項１に記載の標本化関数波形による相関
伝送方式において、前記源情報信号波形を２値または多
値インパルス系列とし、該各インパルスに前記変形標本
化関数を割当て、それらを部分的に時間域で重複する形
で加算合成した送信波形を作り、受信側で、前記変形標
本化関数と相似の関数を各標本点に準備し、これらの関
数により受信入力を相関分析することにより送信された
源情報信号波形の２値または多値インパルス系列を検出
することを特徴としている。また、請求項４では、請求
項１に記載の標本化関数波形による相関伝送方式におい
て、前記源情報信号波形を直接拡散形スペクトル拡散方
式で用いる擬似ランダム信号のチップインパルス系列と
し、該各インパルスに前記変形標本化関数を割当て、そ
れらを部分的に時間域で重複する形で加算合成した送信
波形を作り、受信側で、前記変形標本化関数と相似の関
数を各標本点に準備し、これらの関数により受信入力を
相関分析することにより送信されたチップインパルス系
列の推定値を作り、これらと受信側で準備している前記
擬似ランダム信号のチップインパルス系列との相関値を
求めることより、前記擬似ランダム信号の極性を判定す
ることを特徴としている。また、請求項５では、請求項
１に記載の標本化関数波形による相関伝送方式におい
て、前記源情報信号波形を帯域通過形データ信号とし、
該データ信号の１シンボルを一定の標本化レートで標本
化し、その標本値に対応する振幅の標本点を中央とする
変形標本化関数を作り、標本点毎に得られる該変形標本
化関数の複数個の系列を時間域で部分的に重複する形で
加算合成した送信波形に変換し、該送信波形を隣接する
シンボルの同様な送信波形と部分的に時間域で重複した
波形として送信することを特徴としている。また、請求
項６では、請求項４に記載の標本化関数波形による相関
伝送方式において、受信側では、標本点毎に各標本点を
中央とする前記標本化関数と同一のまたは相似の復調用
変形標本化関数を準備し、該各復調用関数により受信信
号との相関値を求め、この相関値の系列を復調標本値系
列として、該標本化系列から送信シンボル波形の推定波
形を復元することを特徴としている。また、請求項７で
は、請求項５に記載の標本化関数波形による相関伝送方
式において、復調標本値系列から送信した帯域通過形デ
ータのシンボル波形の電圧振幅を推定し、これと前記標
本値系列をもとに該シンボル波形のシンボル周期より長
い時間波形を復元し、この復元波形を相関分析すること
により、源情報信号波形の情報を判定することを特徴と
している。また、請求項８では、請求項１または４に記
載の標本化関数波形による相関伝送方式において、前記
源情報信号波形を周波数ホップ形スペクトル拡散方式で
用いる帯域通過形データ信号とし、該データ信号の周波
数と位相をホッピングパターンに対応する値とし、受信
側では、該データ信号の周波数と位相の推定値を検出
し、該推定値と前記ホッピングパターンとの相関値を求
めることにより、ホッピングパターン対応情報を判定す
ることを特徴としている。

【０００５】

【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示した形態
例に基づいて詳細に説明する。図１は本発明の一形態例
であり、図１７の如き多値ＦＳＫ信号を伝送する方式の
構成図である。多値情報ｍs に対応して、送信機２ａの
変調器５は式（１）で与えた多値ＦＳＫ信号ｖ（ｔ）を
送出する。この多値ＦＳＫ信号ｖ（ｔ）をまず標本化す
る。送信シフト周波数ｄｆ_D の上限をｆ_m としよう。標
本化定理より標本化レートｆ_S は、次式で与えられる。 ｆ_S ＝Ｔ_s ^-1 ≧２ｆ_m …（２） 次いで、多値ＦＳＫ信号ｖ（ｔ）は標本化回路６におい
て、標本化クロックパルスにより標本化周期Ｔ_S 秒毎に
標本化された後、乗算器７によってｎ番目の標本値ａ_n
はｎ番目のタイミング点ｔ＝ｎＴ_S を中心とする送信用
標本化関数ｗ（ｔ−ｎＴ_S ）の波形に乗算され、標本値
ａ_n に比例した出力をつくる。この出力はｎＴ_S の時系
列で順次、生成され、この系列が送信波形ｓ（ｔ）とな
り、伝送路３へと送出される。そして、受信波形ｒ
（ｔ）は送信波形ｓ（ｔ）（伝送過程の減衰と周波数歪
は等化増幅器で補われているものと仮定する）と、雑音
ｎ（ｔ）とを含み、次式で与えられる。 ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋ｎ（ｔ） …（３） 但し、ｔ：−ｈＴ≦ｔ≦ｈ’Ｔ ここで、ｈ、ｈ’は後述する正の値で、送信用標本化関
数ｗ（ｔ−ｎＴ_S ）の拡がる範囲を決める値である。

【０００６】また、受信機４ａは、別の手段（例えば、
他の帯域を用いてパイロット信号を送る方法など）によ
り同期を確保しているものと仮定する。この同期信号に
基づき、受信波形ｒ（ｔ）に含まれる送信波形ｓ（ｔ）
の成分に同期した位相の送信用標本化関数ｗ（ｔ−ｎＴ
_S ）が受信側にも準備されている。乗積器８および積分
器９によって構成される相関器により、受信波形ｒ
（ｔ）を相関分析することにより、送信側の標本値ａ_n
に対応する値として復調相関出力信号ｂ_n を出力する。
復調相関出力信号ｂ_n には雑音ｎ（ｔ）との相関出力も
含まれるが、ｎ（ｔ）＝０ならば、ｂ_n ＝ａ_n となる。
ここで、後述するように、標本値ａ_n の値のみで、原送
信信号となる多値ＦＳＫ信号ｖ（ｔ）を復元することは
（ｄが整数の場合を除き）一般には必ずしもできない。
そこで、復調用標本化関数ｗ’を別途準備し、推定処理
回路１０によって、別途準備した付加推定標本値ｃ_m を
使用し、ｂ_n ｗ’（ｔ−ｎＴ_S ）とｃ_mｗ’（ｔ−ｎＴ_S
）から多値ＦＳＫ拡長信号ｖ_R （ｔ）を作る。この
際、ｎ（ｔ）＝０ならば、多値ＦＳＫ拡長信号ｖ_R
（ｔ）の一部［図３(d) のｖ_RH(t) ］は原送信信号であ
る多値ＦＳＫ信号ｖ（ｔ）に一致する。多値ＦＳＫ拡長
信号ｖ_R（ｔ）は判定回路１１により、送受信に使用さ
れる全多値信号と比較され、それらの中の１つとして判
定される。

【０００７】図１の各部の波形は図２（ａ）〜（ｄ）、
図３（ａ）〜（ｄ）に示されている。図２（ａ）〜
（ｄ）、図３（ａ）〜（ｄ）より変調・復調過程を説明
する。図２（ａ）中の多値ＦＳＫ信号ｖ（ｔ）はＦＳＫ
信号の１つで、ここではシフト周波数ｄが、ｄ＝３．２
５の例を示す。中央のシンボル周期Ｔと、標本化周期Ｔ
_Sには、Ｌを整数として次式の関係が与えられる。 Ｔ＝ＬＴ_S …（４） シンボル周期Ｔの左端をｔ＝０とすれば、標本点はｔ−
ｎＴ_S （ｎ＝０、１、２、…、Ｌ−１）で表現される。
図２（ａ）中の点線の大きさは標本値ａ_n である。標本
値ａ_n のうち、標本値ａ₁ と標本値ａ₉ と対応する時間
位置の送信用標本化関数ｗ₁ ［＝ｗ（ｔ−Ｔ_S ）］と、
送信用標本化関数ｗ₉ ［＝ｗ（ｔ−９Ｔ_S ）］とをそれ
ぞれ乗じた波形を図２（ｂ）に示す。同様にして得られ
る１０個の波形を加え合わせれば、図２（ｃ）のｓ
（ｔ）が得られる。これが送信波形であり、次式で与え
られる。

【数１】

【０００８】ここで、理想的な送信用標本化関数ｗ_n は
ｔ＝−∞〜＋∞で定義される関数であるが、実際上、計
算処理が可能な有限の時間幅で定義する必要がある。式
（５）、（７）に示すように、ここでは正の整数ｈ、
ｈ’を用い、下式により実際のｗ（ｔ）の拡がり幅を変
調周期Ｔ_a として定義する。 Ｔ_a ＝（ｈ＋ｈ’）Ｔ …（８） このとき、時間範囲は、シンボル周期Ｔの左端をｔ＝０
とすれば、送信用標本化関数ｗ_n の拡がりは、式（７）
に示す範囲に限定される。もし、式（７）の時間範囲を
“−ｈＴ≦ｔ−Ｔ_S ≦ｈ’Ｔ、ｈ＝ｈ’”とすれば、送
信用標本化関数ｗ_n の拡りは、標本点ｔ＝ｎＴ_S を中心
に±Ｔ_a ／２となるが、このようにｗ_nの各々を設計し
ても、ほぼ同じ結果が得られる。図２（ａ）〜（ｄ）、
図３（ａ）〜（ｄ）には、式（７）において、ｈ＝１、
ｈ’＝２とした場合が示されている。すなわち、時間域
で相互に波形が重複するＬ個の標本化関数を加算合成す
ることにより、１シンボルに対応する送信波形ｓ（ｔ）
が構成される。また、受信機４ａ側で、受信波形ｒ
（ｔ）と、送信用標本化関数ｗ_n との相関を求めると、
その結果は次式の復調相関出力信号ｂ_n と、復調相関出
力信号ｂ_n’とで与えられる。

【数２】 この式（１０）に示したように、ここでは送信用標本化
関数ｗ_n と、送信用標本化関数ｗ_i （ｎ≠ｉ）とが後述
するように直交関係にあると仮定したので、復調相関出
力信号ｂ_n ’を０とした。その結果、図２（ｄ）には、
復調相関出力信号ｂ_n のみを示した。

【０００９】図１に示すように伝送過程で雑音ｎ（ｔ）
が付加される。ｎ（ｔ）＝０の場合、標本値ａ_n と、復
調相関出力信号ｂ_n とが、ｂ_n ＝ａ_n となり、この復調
相関出力信号ｂ_n を用いて、図２（ｃ）の送信波形ｓ
（ｔ）を復元できるものの、式（１）の多値ＦＳＫ信号
ｖ（ｔ）を復元することはできない。そこで、次式に示
す復調用周期Ｔ_b を用いる。

【数３】 ここで、［ ］はガウス記号である。図３（ａ）〜
（ｄ）の例で示すシフト周波数ｄが、ｄ＝３．２５の場
合は、Ｔ_b ＝４Ｔとなる。一方、式（１）の多値ＦＳＫ
信号ｖ（ｔ）の周期は次式で与えられる。 Ｔ_d ＝（ｄｆ_D ）^-1 …（１２） この際、復調用周期Ｔ_b は周期Ｔ_d と標本化周期Ｔ_S の
公倍数に当り、標本化周期Ｔ_S の整数倍、周期Ｔ_d の整
数倍に合致するので、復調用周期Ｔ_b 内の全ての標本値
を正しく与えれば、式（１）の多値ＦＳＫ信号ｖ（ｔ）
を復調用周期Ｔ_b で示される時間域に拡張すれば、その
中には送信シフト周波数ｄｆ_D の整数サイクルの波形が
含まれるはずである。この考え方から、復調用周期Ｔ_b
を周期とし、周期の左端をｔ＝０とする復調用標本化関
数ｗ_n ’を次式で定義する。 ｗ_n ’＝ｗ’（ｔ−ｎＴ_S ） …（１３） 但し、ｔ：０＜ｔ＜Ｔｂ

【００１０】さて、復調相関出力信号はｂ_n ［ｎ＝０．
１…Ｌ−１］のＬ個しかないが、ここで必要な復調相関
出力信号の個数はＮ＝（Ｔ_b ／Ｔ_S ）個となる。そこ
で、不足する相関値を推定相関値ｃ_m （ｍ＝Ｌ、Ｌ＋
１、＋…Ｎ−１）とし、ｔ−ｍＴ_S における相関出力を
復調相関出力信号ｂ_n の値から推定する。式（１）の多
値ＦＳＫ信号が受信波形ｒ（ｔ）に含まれていて、雑音
ｎ（ｔ）をｎ（ｔ）＝０とし、多値ＦＳＫ信号ｖ（ｔ）
の振幅推定値をＡRES とすれば、次式が成り立つ。

【数４】 ここで、Ｅ［］は平均値をとる記号である。また、式
（１４）の分母が小さいときの振幅推定値をＡ_n・RES を
省くと、ｎ（ｔ）≠０の場合も、推定相関値ｃ_mは近似
値として十分用い得る。図３（ａ）〜（ｄ）には、雑音
ｎ（ｔ）がｎ（ｔ）＝０とした場合の各部の受信波形を
示す。図３（ａ）はｂ₁ ｗ₁ ’と、ｂ₉ ｗ₉ ’の例であ
る。図３（ｂ）は復調相関出力信号ｂ_n のみ用いた復元
波形で、

【数５】 図３（ｃ）は推定相関値ｃ_m のみを用いた復元波形

【数６】 で、次式の多値ＦＳＫ拡長信号ｖ_R （ｔ）はこれらの波
形の和である。 ｖ_R （ｔ）＝ｖ₀ （ｔ）＋ｖ_p （ｔ） …（１９）

【００１１】多値ＦＳＫ拡長信号ｖ_R （ｔ）は復調用周
期Ｔ_b 内に送信シフト周波数ｄｆ_Dの整数サイクルを含
んだ波形となる。シンボル周期Ｔよりやや長い時間幅
に、送信シフト周波数ｄｆ_D の整数サイクルを含むよう
な波形を考えると、多値ＦＳＫ拡長信号ｖ_R （ｔ）の最
初の｛［ｄ］＋１｝＝４サイクル部分からなる先頭拡長
波形ｖ_RH（ｔ）が得られる。推定相関値ｃ_m は雑音の影
響で大きく劣化するので、推定相関値ｃ_m の影響をあま
り受けない先頭拡長波形ｖ_RH（ｔ）のみを用いて最終判
定を行うと、多値ＦＳＫ拡長信号ｖ_R （ｔ）を用いるよ
りその受信ＳＮ比特性は向上する。今、ｋ番目のシンボ
ル周期［ｔ＝ｋＴ〜（ｋ＋１）Ｔ］に周波数ｄ_k ｆ_D の
正弦波ｖ_k （ｔ）を送ると知れば、ＦＳＫ信号の系列は

【数７】 で与えられる。正弦波ｖ_k （ｔ）に対応する送信信号を
ｓ_k （ｔ）とすれば、総合送信信号は、

【数８】 となる。ここで、ａ_knは正弦波ｖ_k （ｔ）のｎ番目の標
本値である。いま、送信信号ｓ_k （ｔ）のうち、送信信
号ｓ₀ （ｔ）を中心とし、ｈ＝１、ｈ’＝２としたとき
の送信信号ｓ₀ （ｔ）の波形と時間域で重複する前後の
送信信号ｓ_k （ｔ）（ｋ＝−２、−１、０、１、２）を
図４に示す。これらの時間域で部分的に重複する波形を
加算合成した波形が実際の総合送信信号ｓ_T （ｔ）の波
形であり、図４においてｓ₀ （ｔ）の拡がる時間範囲の
電圧波形は図示の５個の波形の電圧の和で構成される。

【００１２】このように、波形が重複しても、受信側で
検出する際に、式（１０）が成立つ限り、ｋ番目に隣接
するシンボルとｋ番目の送信信号ｓ_k （ｔ）の波形が相
互に干渉することはない。従来のデータ伝送方式では、
ｋ番目のシンボルに対応する送信信号ｓ_k （ｔ）の波形
を、ｋ番目のシンボル周期Ｔの中に閉じ込めていたが、
本発明は各シンボルに対応する送信信号の波形の占有時
間帯をシンボル周期Ｔより広い変調周期Ｔa に拡散する
ことにより、該各送信信号の波形を狭い帯域を用いて歪
なく伝送できる。シンボル周期Ｔの境界で大きな遷移を
含む（高い周波数成分を含む）ような波形に対しても、
有限な伝送帯域Ｂを用いて帯域制限による歪なく送るこ
とができる。本発明はアナログ信号（シンボル周期Ｔと
なるフレームで切断せずに、無限大の周期で観測した場
合）の周波数成分（ｄｆ_D ）が有限な伝送帯域Ｂより小
さいという条件（ｄｆ_D ≦Ｂ）の下で、該アナログ信号
の時間制限波形の周波数成分が無限大に拡がるにもかか
わらず、その無歪伝送を可能とする。このような機能は
従来のフィルタ技術および伝送技術では不可能であっ
た。

【００１３】次に、本発明の効果が十分発揮されるため
には、式（１０）で表現したように、送信用標本化関数
ｗ_n と送信用標本化関数ｗ_i （ｉ≠ｎ）の間の直交関係
が確保される必要がある。送信用標本化関数ｗ_n と送信
用標本化関数ｗ_i は時間差（ｎ−ｉ）Ｔ_S をもつ同じ波
形であるから、式（１０）は時間信号ｗ（ｔ）の自己相
関関数ρがｔ＝ｎＴ_S で零となることを意味している。
すなわち、下式が成り立つことである。

【数９】 ここで、時間信号ｗ（ｔ）に対し定義されている時間幅
ｈとｈ’が式（８）で定義したように有限な場合を考え
る代わりに理論的に取扱い易い、ｈ→ｈ’∞の場合の自
己相関関数を考え、これをρとして下式のように表すこ
とにする。

【数１０】 ρ（ｎＴ_S ）＝０ …（２６） いわゆる、標本化関数（後述する２乗余弦形標本化関数
で、そのロール・オフ率αが０である関数）は理論上、
±∞まで振動が続く上に、式（２６）は成立しない。一
方、２乗余弦形標本化関数を用い、ロール・オフ率αを
１に近づけると占有帯域はＢから２Ｂに近づくが、その
振動は狭い時間幅に制限できる。ところが、α→１、Ｔ
→∞としても、その自己相関関数はρ（ｎＴ_S ）→０と
はならない。その理由は、２乗余弦形標本化関数は、そ
の自己相関関数に着目して設計された関数ではないから
である。式（２５）の自己相関関数ρ（τ）のフーリエ
変換は次式で与えられる。

【数１１】

【００１４】一方、上記電力スペクトルＰ（ｆ）と、標
本化周期Ｔ_S のインパルス系列のスペクトルΣδ（ｆ−
ｎＴ_S ）とのたたみこみ積分が下式に示すように常数と
なれば、

【数１２】 式（２６）が実現される。（ナイキストの判定基準）式
（２７）から、式（２９）を満足させる為に電力スペク
トルＰ（ｆ）に２乗余弦特性をもたせるためには、スペ
クトルＷ（ｆ）に余弦特性をもたせればよい。ここで
は、この考え方から、次式のスペクトルＷ（ｆ）を一例
としてあげよう。

【数１３】 上記スペクトルＷ（ｆ）は余弦関数であり、これを時間
信号ｗ（ｔ）に逆変換すれば、次式が得られる。

【数１４】

【００１５】ここで、Ｓ_a （ｘ）＝（ｓｉｎｘ）／ｘで
ある。この時間信号ｗ（ｔ）の自己相関関数特性は次式
で与えられ、標本点で０となる。

【数１５】 式（３０）、（３１）の関数をここでは変形標本化関数
と呼ぶことにする。実際の相関復調は式（９）、（１
０）に示すように、有限の時間幅（ｈ＋ｈ’）Ｔに対し
てのみ実行できるので、式（２４）は実際には下式の微
小誤差εとなる。 ρT （ｎＴ_S ）＝ε …（３３） 但し、ｎ：ｎ≠０ 式（２３）で、ｈ＝５，ｈ’＝６とし、式（８）の関数
の広がり幅Ｔ_a ＝１１Ｔ＝１１０Ｔ_S の場合を考える
（Ｔ＝１０Ｔ_S ）を仮定） ロール・オフ率αが、α＝１およびα＝０．１の場合の
スペクトルＷ（ｆ）に２乗余弦特性および余弦特性をそ
れぞれ与えた場合のスペクトルをα＝０に相当する標本
化関数波形のスペクトルを付して図５（ａ）、（ｂ）に
示す。また、それらの時間波形と自己相関特性を図６
（ａ）、（ｂ）に示す。これからスペクトルＷ（ｆ）に
余弦特性を与えた変形標本化関数は式（３３）を満足す
ることが明らかである。

【００１６】また、式（２９）のスペクトルに対する条
件を満足する関数は無数に存在する。例えばロール・オ
フ率αが、α＝１の２乗余弦関数に、ｆ＝Ｂ点に関し、
反対称な関数として正弦波をとり上げ、例えば

【数１６】 を考えることができる。ここで、ａは常数、Ｒ_c （ｆ）
は２乗余弦関数で、式（３０）を２乗した値をもつ。式
（３５）は式（２９）を満足する。反対称関数の振幅
を、ａ＝０．２／２Ｂとした場合のそのスペクトル、波
形、自己相関関数を図７〜図９に示す。なお、変調関数
としては、式（３０）において、その各スペクトル成分
を（π／２）だけシフトさせた関数Ｑ（ｆ）（直交標本
化関数と呼ぶ）を用いることもできる。この場合、その
時間波形ｑ（ｔ）を用いて、源送信波形［式(1) のｖ
（ｔ）等］を表す必要がある。標本化関数ｗ（ｔ）の場
合は、式（５）のａ_n によりｓ（ｔ）を求めるが、ｑ
（ｔ）を用いる場合ａ_n をそのまま用いることはできな
い（物理的な対応がないために）。そこで、源送信波形
とｑ_n ＝ｑ（ｔ−ｎＴ_S ）との相関値ｇ_n を求め、これ
を元に送信波をΣｇ_n ｑ_n として構成できる。このよう
に標本点の自己相関値が０となる一般的な変調関数の場
合、源送信波形の標本値の代わりに、相関値を用いて同
様な変調送信を実現できる。

【００１７】次に、実際上、相関検出の時間幅である変
調周期Ｔ_a は有限長となる。したがって、式（３３）の
微小誤差εを吟味する必要がある。いま、ｋ＝０番目の
シンボルフレームの隣接フレームをｋ＝±１、±２…と
すれば、０番目のフレームのｎ番目の標本点に干渉を及
ぼす変調フレームの範囲は、 −（ｈ＋１）≦ｋ≦ｈ’ …（３６） に限定される。したがって、干渉フレーム数は、 Ｎ_k ≦（ｈ＋ｈ’＋１） …（３７） となる。これらの理由から、干渉標本点数の最大値は、 Ｎ_E ≦Ｎ_k Ｔ／Ｔ_S …（３８） で与えられる。これらの標本点の各々と、０番目のフレ
ームのｎ番目の標本点に与える干渉量の平均値ｅ_AVE
と、最大値ｅm とを求めると、図１０が得られる。図１
０の横軸は変調周期Ｔ_a である。なお、ここではｆ_m ≦
５ｆ_D とし、式（２）からＴ／Ｔ_S ＝１０が仮定されて
いる。この結果をもとに、信号対干渉雑音電力比ＳＩＲ
を算定すると、次式が得れる。

【数１７】 図１０からｈ＋ｈ’＝３とすれば、Ｔ／Ｔ_S ＝１０、Ｎ
_E ＝４０となり、図１０のシミュレーションの値から干
渉電圧の平均値ｅ_AVE が、ｅ_AVE ≒０．００５となる。
したがって、Ｔ_a ＝３Ｔの場合、ＳＩＲ≧３０ｄＢが得
られる。同様にして、計算した結果から、Ｔ_a ＝４Ｔに
対し、ＳＩＲ≧４０ｄＢが得られ、変調周期Ｔ_a の増大
により、信号対干渉雑音電力比ＳＩＲを高め得る。故
に、比較的狭い変調周期Ｔ_a を用いて、高い信号対干渉
雑音電力比ＳＩＲを確保できることが分かる。

【００１８】このようにして、シフト周波数の正弦波を
シンボル周期Ｔに時間制限することにより生ずるフレー
ム間遷移により、信号系列が極めて高い高周波成分を含
む場合でも、その標本値に対し変形標本化関数で変調し
た波形を伝送すれば、受信側で上記フレーム信号を忠実
に復元できる。この場合、送信シフト周波数ｄｆ_D の最
大値をｆ_m とすれば、所要伝送帯域幅ＢL は次式で与え
られ、所要標本化レートｆ_S は、式（２）で与えられ
る。 Ｂ_L ＝（１＋α）ｆ_m …（４０） ここで、送信シフト周波数ｄｆ_D の最大値ｆ_m は式
（１）におけるシフト周波数ｄの最大値である。すなわ
ち、最大のシフト周波数の（１＋α）倍［α＝０．１と
すれば、僅か１．１倍］の帯域幅を用いて、帯域制限に
よる歪なしに伝送できる。送信側、受信側で用いる送信
用標本化関数ｗ_n に対して変形標本化関数を用いる必要
があるが、推定標本値となる出力信号ｂ_n から多値ＦＳ
Ｋ拡張信号ｖR （ｔ）を復元する場合に用いる復調用標
本化関数ｗ_n ’に対しては、標本化関数（α＝０）を用
いることもできるが、取り扱い易い通常の２乗余弦形標
本化関数や変形標本化関数の何れをも用い得る。ただ
し、式（１１）のＴ_b を短くする程、ロール・オフ率α
が１より小さい程折返し歪は大きくなる。

【００１９】本発明は、多値ＦＳＫ信号のみならずＢＰ
ＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号、ＱＡＭ信号、さらにＦＳＫ信
号とＰＳＫ信号を復合した波形などの帯域通過形変調波
形の伝送にも広く応用できる。例えばＢＰＳＫ信号の場
合式（１）の代りに２値に対応して下記の２つの信号 ｖ₀ （ｔ）＝Ａｃｏｓ（２πｄｆ_D ｔ） …（４１） 但し、ｔ：０≦ｔ≦Ｔ ｖ1 （ｔ）＝Ａｃｏｓ（２πｄｆ_D ｔ−π） …（４２） 但し、ｔ：０≦ｔ≦Ｔの何れかを順次、伝送する場合に
も応用できる。この場合、シフト周波数ｄは一定であ
る。シフト周波数ｄ、ロール・オフ率αが各々、ｄ＝
１、α＝０．１の場合の所要帯域幅Ｂ_L は、Ｂ_L ＝１．
１ｆ_D となり、狭帯域伝送が可能となる。

【００２０】本発明の技術はパルス伝送にも適用でき
る。図１１の上部側の送信機２ｂ、受信機４ｂは本発明
の他の形態例で、ＰＣＭ信号（２値インパルス系列）の
伝送方式のブロック図である。まず、信号から直流分を
除くために送信２値情報ｂ_S が２値３値変換回路２３で
バイポーラ符号ｅ_AMI （Alternate Mode Inversionとも
云う）に変換される。このブロック図は図１における多
値ＦＳＫ信号ｖ（ｔ）の代わりに３値のバイポーラ符号
ｅ_AMI （１．０、−１）に対応するインパルス列を用
い、受信機２２側の推定処理回路１０を除いた単純な構
成となっている。図１２（ａ）、（ｂ）に送信２値情報
ｂ_S と送信波形_S （ｔ）との関係を示す。バイポーラ符
号ｅ_AMI は図１の標本値ａ_n に当り、１、−１、０の３
値からなる。また、バイポーラ符号ｅ_AMI のインパルス
の周期は標本化周期Ｔ_S に当る。送信用標本化関数ｗ_n
に標本値ａ_n を乗ずることにより送信波形_S （ｔ）が生
成される。この送信波形_S （ｔ）を受信側で、図１１に
示すように同じ送信用標本化関数ｗ_n と相関検出するこ
とにより、復調相関出力信号ｂ_n を生成する。雑音ｎ
（ｔ）が、ｎ（ｔ）＝０ならば、ｂ_n ＝ａ_n となる。２
個のしきい値を持つ判定回路１１で、上述の３値の何れ
であるかが決定される。この３値出力推定値ｅ_AMI・RSは
３値／２値変換回路２４により検出され、２値信号ｂ_R
となる。従来のＰＣＭ伝送では、シンボル間干渉を除く
ために、伝送帯域は、 Ｂ_L0≒ｆ_S …（４３） を必要とした。これでも、実際には、一般雑音と同程度
の隣接シンボルによる干渉雑音が残る。しかし、本発明
の方式を用いると、 Ｂ_L ＝（１＋α）ｆ_S ／２ …（４４） の帯域幅を用いるだけで、干渉波をほぼ完全に除くこと
ができる。したがって、ロール・オフ率αを、α＝０．
１とすれば、所要帯域幅がほぼ半減する効果がある。従
来方式の設計における雑音配分を考えると、受信機の復
調出力には一般雑音と干渉雑音（両者の割合は通常５
０：５０に設計される）が生ずる。本方式を用いると、
このうち、後者の成分は消失するので、全復調雑音は、
従来方式に比し半減する。さらに本方式の所要帯域幅の
半減効果を考慮すると、雑音もさらに半減するので、総
合雑音は従来方式に比し（１／４）倍となり、ＳＮ比は
６ｄＢ向上するという大きな利点がある。

【００２１】本発明の技術は、直接拡散形スペクトル拡
散伝送方式（ＤＳ−ＳＳ）にも適用できる。図１１の下
部側のブロック２５、２６を用いて説明する。ブロック
２５の乗算器２７は送信すべき２値情報ｂ_S ’（１、−
１）に対応して拡散（擬似ランダム）系列のｍ（ｔ）の
極性を非反転、反転し、この出力が図１の送信情報信号
ｖ（ｔ）となる。いま、ｂ_S ’＝１とすれば、ブロック
２５の出力信号はｍ（ｔ）となり、次式が得られる。

【数１８】 ここで、δはデルタ関数を示す。また、ａ_n はｎ番目の
チップの値で、（１、−１）の値をとる。また、Ｌ＝７
の場合の拡散符号列ｍ（ｔ）と送信波形_S （ｔ）を図１
３（ａ）、（ｂ）に示す。標本化周期Ｔ_S はこの場合チ
ップ周期に当り、出力信号ｍ（ｔ）のチップ長をＬと仮
定した。受信機４ｂでは、前述の手法によりチップ値ａ
_n の復調相関出力信号としてｂ_n が得られる。この場
合、復調相関出力信号ｂ_n はアナログ量であり、図１１
のブロック２６に加えられる。ここでは、送る側と同じ
ｍ（ｔ）＝｛ａ_n ｝が復調符号として準備されている。
ここで、乗算器２８および積分器２９によって、１周期
Ｔ＝ＬＴC に亘り、出力信号ｍ（ｔ）との相関検出が行
なわれ、下式の検出出力信号が得られる。

【数１９】

【００２２】そして、判定回路３０で、検出出力信号ｖ
d をしきい値と比較することにより２値出力信号ｂ_R ’
を得る。従来、（ＤＳ−ＳＳ）方式では、送信側で、チ
ップインパルスを方形波にして伝送していたので、その
所要伝送帯域幅Ｂ_L は、Ｂ_L ≒１／Ｔ_S であった。本発
明の技術を用いると所要伝送帯域幅Ｂ_L は、

【数２０】 となり、ロール・オフ率αを、α＝０．１とすれば、
（１／Ｔ_S ）に比し、ほぼ半減する。同時に雑音も半減
する利点がある。本発明の技術は、周波数ホッピング形
スペクトル拡散伝送方式（ＦＨ−ＳＳ）にも適用でき
る。ＦＨ−ＳＳでは、複数個のＦＳＫ（ＰＳＫを含んで
もよい）信号を準備し、これをｖ_j （ｊ＝０、１、２、
Ｊ−１）としよう。このＦＳＫ信号ｖ_j の中からｒ（ｒ
≦Ｊ）個取り出して配列し、同様な組合をＭ個作る。Ｍ
個の中の１個の組合を伝送すれば、Ｍレベルの多値伝送
を行うことができる。なお、ＦＳＫ信号ｖ_j の組合はホ
ッピングパターンと呼ばれる。したがって、図１７に示
すようなＦＳＫ系列を、このホッピングパターンに従っ
て送出する。受信側では、図１１のブロック２６の機能
と同様な方法を用いる。すなわち、各ＦＳＫ信号の強度
の推定値と、上記ホッピングパターンとの相関を求め、
その相関出力を判定回路３０で判定する。本発明の技術
を用い、式（１）のシフト周波数ｄとして非整数を用い
ると、狭い帯域幅を用いて多数のＦＳＫ信号ｖ_j を準備
できるので、ＦＨ−ＳＳの信号を狭帯域で伝送できる。
隣接するタイムスロットのＦＳＫ信号ｖ_j 相互間の干渉
を除き得る利点もある。

【００２３】図１４にアナログ連続情報の高品質狭帯域
伝送に適用した形態例を示す。図１５の（ａ）、（ｂ）
は、図１４の各部の信号波形を示す。図１４に示すｖ_A
（ｔ）を図１５の（ａ）、（ｂ）に示すアナログ連続信
号とし、このアナログ連続信号ｖ_A （ｔ）のもつ周波数
成分の上限をｆ_m とすれば、式（２）の標本化レートｆ
_S が用いられる。アナログ連続信号ｖ_A （ｔ）の標本値
に式（３２）の標本化波形を乗ずれば、図１４に示す送
信波形_S （ｔ）が得られる。この送信波形_S （ｔ）は受
信側で受信波形ｒ（ｔ）となり、受信機４ｃでは前述の
説明と同様に相関復調されて復調相関出力信号ｂ_n が得
られる。図１４の点線に示すように、復調相関出力信号
ｂ_n の系列に対し、乗算器３５によって復調用標本化関
数ｗ_n ’を乗ずればアナログ連続信号ｖ_A （ｔ）の復元
値ｖ_A・RE（ｔ）が得られる。一般には、推定処理回路１
０において標本値ａ_n のもつ特性を利用し、雑音で劣化
した復調相関出力信号ｂ_n から正しい標本値ａ_n を推定
する処理を施し、その後、復調用標本化関数ｗ_n ’を乗
ずれば、より高品質の波形を復調できる。

【００２４】図１４の伝送系で重要な点は図１６に示す
送信フィルタ１０５、受信フィルタ１０６の各フィルタ
特性Ｆ_S 、Ｆ_R のような送受信側に特別なフィルタを用
いていないことである。何となれば、送信波形_S （ｔ）
は完全にＢＨｚ以下に帯域制限されている。また受信側
では、相関によりＢＨｚ以上の雑音の影響を受けずに復
調できる。ただし、例えば送信波形_S （ｔ）により無線
搬送周波数を変調して、送信前に伝送周波数を高める場
合、無線帯域の簡単なフィルタを用いる必要は生ずるで
あろう。しかし、このフィルタに厳密な遮断特性は必要
なくそれによる伝送品質への悪影響はほとんどない。こ
のように通常のフィルタを変復調過程で必要としないこ
とは、図１、図１１の形態例でももっている利点であ
る。本発明は上述のように、源情報信号がインパルスの
場合はその振幅に、その他の波形の場合はその標本値
（或は、その波形と変調関数との相関値）に対し、変形
標本化関数（変調関数）を乗じて送信信号を作りこれを
シンボル系列にしたがって順次加算合成して送信し、受
信側では前記変形標本化関数（変調関数）との相関分析
により、源インパルスまたは源標本値を復元する方式に
より、標本値間、シンボル間干渉のない狭帯域無歪伝送
方式を実現できる。したがって、インパルス列の伝送、
スペクトル拡散伝送、帯域通過形データ伝送、アナログ
信号の伝送に適用して大きな効果がある。

【００２５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、請
求項８において、狭帯域で歪の生じない伝送方式を実現
することができ、これによって帯域制限伝送による信号
波形の劣化を避けることができるとともに、時間制限さ
れたデータ伝送波形などの、一般に送信アナログ波形を
歪なく伝送することができ、さらにランダムなインパル
ス系列の狭帯域無歪伝送も可能にすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による標本化関数波形による相関伝送方
式の一形態例を示すブロック図である。

【図２】（ａ）乃至（ｄ）は図１に示すブロック図を構
成する各部の波形例を示す模式図である。

【図３】（ａ）乃至（ｄ）は図１に示すブロック図を構
成する各部の波形例を示す模式図である。

【図４】本発明で使用する送信信号_{S k} （ｔ）のうち、
送信信号_S 0 （ｔ）を中心とし、ｈ＝１、ｈ’＝２とし
たときの送信信号_S 0 （ｔ）の波形と時間域で重複する
前後の送信信号_{S k} （ｔ）（ｋ＝−２、−１、０、１、
２）の一例を示す模式図である。

【図５】（ａ）及び（ｂ）は本発明で使用される、α＝
０に相当する標本化関数波形のスペクトルが付されたス
ペクトルＷ（ｆ）に２乗余弦特性および余弦特性のスペ
クトルを示す模式図である。

【図６】（ａ）及び（ｂ）は図５に示すスペクトルの時
間波形と自己相関特性を示す模式図である。

【図７】反対称関数の振幅を、ａ＝０．２／２Ｂとした
場合における、スペクトルＷ（ｆ）を示す模式図であ
る。

【図８】図７に示すスペクトルＷ（ｆ）の波形例を示す
模式図である。

【図９】図７に示すスペクトルＷ（ｆ）の自己相関関数
例を示す模式図である。

【図１０】標本点の各々と、０番目のフレームのｎ番目
の標本点に与える干渉量の平均値ｅ_AVE と、最大値ｅ_m
とを示す特性評価図である。

【図１１】本発明の他の形態例で、ＰＣＭ信号（２値イ
ンパルス系列）の伝送方式のブロック図である。

【図１２】（ａ）及び（ｂ）は図１１の上部側に示す形
態例で使用される送信２値情報ｂ_S と送信波形_S （ｔ）
との関係を示す模式図である。

【図１３】（ａ）及び（ｂ）は図１１の下部側に示す形
態例で、Ｌ＝７の場合の送信波形_S （ｔ）例を示す模式
図である。

【図１４】本発明の他の形態例で、アナログ連続情報の
高品質狭帯域伝送に適用した形態例を示すブロック図で
ある。

【図１５】（ａ）及び（ｂ）は図１４に示す形態例で使
用されるアナログ連続信号Ｖ_A （ｔ）と、送信波形_S
（ｔ）とを示す模式図である。

【図１６】ＦＳＫ伝送方式を使用した従来の送受信シス
テムの一例を示すブロック図である。

【図１７】図１６で使用されるＦＳＫ信号の一例を示す
波形図である。

【符号の説明】

２ａ…送信機、３…伝送路、４ａ…受信機、５…変調
器、６…標本化回路、７…乗算器、８…乗算器、９…積
分器、１０…推定処理回路、１１…判定回路、２ｂ…送
信機、４ｂ…受信機、２３…２値３値変換回路、２４…
３値２値変換回路、２５…ブロック、２６…ブロック、
２７…乗算器、２８…乗算器、２９…積分器、３０…判
定回路、２ｃ…送信機、４ｃ…受信機、３５…乗算器

フロントページの続き (72)発明者 末広 直樹 茨城県つくば市竹園３−６−305−103 (72)発明者 大竹 孝平 神奈川県横浜市港北区新吉田町1941 (72)発明者 内藤 敏勝 神奈川県高座郡寒川町小谷二丁目１番１号 東洋通信機株式会社内

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 源情報信号波形を帯域制限された伝送チ
   ャネルを用いて伝送する方式において、 予め設定した標本化レートの各標本点において、該源情
   報信号波形の標本値を求め、該標本点の各々に対し該各
   標本値に対応する振幅レベルをもち、かつその自己相関
   値がシフト量が０の点を除き、該各標本点において零と
   なるような変形標本化関数波形を割り当て、 これらのレベル対応変形標本化関数波形の系列と該隣接
   波形の複数個とを部分的に時間域で重複する形で加算合
   成することにより送信波形を構成し、 受信側では、該各標本点に予め準備した前記変形標本化
   関数波形と同一または相似する波形により、受信信号と
   の相関処理を該各標本点を中心とする標本間隔よりも長
   い時間域に亘り施し、 その結果得られる相関値をもとに前記源情報信号波形を
   復元または該波形の情報を検出する、 ことを特徴とする標本化関数波形による相関伝送方式。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の標本化関数波形による
   相関伝送方式において、 前記変形標本化関数として、該変形標本化関数波形の２
   乗波形の周波数スペクトルと標本化レートの整数倍の周
   波数系列との周波数領域たたみこみ演算により求まる周
   波数特性が定数となるような関数波形の中の一つを用い
   る、 ことを特徴とする標本化関数波形による相関伝送方式。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の標本化関数波形による
   相関伝送方式において、 前記源情報信号波形を２値または多値インパルス系列と
   し、該各インパルスに前記変形標本化関数を割当て、そ
   れらを部分的に時間域で重複する形で加算合成した送信
   波形を作り、 受信側で、前記変形標本化関数と相似の関数を各標本点
   に準備し、これらの関数により受信入力を相関分析する
   ことにより送信された源情報信号波形の２値または多値
   インパルス系列を検出する、 ことを特徴とする標本化関数波形による相関伝送方式。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の標本化関数波形による
   相関伝送方式において、 前記源情報信号波形を直接拡散形スペクトル拡散方式で
   用いる擬似ランダム信号のチップインパルス系列とし、
   該各インパルスに前記変形標本化関数を割当て、それら
   を部分的に時間域で重複する形で加算合成した送信波形
   を作り、 受信側で、前記変形標本化関数と相似の関数を各標本点
   に準備し、これらの関数により受信入力を相関分析する
   ことにより送信されたチップインパルス系列の推定値を
   作り、これらと受信側で準備している前記擬似ランダム
   信号のチップインパルス系列との相関値を求めることよ
   り、前記擬似ランダム信号の極性を判定する、 ことを特徴とする標本化関数波形による相関伝送方式。
5. 【請求項５】 請求項１に記載の標本化関数波形による
   相関伝送方式において、 前記源情報信号波形を帯域通過形データ信号とし、該デ
   ータ信号の１シンボルを一定の標本化レートで標本化
   し、その標本値に対応する振幅をもち、且つ該標本点を
   中央とする変形標本化関数を作り、標本点毎に得られる
   該変形標本化関数の複数個の系列を時間域で部分的に重
   複する形で加算合成した送信波形に変換し、該送信波形
   を隣接するシンボルの同様な送信波形と部分的に時間域
   で重複した波形として送信する、 ことを特徴とする標本化関数波形による相関伝送方式。
6. 【請求項６】 請求項４に記載の標本化関数波形による
   相関伝送方式において、 受信側では、標本点毎に各標本点を中央とする前記標本
   化関数と同一のまたは相似の復調用変形標本化関数を準
   備し、該各復調用関数により受信信号との相関値を求
   め、この相関値の系列を復調標本値系列として、該標本
   化系列から送信シンボル波形の推定波形を復元する、 ことを特徴とする標本化関数波形による相関伝送方式。
7. 【請求項７】 請求項５に記載の標本化関数波形による
   相関伝送方式において、 復調標本値系列から送信した帯域通過形データのシンボ
   ル波形の電圧振幅を推定し、これと前記標本値系列をも
   とに該シンボル波形のシンボル周期より長い時間波形を
   復元し、この復元波形を相関分析することにより、源情
   報信号波形の情報を判定する、 ことを特徴とする標本化関数波形による相関伝送方式。
8. 【請求項８】 請求項１または４に記載の標本化関数波
   形による相関伝送方式において、 前記源情報信号波形を周波数ホップ形スペクトル拡散方
   式で用いる帯域通過形データ信号とし、該データ信号の
   周波数と位相をホッピングパターンに対応する値とし、 受信側では、該データ信号の周波数と位相の推定値を検
   出し、該推定値と前記ホッピングパターンとの相関値を
   求めることにより、ホッピングパターン対応情報を判定
   する、 ことを特徴とする標本化関数波形による相関伝送方式。
9. 【請求項９】 請求項１、又は請求項２において、変形
   標本化関数の代わりに、標本点の自己相関関数が０とな
   る変調関数を用い、標本値の代わりに源情報信号波形
   と、該変調関数との相関値を用いて送信波形を構成す
   る、 ことを特徴とする標本化関数波形による相関伝送方式。