KR102097366B1 - 구간합 궤환을 이용하는 반송파 주파수 오프셋 추정 방법 및 그 수신 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 주파수 편이 변조된 신호를 수신함에 있어서 반송파 주파수 오프셋을 추정하는 방법 및 상기 방법을 사용하는 장치에 관한 것으로서, 상기 수신한 신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성하는 주파수 복조부, 상기 유사 진폭 변조 신호로부터 구간합을 추출하는 구간합 추출부 및 상기 추출된 구간합의 궤환에 기초하여 상기 유사 진폭 변조 신호를 보상하는 반송파 주파수 오프셋 보상부를 포함하는 것을 특징으로 한다. 본 발명에 따르면, 긴 훈련 시간이나 복잡한 루프 필터가 없어도 백색 잡음 및 무작위한 잡음에 강인한 특성을 가지는 고감도의 수신기 구현이 가능하다는 효과가 있다.

Description

구간합 궤환을 이용하는 반송파 주파수 오프셋 추정 방법 및 그 수신 장치{CARRIER FREQUENCY OFFSET ESTIMATION METHOD USING SEGMENT SUM FEEDBACK AND RECEIVER USING THE METHOD}

본 발명은 반송파 주파수 오프셋 추정 방법 및 그 수신 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 주파수 편이 변조(Frequency Shift Keying, FSK)된 신호를 수신함에 있어서 반송파 주파수 오프셋을 추정하는 방법 및 상기 방법을 사용하는 장치에 관한 것이다.

주파수 편이 변조 방식은 이진수 '1b'와 이진수 '0b'로 이루어진 디지털 정보를 아날로그 반송파의 주파수에 실어 보내는 방식으로서, 이진수 '1b'는 높은 주파수(양(+) 방향의 주파수 편이), 이진수 '0b'는 낮은 주파수(음(-) 방향의 주파수 편이)로 변환되고, 변환 과정에서 주파수 대역을 효율적으로 사용하기 위해서 가우시안 필터를 적용한 가우시안 주파수 편이(Gaussian frequency shift keying)된 변조 파형을 사용할 수 있다.

주파수 편이 변조 방식을 사용하는 통신 규약인 블루투스 스마트(Bluetooth Smart 또는 Bluetooth Low Energy)의 경우, 최소-최대 주파수 편이 크기를 정의하는 변조 지수(modulation index)가 0.495와 0.505 사이의 값을 갖도록 핵심 규격 5.0 버전에서 정의하고 있다. 도 1은 2.4GHz ISM(Industrial Scientific Medical) 대역의 반송파 주파수 Fc로 전송되는 심볼 전송 속도 Fs = 1 Ms/s, 변조 지수 h = 0.5 변조 신호의 유효한 최소-최대 주파수 편이를 나타내고 있다. 도 1을 참조하면, 심볼 전송 속도 Fs = 1 Ms/s일 때, +1 심볼에 해당하는 이진수 '1b'의 신호는 중심 주파수 Fc로부터 F+ = +250 kHz의 주파수 편이(양(+) 방향의 주파수 편이)를 가지고, -1 심볼에 해당하는 이진수 '0b'의 신호는 중심 주파수 Fc로부터 F- = -250 kHz 의 주파수 편이(음(-) 방향의 주파수 편이)를 가진다.

종래의 일반적인 주파수 편이 변조 신호 수신기의 주요 블록이 도 2에 도시되어 있다. 도 2를 참조하면, 수신기는 감쇄된 신호의 이득을 증가시켜 일정한 크기를 갖도록 하고 변조한 신호에서 반송파 성분을 제거하여 기저 대역(baseband) 신호를 획득하는 프론트 엔드 회로, 선택적으로 원하는 채널을 통과시키는 필터, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 표본화기, 주파수 변조 신호를 유사 진폭 변조 신호로 변환하고 잡음과 왜곡에 의해서 감손된 신호의 품질을 높이는 주파수 복조기 및 심볼 간격으로 판별하여 원천 비트열(이진수 열)을 얻는 비트열 생성기(또는 결정기, decision maker)를 포함한다.

한편, 블루투스 스페셜 인터레스트 그룹(Bluetooth SIG)에서 발표한 핵심 규격 5.0 버전에서 정의한 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전의 패킷 형식은 도 3의 LE UNCODED PHY와 도 4의 LE CODED PHY로 나누어진다. 도 3의 LE UNCODED PHY는 종전의 핵심 규격 4.2 버전의 패킷 구조와 동일하다. 도 4의 LE CODED PHY는 핵심 규격 5.0 버전부터 도입된 패킷 형식이고, 프리앰블(Preamble), FEC 블록 1(Forward Error Correction Block 1)과 FEC 블록 2(Forward Error Correction Block 2)로 구성된다. 프리앰블은 패킷 동기와 등화에 사용된다. FEC 블록 1는 C=8로 고정된 부호율로 부호화되고, FEC 블록 2는 FEC 블록 1의 CI 필드에 정의된 값에 따라 C=2 또는 C=8의 약속된 부호율로 부호화된다. 전체 패킷은 1Ms/s의 전송 속도를 가지고, 도 5와 도 6은 각각 LE UNCODED PHY와 LE CODED PHY 기저 대역 신호를 예시적으로 나타내고 있다.

일반적으로 송신기가 보낸 신호는 채널을 지나 수신기로 도달하는 과정에서 크기와 위상의 왜곡을 겪는다. 그리고 가격 경쟁력을 높이기 위해서 좋지 않은 성능의 믹서, 필터, 증폭기 등을 포함하는 저전력의 아날로그 프론트 엔드로 구현하면 소자의 정합특성이 떨어져서 전체 시스템 성능을 떨어뜨릴 수 있다. 대표적으로 비선형성, IQ 부정합, VCO 페이즈 노이즈, 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋 등을 들 수 있다. 특히 주파수에 디지털 정보를 실어서 보내는 주파수 편이 변조 방식의 경우 송·수신단 사이의 반송파 주파수 오프셋은 치명적으로 작용하여 수신단 결정기의 판별 오류 확률을 높이는 역할을 한다.

블루투스 스마트는 데이터를 패킷으로 만들어 통신하는데, 연결 계층과 연계된 데이터 전송을 선행하여 연속적으로 반복되는 파일롯(pilot) 신호를 전송함으로써, 수신단의 패킷 검출과 심볼 타이밍 및 주파수 오프셋 추정에 이용할 수 있도록 한다. 도 3과 도 4을 참조하면, 초기의 프리앰블이 상기의 파일롯 신호에 해당한다. 프리앰블은 규격마다 고유하게 정해지는데, 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전에서 LE UNCODED PHY 패킷은 이진수열 '10b' 또는 '01b'가 4회 연속적으로 반복되는 패턴을 갖고, LE CODED PHY 패킷은 이진수열 '00111100b'가 10회 연속적으로 반복되는 패턴을 갖는다.

반복되는 패턴을 보내는 이유는 수학식 1과 같은 자기상관(autocorrelation) 연산으로 주파수 오프셋을 추정하기 위함이다. 수신 신호의 자기상관 연산 결과는 임의로 크기(A)로 감쇄된 송신 신호의 앙상블 평균(ensemble average)과 잡음 성분의 앙상블 평균의 합으로 나타난다. 표본 수(M)를 반복 패턴의 주기와 동일하게 적용하면 송신 신호의 앙상블 평균은 1이 되고, 표본 수(M)이 충분히 크게 적용하면 잡음 성분의 앙상블 평균은 평균화 효과에 의하여 영(zero)의 값으로 수렴하므로, 최종적으로 자기상관 연산 출력의 위상(

) 변화를 관측함으로써 주파수 오프셋(Ω)을 구하게 된다.

그런데, 수학식 1의 자기 상관 연산은 매우 복잡하다는 문제가 있어서, 이를 해결하기 위한 구현 방식으로서 FM 변조 신호를 AM 변조 신호로 변환하는 주파수 복조기의 출력을 이용하는 방식이 있다. 도 5의 LE UNCODED PHY 패킷과 도 6의 LE CODED PHY 패킷에서 도시되어 있는 바와 같이 프리앰블의 주파수 복조 파형은 음(-)과 양(+) 방향의 주파수 편이가 반복되는 유사 사인파(sine wave-like) 형태로 나타난다. 도 5와 도 6은 외부의 반송파 주파수 오프셋이 없는 경우로서 수신단의 주파수 복조기를 거친 기저대역의 프리앰블의 복조 파형은 최소-최대 주파수 편이는 반대 극성을 갖지만 절대 크기는 동일한 형태를 갖게 되므로 최소 주파수 편이와 최대 주파수 편이의 중간값은 영(zero)으로 계산된다. 이와 비교하여, 도 7은 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우로서 해당 오프셋에 상응하는 상수만큼 편향(bias)된 경향으로 나타나고, 최소 주파수 편이와 최대 주파수 편이의 중간값(fo)은 영(zero)이 아닌 반송파 주파수 오프셋으로 계산된다. 따라서, 이러한 원리를 이용하면 수학식 1과 같이 복잡한 자기상관 연산을 대신하여 간단하게 '최소-최대 중간값'을 계산함으로써 반송파 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.

상술한 원리를 이용하여 반송파 주파수 오프셋을 보상하기 위한 종래기술로서 미국등록특허 제6,642,797호에는 각각의 신호 패킷에 대하여 도 5 및 도 6에 도시된 것과 유사한 구조를 가지는 프리앰블 구간 동안 주파수 오프셋을 추정 및 보상하는 기술이 공지되어 있다. 도 8을 참조하면, 아날로그 디지털 변환기, 저주파 통과 필터 주파수 복조기, 디지털 피크 검출기 및 오프셋 노말라이저가 포함되는데, 디지털 피크 검출기에서 주파수 성분의 최대 포지티브 피크(maximum positive peak)와 최대 네거티브 피크(maximum negative peak)를 검출하고, 최대 포지티브 피크와 최대 네거티브 피크 사이의 중간값으로 반송파 주파수 오프셋을 계산하고, 이를 오프셋 노말라이저가 보상하는 구성이다.

한편, 블루투스 스마트는 비용과 저전력을 고려하고 아날로그 회로 설계 규격을 완화하는데, 그 중에서 최대 +/-100kHz의 초기 반송파 주파수 오프셋(initial carrier frequency offset)과 패킷 내에서 625Hz의 주기로 최대 +/-50kHz의 반송파 주파수 표류(carrier frequency drift)를 허용하고 있다. 따라서, 초기 반송파 주파수 오프셋에 대응하기 위하여 프리앰블을 이용한 “포착” 장치와 액세스 어드레스와 프로토콜 데이터 유닛의 연결 계층 데이터 구간에서 표류하는 반송파 주파수 오프셋에 대응하기 위한 “추적” 장치가 필요하다.

그런데, 연결 계층 데이터 구간은 사전에 약속된 패턴을 갖는 프리앰블과 다르게 비트열이 임의성을 가지므로 음(-)의 주파수 편이와 양(+) 방향의 주파수 편이가 대칭적으로 나타나지 않고 불특정한 파형을 갖는다. 따라서, 반송파 주파수 오프셋이 불특정한 패턴을 갖는 주파수 편이와 섞이기 때문에, 미국등록특허 제6,642,797호에 공지된, 특정 시점의 '최소-최대 중간값'은 반송파 주파수 오프셋을 대표하지 못하는 문제가 있다.

프리앰블 구간에서 추정한 오프셋이 사용자 데이터 구간(액세스 어드레스 구간과 프로토콜 데이터 유닛 구간)에서도 유용하게 쓰이도록 오프셋의 변화 추이를 예상하는 방식을 채택한 기술이 미국등록특허 제8,411,797호에 공지되어 있다. 이 기술은 랜덤한 데이터 구간에서 순시적 '최소-최대 중간값'으로 주파수 오프셋을 추정하는 방식의 단점을 극복하기 위해서 통계적 '최소-최대 중간값' 방식을 사용한다. 즉, 순시값은 데이터에 의한 오프셋으로 정확도가 떨어지지만, 오랜 시간에 걸쳐서 관찰하면 결국 최대 포지티브 피크와 최대 네거티브 피크가 대칭적으로 일정한 크기로 수렴한다는 통계적 특성을 이용한다. 최대 포지티브 피크와 최대 네거티브 피크를 슬라이딩 평균 방식으로 구하여 데이터의 임의성 효과를 제거하고 두 피크의 중간값으로 반송파 주파수 오프셋의 미세한 변화 추이를 추적하는 것이다.

소자 특성으로 발생하는 백색 잡음은 일반적으로 송신 신호의 크기와 위상 정보를 왜곡하여 수신단 신호 복원의 장애물로 작용한다. 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전은 최대 수신 감도를 LE UNCODED PHY의 경우 -70dBm, LE CODED PHY의 경우 -82dBm로 정의하는데, 주파수 대역폭을 고려한 상기 신호 크기 영역에서의 신호 대비 잡음 전력비는 모두 25dB 이상에 해당할 정도로 매우 높기 때문에 실질적으로 잡음 성분은 상대적으로 매우 작다. 잡음의 크기가 작을 경우 프리앰블 구간에서 '최소-최대 중간값' 방식으로 구한 반송파 오프셋 포착값과 연결 계층 데이터 구간에서 '피크 슬라이딩 평균값' 방식으로 구한 반송파 오프셋 추적값은 매우 높은 정확도를 갖는다.

그러나, 고감도 수신기에 대한 요구를 만족하기 위해서는 LE UNCODED PHY의 경우 -92dBm, LE CODED PHY의 경우 -104dBm 이하의 영역에서 동작할 수 있어야 한다. 상기 신호 크기 영역에서는 상대적으로 백색 잡음의 전력이 수신 신호와 동등한 수준까지 높게 나타나므로 신호와 심하게 맞서 신호경계를 읽을 수 없게 되어 기존의 '최소-최대 중간값' 방식을 이용한 추정값의 신뢰도는 매우 낮아지기 때문에 고감도 수신기에 적합하도록 포착 성능 개선이 요구된다.

가우시안 주파수 편이 변조 방식은 스펙트럼 효율성을 높이기 위해서 이진수 열에 가우시안 필터(Gaussian filter)를 적용하여 전송 채널의 대역폭을 제한하는데, 필터링 과정에서 심볼간 간섭(inter-symbol interference)이 발생해서 신호 파형을 왜곡시킨다. 프리앰블은 심볼간 간섭을 고려하여 음(-) 방향의 주파수 편이와 양(+) 방향의 주파수 편이가 대칭으로 나타나도록 약속된 이진수 열로써 '최소-최대 중간값' 방식을 이용하여 반송파 주파수 오프셋 포착에 사용할 수 있지만, 무작위 이진수 열로 구성된 연결 계층 데이터 구간에서는 심볼간 간섭으로 인하여 음(-) 방향의 주파수 편이와 양(+) 방향의 주파수 편이가 무작위로 비대칭적인 파형으로 나타나기 때문에 특정 시점을 기준으로 '최소-최대 중간값' 방식으로 반송파 주파수 오프셋을 추정하면 오차가 커지는 문제가 있다.

또한, 데이터의 무작위성에 의한 심볼간 주파수 편이 비대칭성이 상기의 고감도 신호 크기 영역의 잡음 성분과 결합하면 복조된 신호의 품질을 급격히 악화시키기 때문에 기존의 '피크 슬라이딩 평균값' 방식을 이용한 추적값의 신뢰도가 매우 낮아진다. 이에 대응하기 위해서 특정되지 않은 데이터를 이용한 NDA(non-data aided) 추정 방법은 크게 발생하는 지터(jitter)를 줄이기 위해 가변의 대역폭을 갖는 루프 필터(loop filter) 등을 이용한 미세 오차 조정 구조로 구현하는데, 수렴하기까지 걸리는 훈련 시간(training time)이 크게 문제가 되지 않는 회선통신과 다르게 짧은 시간 단위의 버스트 전송(burst transmission) 모드로 동작하는 패킷 통신에서는 긴 훈련 시간이 허용되지 않고 훈련 시간 동안 발생하는 자기 잡음(self noise)이 시스템 성능을 직접적으로 떨어뜨리는 한계를 가지고 있어 고감도 수신기에 적합하지 않다는 문제가 있다.

US 6642797 B1. US 8411797 B2.

본 발명은 상기와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 창안된 것으로, 고감도 신호 크기 영역에서 주파수 편이 변조 신호의 반송파 주파수 오프셋을 추정하기 위해 종래의 '최소-최대 중간값' 방식이 잡음에 취약하다는 문제를 해결하여 포착 성능을 개선하는 방법 및 그 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

또한, 종래의 NDA 예측 방식이 큰 지터와 긴 훈련 시간으로 패킷 통신에 적합하지 않다는 문제를 해결하여 추적 성능을 개선한 수신기를 구성하는 방법 및 그 장치를 제공하는 것을 또 다른 목적으로 한다.

상기 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 주파수 편이 변조된 신호를 수신하는 장치에 있어서, 상기 수신한 신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성하는 주파수 복조부; 상기 유사 진폭 변조 신호로부터 구간합을 추출하는 구간합 추출부; 및 상기 추출된 구간합의 궤환에 기초하여 상기 유사 진폭 변조 신호를 보상하는 반송파 주파수 오프셋 보상부를 포함하는 수신 장치가 제공된다.

상기 구간합 추출부는 임의의 시점부터 심볼 구간 동안 구간합을 추출할 수 있다.

상기 구간합은, 상기 유사 진폭 변조 신호가 양과 음의 방향으로 대칭적으로 주파수 편이를 나타내는 구간의 복수개 표본의 합일 수 있다.

상기 구간합은 상기 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 상태에서는 영(zero)의 값으로 나타날 수 있다.

상기 구간합은 상기 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우 상기 오프셋의 크기에 비례하는 값을 가지고, 상기 비례값은 표본화기의 심볼당 표본 개수에 기초하는 것일 수 있다.

상기 수신 장치는 상기 유사 진폭 변조 신호로부터 미리 설정된 시간 간격에 의하여 구분되는 비트열을 생성하는 비트열 생성부를 더 포함하고, 상기 구간합 추출부는 상기 생성된 비트열이 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 구간에서 상기 구간합을 추출할 수 있다.

상기 주파수 편이 대칭 조건은, 상기 생성된 비트열 내에서 임의의 극성으로 주파수 편이가 발생하고, 상기 발생한 주파수 편이 시점 전후로 상기 비트열이 반대 극성으로 대칭인 것일 수 있다.

상기 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명의 다른 일 실시예에 따르면, 주파수 편이 변조된 신호를 수신하는 방법에 있어서, 상기 수신한 신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성하는 단계; 상기 유사 진폭 변조 신호로부터 구간합을 추출하는 단계; 및 상기 추출된 구간합의 궤환에 기초하여 상기 유사 진폭 변조 신호를 보상하는 단계를 포함하는 수신 방법이 제공된다.

상기 구간합은 임의의 시점부터 심볼 구간 동안 추출할 수 있다.

상기 구간합은, 상기 유사 진폭 변조 신호가 양과 음의 방향으로 대칭적으로 주파수 편이를 나타내는 구간의 복수개 표본의 합인 것일 수 있다.

상기 구간합은 상기 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 상태에서는 영(zero)의 값으로 나타날 수 있다.

상기 구간합은 상기 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우 상기 오프셋의 크기에 비례하는 값을 가지고, 상기 비례값은 표본화기의 심볼당 표본 개수에 기초하는 것일 수 있다.

상기 수신 방법은 상기 유사 진폭 변조 신호로부터 미리 설정된 시간 간격에 의하여 구분되는 비트열을 생성하는 단계를 더 포함하고, 상기 구간합은 상기 생성된 비트열이 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 구간에서 추출할 수 있다.

상기 주파수 편이 대칭 조건은, 상기 생성된 비트열 내에서 임의의 극성으로 주파수 편이가 발생하고, 상기 발생한 주파수 편이 시점 전후로 상기 비트열이 반대 극성으로 대칭인 것일 수 있다.

또한, 또 다른 바람직한 일 실시예에 따르면, 전술한 각 방법을 실행시키기 위한 프로그램이 기록된, 컴퓨터-판독가능한 기록매체가 제공된다.

이상과 같이, 본 발명에 따르면, 주파수 편이 변조 신호를 복조하여 생성된 유사 진폭 변조 신호로부터 구간합 궤환 기법으로 반송파 주파수 오프셋을 보상함으로써, 백색 잡음 및 무작위한 잡음에 강인한 특성을 가지는 고감도의 수신기 구현이 가능하다는 효과가 있다.

또한, 본 발명에 따르면, 프리앰블 신호의 경우에는 구간합 궤환 기법이 구간합을 구하는 연산 시작 위치와 무관하게 동작하므로 패킷 수신 특성상 초기에 심볼 타이밍이 결정되지 않은 단계에서 프리앰블을 이용하여 반송파 주파수 오프셋 포착 및 추적을 할 수 있다는 효과가 있다.

또한, 본 발명에 따르면, 패턴 매퍼가 적용된 신호에서도 전구간에서 구간합 궤환 기법을 사용할 수 있으므로 연결 계층 데이터를 이용하여 반송파 주파수 오프셋과 주파수 표류의 포착 및 추적을 할 수 있다는 효과가 있다.

또한, 본 발명에 따르면, 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 경우에만 구간합 궤환을 적용하여 유효한 오차 척도와 유효하지 않은 오차 척도를 선별하는 방법을 제시함으로써, 기존의 NDA 예측기법이 패킷 통신에서 갖는 큰 지터와 긴 훈련 시간이라는 단점을 극복할 수 있고, 복잡한 루프 필터를 구현하지 않아도 매우 높은 추적 성능을 보이며 주파수 표류를 제거할 수 있다는 효과가 있다.

도 1은 잡음과 주파수 오프셋이 존재하지 않는 이상적인 환경에서 블루투스 송신기에서 전송하는 주파수 편이 변조 신호의 주파수 특성을 나타내는 도면이다.
도 2는 종래의 일반적인 블루투스 수신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 3은 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전의 LE UNCODED PHY 신호의 패킷구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전의 LE CODED PHY 신호의 패킷구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 강전계에서 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 이상적인 환경에서 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전의 LE UNCODED PHY 패킷 신호가 수신기의 주파수 복조기를 통과한 후의 프리앰블 파형을 나타내는 도면이다.
도 6은 강전계에서 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 이상적인 환경에서 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전의 LE CODED PHY 패킷 신호가 수신기의 주파수 복조기를 통과한 후의 프리앰블 파형을 나타내는 도면이다.
도 7은 종래의 수신기에서 주파수 복조기를 통과한 파형과 '최소-최대 중간값'을 이용하여 반송파 오프셋을 추정하는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 종래의 '최소-최대 중간값' 방식에 따른 수신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따라 수신기의 주파수 복조기를 통과한 파형과 구간합을 이용하여 반송파 오프셋을 추정하는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 본 발명의 다른 일 실시예에 따라 수신기의 주파수 복조기를 통과한 프리앰블 파형에서 구간합을 이용한 반송파 오프셋 추정 방식이 구간합의 연산 시작 시점과 무관함을 나타내는 도면이다.
도 11은 +50kHz의 주파수 오프셋이 존재하는 강전계에서 블루투스 스마트 패킷 신호가 수신기의 주파수 복조기를 통과한 후의 파형의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 12는 +50kHz의 주파수 오프셋이 존재하는 약전계에서 블루투스 스마트 패킷 신호가 수신기의 주파수 복조기를 통과한 후의 파형의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 13은 본 발명의 또 다른 일 실시 예에 따른 주파수 편이 변조 신호 수신 장치를 나타내는 블록도이다.
도 14는 본 발명의 또 다른 바람직한 일 실시 예에 따른 주파수 편이 변조 신호 수신 장치를 나타내는 블록도이다.
도 15는 본 발명의 또 다른 바람직한 일 실시 예에 따라 구간합 궤환을 이용하는 반송파 주파수 오프셋 추정 방법에 대한 구체적인 일례를 나타내는 순서도이다.
도 16은 본 발명의 또 다른 바람직한 일 실시 예에 따라 구간합 궤환을 이용하는 반송파 주파수 오프셋 추정 방법에 대한 구체적인 일례를 나타내는 순서도이다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명의 실시예에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 도시되고 설명되며 그 이외 부분의 도시와 설명은 본 발명의 요지를 흐리지 않도록 생략하였다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다.

또한, 이하에서 설명되는 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니 되며, 본 발명을 가장 적절하게 표현할 수 있도록 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야 한다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우만을 한정하는 것이 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

설명의 간략함을 위해, 본 명세서에서는 예시를 들어 순서도 또는 플로우 차트의 형태로 하나 이상의 방법이 일련의 단계로서 도시되고 기술되어 있지만, 본 발명이 단계들의 순서에 의해 제한되지 않는데 그 이유는 본 발명에 따라 본 명세서에 도시되고 기술되어 있는 것과 다른 순서로 또는 다른 단계들과 동시에 행해질 수 있기 때문이라는 것을 잘 알 것이다. 또한, 예시된 모든 단계들이 본 발명에 따라 방법을 구현해야만 하는 것은 아닐 수 있다.

본 발명의 다양한 실시예들을 설명함에 있어, 대응되는 구성요소에 대해서는 동일한 명칭 및 동일한 참조부호를 부여하여 설명하도록 한다. 본 발명의 실시예를 설명하기 위하여 참조하는 도면에서 구성요소의 크기나 선의 두께 등은 이해의 편의상 과장되게 표현되어 있을 수 있다.

명세서 전체에서, 주파수 편이 변조된 신호의 예로서 블루투스 규격을 예시로 들지만, 본 발명은 블루투스 신호에만 한정되는 것은 아니며, 주파수 편이 변조된 신호를 수신하는 다양한 통신 규격에 적용이 가능하다.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따라 수신기의 주파수 복조기를 통과한 파형과 구간합을 이용하여 반송파 오프셋을 추정하는 방식을 설명하기 위한 도면으로서, 고감도 수신 영역 또는 고감도 신호 크기 영역에서도 백색 잡음에 맞서 반송파 주파수 오프셋을 포착하기 위한 '구간합 궤환(segment sum feedback)' 기법이 도시되어 있다.

본 발명에 따른 구간합 궤환 기법은, N(자연수)개의 심볼 구간동안 복수개 또는 모든 표본의 합을 구하여 구간합을 추출하고, 추출한 구간합을 반송파 주파수 오프셋 추정에 사용하는 방법이다.

백색 잡음은 관측 시간이 늘어날수록 앙상블 평균값이 영(zero)으로 수렴하는 경향을 가지고 있는데 이를 백색 잡음의 평균화 효과라고 한다. 배경 기술에서 설명한 종래의 '최소-최대 중간값' 방식이 최소 주파수 편이와 최대 주파수 편이가 대칭적으로 나타나는 특정 시점의 표본값을 이용하는 반면에, 제안하는 구간합 궤환' 기법은 도 9에서 도시된 바와 같이 음(-) 방향의 주파수 편이 파형과 양(+) 방향의 주파수 편이 파형이 대칭적으로 나타나는 구간의 복수개의 표본을 이용할 수 있다.

먼저, 반송파 주파수 오프셋이 없는 경우에 대하여 설명하기로 한다. 송신단이 {1, 1, -1, -1}을 1MHz의 디지털 신호를 송출했다고 가정하면, 주파수 복조기의 출력은 {1, 1, -1, -1}일 것이다. 대표값을 판정하면 0011과 같이 되어(anlaog +1은 digital 0, analog -1은 digital 1로 매핑) 주파수 편이가 대칭적으로 나타나므로 구간합 궤환 기법을 사용할 수 있고, {1, 1, -1, -1}의 구간합은 0이 된다. 따라서, 주파수 오프셋이 없다면 구간합은 '0'이 되고, 구간합 궤환도 '0'이 된다. 즉, 반송파 주파수 오프셋이 없으므로 궤환되는 값도 '0'이다.

다음으로, 반송파 주파수 오프셋이 있는 경우에 대하여 설명하기로 한다. 송신단이 {1, 1, -1, -1}을 1MHz의 디지털 신호를 송출하고, 반송파 주파수 오프셋(A)이 있다고 가정하면, 주파수 복조기의 출력은 {1+A, 1+A, -1+A, -1+A }일 것이다. 따라서, 구간합은 '4A'가 되므로, '0'이 아닌 '4A'의 값을 궤환할 수 있고, 상기 궤환된 값 '4A'에 기초하여 반송파 주파수 A를 추정 및 제거할 수 있다.

구간합(4A)은 반송파 주파수 오프셋(A)과 표본 개수(4개)의 곱으로 표현될 수 있다. 구간합(4A)을 표본 개수로 나눈(normalization) 값 A를 복조기의 출력에 -A로 더하면, 반송파 주파수 오프셋이 제거될 수 있다.

표본 개수는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 표본화기 속도에 의해서 결정된다. 가령, 특정한 시점에 1개의 표본만을 사용하는 '최소-최대 중간값' 방식에 비해서, 도 9에 도시된 바와 같이 심볼 당 표본 수를 8이라고 가정하면 구간합 궤환 기법은 8개의 표본을 사용할 수 있게 되어 평균화 효과로 인하여 잡음 전력비는 1/8로 줄어들게 되고 주파수 오프셋 포착 성능이 9dB 개선되는 효과를 얻게 된다.

특히 블루투스 스마트 규격에서 정의하는 프리앰블은 음(-) 방향의 주파수 편이과 양(+) 방향의 주파수 편이가 대칭적으로 나타나는 구간(segment)이 반복되는 파형이므로 구간합 궤환 기법을 적용하기에 매우 적절하다. 더욱이 프리앰블을 수신하는 초기 단계에서는 심볼 타이밍이 아직 결정되지 않은 상태이므로, 특정 시점에 무관하게 동작한다는 점은 매우 큰 장점으로 작용한다.

또한, LE CODED PHY 신호는 추가로 패턴 매퍼(pattern mapper)가 적용되어 있어서 8μs 주기의 프리앰블은 9dB, 4μs 단위의 프로토콜 데이터 유닛 구간은 6dB가 추가로 개선되기 때문에 매우 효과적이다.

또한, 프리앰블 신호 및 패턴 매퍼가 적용된 신호는 동일한 세그먼트가 반복되는 파형이므로 도 10에 예시된 바와 같이 시작 시점에 무관하게 구간합은 동일하게 계산될 수 있다. 즉, 도 9의 A 시점에서 시작하여 한 심볼 구간 동안 계산된 구간합과, 도 10의 B 시점에서 시작하여 한 심볼 구간 동안 계산된 구간합은 동일할 수 있다.

다음으로, 수신한 신호가 반복 패턴 신호가 아닌 경우, 즉, 프리앰블 신호나 패턴 매퍼가 적용되지 않은 신호의 경우에 대하여 설명하기로 한다.

반복 패턴 신호가 아닌 무작위 이진수 열로 구성된 연결 계층 데이터 구간에서는 심볼간 간섭으로 인하여 음(-) 방향의 주파수 편이와 양(+) 방향의 주파수 편이가 무작위로 비대칭적인 파형으로 나타날 수 있다. 이런 경우는 구간합을 선별적으로 적용하여 유효한 오차 척도를 구분하여 궤환하는 것이 바람직하다.

따라서, 이러한 경우에는 복조기 출력 비트열이 '주파수 편이 대칭' 조건을 만족하는 구간을 추출한다. '주파수 편이 대칭' 조건은, 복조기 출력으로 생성된 비트열 내에서 임의의 극성으로 주파수 편이가 발생하고, 상기 발생한 주파수 편이 시점 전후로 상기 비트열이 반대 극성으로 대칭인 것을 의미한다.

심볼간의 간섭 특성은 가우시안 필터의 길이에 의해서 결정되는데, 블루투스 스마트 규격에서 정의하는 BT(Bandwidth Time)=0.5의 가우시안 필터는 3심볼 이내에 99.999% 이상의 에너지가 집중되는 특성을 가지고 있다. 즉, 임의의 극성으로 주파수 편이하는 파형을 결정하는 최소 이진수 열의 길이는 3이다. 3심볼 이상의 일련의 이진수 열에 대해 임의의 극성으로 주파수 편이가 발생하고, 연속적으로 일련의 이진수 열에 대해서 대칭되는 반대 극성의 주파수 편이가 발생한다면 두 이진수 열을 묶어서 '주파수 편이 대칭' 조건을 만족하는 비트열로 정의하고, 발생하는 두 파형을 묶어서 구간합으로 사용할 수 있다.

예를 들면, 복조기에서 출력된 일련의 이진수 열이 '000111b'라고 가정하면, 전자의 '000b'에 의해 발생한 파형과 후자의 '111b'에 의해 발생한 파형은 서로 상반되는 극성의 주파수 편이를 갖고 있으므로 '000111b'은 '주파수 편이 대칭' 조건을 만족하는 비트열에 해당하고, 상기 비트열이 발생한 구간에서 해당 파형의 구간합을 추출하여 반송파 주파수 오프셋 추정에 필요한 오차 척도로 사용할 수 있다.

또 다른 예를 들면, 복조기에서 출력된 일련의 이진수 열이 '0011b'이라면 전자의 '001b'과 후자의 '011b' 역시 서로 반대의 극성의 주파수 편이를 갖고 있으므로 구현의 자유도 측면에서 '주파수 편이 대칭' 비트열에 해당하고, 상기 비트열이 발생한 구간에서 해당 파형의 구간합을 추출하여 반송파 주파수 오프셋 추정에 필요한 오차 척도로 사용할 수 있다.

상술한 실시예는 3심볼 길이의 가우시안 필터을 가정하여 주파수 편이 대칭 조건이 도출되는 것을 예를 들었으나, 이에 반드시 한정되지는 않으며, 본 발명에 따른 주파수 편이 대칭 조건은 송/수신 환경 또는 회로의 구성을 고려하여 확률적으로 유의미한 심볼의 개수와 구간, 또는 일정한 기준 비율 이상의 에너지가 집중되는 심볼 구간에 기반하여 다르게 결정할 수 있다.

블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전에서 정의하는 LE UNCODED PHY 신호의 경우, 프리앰블은 전(全) 구간이 반복 패턴 신호이므로 전구간에 대하여 구간합 궤환 기법 적용이 가능하다. 반면, 액세스 어드레스를 포함한 연결 계층 데이터 구간의 경우 반복 패턴 신호가 아니므로, 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 비트열 구간에 대하여만 선별적으로 해당 파형의 구간합을 계산하여 추적에 필요한 오차 척도로 사용할 수 있다.

또 다른 예로서, 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전에서 정의하는 LE CODED PHY 신호의 경우, 프리앰블은 반복 패턴 신호이고, 액세스 어드레스와 FEC 블록 1은 이진수 열 '0011b' 또는 '1100b'의 패턴 매퍼가 적용되어 있으므로 전(全) 구간에 대해서 구간합 궤환 기법을 적용할 수 있다. 또한, FEC 블록 2는 125kbps 전송 속도 모드의 경우 동일하게 이진수 열 '0011b' 또는 '1100b'의 패턴 매퍼가 적용되어 있으므로 역시 전(全) 구간에 대해서 구간 합 궤환 기법을 적용할 수 있다. 다만, FEC 블록 2의 500kbps 전송 속도 모드의 경우는, 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 비트열 구간에 대하여만 선별적으로 해당 파형의 구간합을 계산하여 추적에 필요한 오차 척도로 사용할 수 있다.

한편, 수신기가 수신하는 신호가 반복 패턴 신호인지를 알 수 있으면, 구간합 궤환 기법의 운영이 원활할 수 있는데, 이는 통신 규약에 의하여 용이하게 판별할 수 있다.

예를 들어, 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전에서 정의하는 LE CODED PHY 신호의 경우, 도 4의 신호가 순차적으로, 즉, 프리앰블, FEC1, FEC2의 순서로 수신된다.

우선 프리앰블 신호가 수신되고 있는지를 인지하려면, 프리앰블을 동기워드로 사용하여 패킷 검출을 시도하여 출력이 임계값을 넘으면 프리앰블의 시작점을 찾을 수 있다. 그러면, 그 시작점에서부터 80usec 동안 프리앰블 신호는 유지되므로 해당 신호구간이 프리앰블 구간임을 수신기는 인지할 수 있다.

프리앰블 신호가 수신되고 있는지를 인지하는 다른 방법으로서, BLE 송수신은 625usec라는 정해진 time slot 간격으로 전파가 이루어지므로, 에너지 검출기를 사용하여 신호가 수신되는 시점을 알 수 있다. 규격에 의해서 프리앰블이 제일 먼저 송출되므로 에너지 검출기가 켜지는 시점부터 80usec 동안을 프리앰블 구간으로 인지가 가능하다.

다음으로 FEC1 신호를 인지하려면, 80usec의 프리앰블이 지나가고 규격에 의해 296usec동안 FEC1이 수신되므로 해당 시간의 구간을 FEC1으로 인지할 수 있다.

이어서 FEC2 신호를 인지하려면, FEC1이 끝나는 시점부터 TERM2 신호가 끝나는 시점까지가 FEC2 신호이다. 단, 수신되는 FEC2가 125kbps 전송 모드인지 500kbps 전송 모드인지에 대한 정보가 필요한데, 이 정보는 FEC1의 CI(coderate indicator) 필드에 정의되어 있다.

블루투스 신호에 대하여 본 발명에 따른 구간합 궤환 기법의 운영 방식을 요약하면 표 1과 같다.

도 11 및 도 12는 +50kHz의 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 환경에서 각각 강전계 및 약전계에서 블루투스 스마트 패킷 신호가 수신기의 주파수 복조기를 통과한 후의 파형의 일 예를 나타내는 도면이다.

도 11을 참조하면, 반송파 주파수 오프셋이 발생하면 기저대역의 주파수 복조 파형은 주파수 편이의 평균값이 영(zero)으로 나타나지 않고 반송파 주파수 오프셋의 크기에 상응하는 상수(constant value)만큼 편향(biased)되는 양상을 보인다. 이 때 편향되는 오프셋의 상수를 도 7, 도 9 및 도 10에서는 fo로 도시하였다. 반송파 주파수 오프셋 fo = +50kHz이라고 가정하면 수신기의 기저대역에서 관측된 최소/최대 주파수 편이는 도 5 및 6의 이상적인 환경에서 설명한 -250kHz/+250kHz의 영역값에서 +50kHz만큼 편향된 -200kHz/+300kHz의 영역값을 가지게 된다. 백색 잡음이 수신 신호 크기에 비해서 작은 강전계 신호 영역에서는 도 11에서 나타나는 바와 같이 '최소-최대 중간값'을 계산함으로써 반송파 주파수 오프셋이 +50kHz임을 간단하게 알 수 있고, 이러한 편향의 크기를 제거하는 방식으로 반송파 주파수 오프셋 보상을 수행할 수 있다.

그러나, 도 12를 참조하면, 약전계 신호 영역에서의 수신 신호를 주파수 복조한 파형은 신호와 잡음의 경계가 뚜렷하지 않으므로 '최소-최대 중간값' 방식으로 반송파 주파수 오프셋을 추정할 경우 결과의 신뢰도가 떨어지게 된다. 반면, 본 발명에 따른 구간합 궤환 기법은 이러한 약전계라고 하더라도 심볼 구간에서 복수개 표본 값의 합을 구하는 것이므로, 통계적인 측정 횟수가 많을수록 앙상블 평균값은 영으로 수렴하는 원리에 의하여 고감도의 수신기를 구현할 수 있는 것이다.

도 13은 본 발명의 또 다른 일 실시 예에 따른 주파수 편이 변조 신호 수신 장치(10)를 나타내는 블록도이다.

도 13을 참조하면, 본 발명에 따른 수신 장치(10)는 주파수 복조부(11), 구간합 추출부(15) 및 반송파 주파수 오프셋 보상부(17)를 포함할 수 있다. 수신 장치(10)는 이 외에도 표본화기(19), 저주파통과필터(LPF) 등을 더 포함하여 구성될 수 있다.

주파수 복조부(11)는 수신 장치(10)가 수신한 신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성할 수 있다.

구간합 추출부(15)는 생성된 유사 진폭 변조 신호로부터 구간합을 추출할 수 있다.

구간합 추출부(15)는, 도 9 내기 13에서 자세히 설명하였듯이, 임의의 시점부터 N(자연수) 개의 심볼 구간 동안 구간합을 추출할 수 있고, 또한, 유사 진폭 변조 신호가 양과 음의 방향으로 대칭적으로 주파수 편이를 나타내는 구간의 복수개 또는 모든 표본의 합으로 구간합을 계산 또는 추출할 수 있다.

또한, 구간합은 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 상태에서는 영(zero)의 값으로 나타날 수 있고, 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우에는 구간합은 오프셋의 크기에 비례하는 값을 가지고, 비례값은 표본화기(19)의 심볼당 표본 개수에 기초할 수 있다. 예를 들어, 반송파 주파수 오프셋의 크기가 fc이고, 심볼당 표본 개수가 8이라면, 구간합은 8fc가 된다.

반송파 주파수 오프셋 보상부(17)는 추출된 구간합의 궤환에 기초하여 상기 유사 진폭 변조 신호를 보상할 수 있다. 반송파 주파수 오프셋 보상부(17)는 추출된 구간합에 평균을 취하여 단위 표본 당 평균값을 계산할 수 있다. 계산한 단위 표본 당 평균값이 현재 구간에서 측정한 반송파 주파수 오프셋에 상응한다. 상기에 구한 구간별 오프셋 추정값을 가중 이동 평균 방식 등을 적용하여 반송파 주파수 오프셋의 추정값의 표준 편차를 줄이고, 송신단 설계가 용이하도록 규격에서 허용하는 주파수 표류(frequency drift)를 효과적으로 추적하여 제거하는 방식으로 동작한다. 간단한 예를 들면, 구간합(8fc)을 표본 개수(8)로 나눈(normalization) 값 fc를 주파수 복조부(11)의 출력에 -fc로 더하면, 반송파 주파수 오프셋이 제거될 수 있다.

도 14는 본 발명의 또 다른 바람직한 일 실시 예에 따른 주파수 편이 변조 신호 수신 장치(20)를 나타내는 블록도이다.

도 14를 참조하면, 도 13과의 차이점은 비트열 생성부(23)가 추가된 것으로서, 유사 진폭 변조 신호를 샘플링하여 일련의 비트열을 생성함으로써, 구간합 추출부(25)가 주파수 편이 대칭 조건을 용이하게 판별할 수 있도록 구체적으로 구현한 실시예이다.

비트열 생성부(23)는 주파수 복조부(11)에서 생성된 유사 진폭 변조 신호로부터 미리 설정된 시간 간격에 의하여 구분되는 비트열을 생성할 수 있다. 비트열 생성부(23)는 유사 진폭 변조 신호의 부호를 심볼 간격(T)으로 판별하여 원천 비트열(이진수 열)을 얻는 결정기(decision maker)일 수도 있다.

그러면, 구간합 추출부(25)는 비트열이 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 구간에서 유사 진폭 변조 신호로부터 구간합을 추출할 수 있다.

상기 주파수 편이 대칭 조건은, 도 9에서 설명하였듯이, 상기 생성된 비트열 내에서 임의의 극성으로 주파수 편이가 발생하고, 상기 발생한 주파수 편이 시점 전후로 상기 비트열이 반대 극성으로 대칭인 것을 의미할 수 있다.

구간합 추출부(25)는, 주파수 편이 대칭 조건을 판별하기 위해, 비트열 생성부(23)로부터 생성되는 비트열을 미리 설정된 개수만큼 누적하여 저장하는 메모리(FIFO 메모리)를 더 포함할 수도 있다.

반송파 주파수 오프셋 보상부(17)는 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 비트열 구간에 대하여만 선별적으로 해당 파형의 구간합을 추적에 필요한 오차 척도로 사용할 수 있다.

한편, 반송파 주파수 오프셋 보상부(17)는 제1시간 구간 이내에 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 비트열이 복수개 있다면 상기 제1시간 구간 이내의 복수의 유효한 오차 척도들의 대표값을 계산하고, 상기 대표값을 주파수 비례 신호에 보상할 수도 있다.

또한, 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 비트열이 복수 회 나타나면, 유효한 오차 척도들에 대한 통계적 처리를 통하여 오프셋의 변화 추이를 추적할 수 있다. 통계적 처리의 예시로는 앞에서 설명한 단순 평균, 슬라이딩 이동 평균, 가중 이동 평균 등의 기법이 적용 가능하다.

도 15는 본 발명의 또 다른 바람직한 일 실시 예에 따라 구간합 궤환을 이용하는 반송파 주파수 오프셋 추정 방법에 대한 구체적인 일례를 나타내는 순서도(S50)이다. 구간합 궤환 기법에 대하여는 도 9에서 상세히 설명하였으므로 생략하기로 한다.

도 15를 참조하면, 주파수 편이 변조된 신호를 수신하는 방법에 있어서, S51 단계에서는 수신한 신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성할 수 있다.

S51 단계에서는 유사 진폭 변조 신호로부터 구간합을 추출할 수 있다. 구간합은 임의의 시점부터 심볼 구간 동안 추출할 수 있다. 추출되는 구간합은, 유사 진폭 변조 신호가 양과 음의 방향으로 대칭적으로 주파수 편이를 나타내는 구간의 모든 표본의 합으로 계산될 수 있다.

또한, 구간합은 상기 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 상태에서는 영(zero)의 값으로 나타날 수 있다. 또한, 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우 상기 오프셋의 크기에 비례하는 값을 가지고, 상기 비례값은 표본화기의 심볼당 표본 개수일 수 있다.

S53 단계에서는 추출된 구간합의 궤환에 기초하여 상기 유사 진폭 변조 신호를 보상할 수 있다.

도 16은 본 발명의 또 다른 바람직한 일 실시 예에 따라 구간합 궤환을 이용하는 반송파 주파수 오프셋 추정 방법에 대한 구체적인 일례를 나타내는 순서도(S70)이다. 구간합 궤환 기법에 대하여는 도 9에서 상세히 설명하였으므로 생략하기로 한다.

도 16을 참조하면, 주파수 편이 변조된 신호를 수신하는 방법에 있어서, S71 단계에서는 수신한 신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성할 수 있다.

S73 단계에서는 유사 진폭 변조 신호로부터 미리 설정된 시간 간격에 의하여 구분되는 비트열을 생성할 수 있다.

S75 단계에서는 S73 단계에서 생성된 비트열이 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 구간을 추출할 수 있다. 주파수 편이 대칭 조건은, 생성된 비트열 내에서 임의의 극성으로 주파수 편이가 발생하고, 상기 발생한 주파수 편이 시점 전후로 상기 비트열이 반대 극성으로 대칭 또는 보수(complement)인 것을 의미할 수 있다.

S77 단계에서는, S75 단계에서 추출된 구간에서, 유사 진폭 변조 신호로부터 구간합을 추출할 수 있다.

추출되는 구간합은, 유사 진폭 변조 신호가 양과 음의 방향으로 대칭적으로 주파수 편이를 나타내는 구간의 복수개 또는 모든 표본의 합으로 계산될 수 있다.

또한, 구간합은 상기 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 상태에서는 영(zero)의 값으로 나타날 수 있다. 또한, 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우 상기 오프셋의 크기에 비례하는 값을 가지고, 상기 비례값은 표본화기의 심볼당 표본 개수일 수 있다.

S79 단계에서는 추출된 구간합의 궤환에 기초하여 유사 진폭 변조 신호를 보상할 수 있다.

이상과 같이, 본 실시예들에 의하면, 주파수 편이 변조 신호를 복조하여 생성된 유사 진폭 변조 신호로부터 구간합 궤환 기법으로 반송파 주파수 오프셋을 보상함으로써, 백색 잡음 및 무작위한 잡음에 강인한 특성을 가지는 고감도의 수신기 구현이 가능하다.

또한, 본 실시예들에 의하면, 프리앰블 신호의 경우에는 구간합 궤환 기법이 구간합을 구하는 연산 시작 위치와 무관하게 동작하므로 패킷 수신 특성상 초기에 심볼 타이밍이 결정되지 않은 단계에서 프리앰블을 이용하여 반송파 주파수 오프셋 포착 및 추적을 할 수 있다.

또한, 본 실시예들에 의하면, 패턴 매퍼가 적용된 신호에서도 전구간에서 구간합 궤환 기법을 사용할 수 있으므로 연결 계층 데이터를 이용하여 반송파 주파수 오프셋과 주파수 표류의 포착 및 추적을 할 수 있다.

또한, 본 실시예들에 의하면, 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 경우에만 구간합 궤환을 적용하여 유효한 오차 척도와 유효하지 않은 오차 척도를 선별하는 방법을 제시함으로써, 기존의 NDA 예측기법이 패킷 통신에서 갖는 큰 지터와 긴 훈련 시간이라는 단점을 극복할 수 있고, 복잡한 루프 필터를 구현하지 않아도 매우 높은 추적 성능을 보이며 주파수 표류를 제거할 수 있다.

또한, 이상에서 설명된 주파수 편이 변조된 신호의 반송파 주파수 오프셋 보상 방법의 실시예는 다양한 컴퓨터 구성요소들을 통하여 수행될 수 있는 컴퓨터 프로그램 명령어의 형태로 구현될 수 있다. 또한, 상기 구현된 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록될 수도 있다. 언급된 기록 매체는 ROM, 자기 디스크 혹은 콤팩트 디스크, 광 디스크 등 일 수 있으나, 이에 반드시 한정되지는 않는다.

이상에서와 같이, 본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 다른 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의하여 정해져야 할 것이다.

10, 20: 주파수 편이 변조 신호 수신 장치
11: 주파수 복조부
15, 25: 구간합 추출부
17: 반송파 주파수 오프셋 보상부
19: 표본화기
23: 비트열 생성부

Claims (15)

1. 주파수 편이 변조된 신호를 수신하는 장치에 있어서,
   수신한 신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성하는 주파수 복조부;
   상기 유사 진폭 변조 신호로부터 구간합을 추출하는 구간합 추출부; 및
   상기 추출된 구간합의 궤환에 기초하여 상기 유사 진폭 변조 신호를 보상하는 반송파 주파수 오프셋 보상부;
   를 포함하되,
   상기 구간합 추출부는,
   상기 유사 진폭 변조 신호에 대하여 반복 패턴인 부분과 반복 패턴이 아닌 부분을 구분하여, 반복 패턴인 부분에 대해서는 임의의 시점부터 심볼 구간 동안 구간합을 추출하며, 반복 패턴이 아닌 부분에 대해서는 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 구간에 대해서 구간합을 추출하는 수신 장치.
   
2. 삭제
3. 제1항에 있어서,
   상기 구간합은, 상기 유사 진폭 변조 신호가 양과 음의 방향으로 대칭적으로 주파수 편이를 나타내는 구간의 복수개 표본의 합인 것을 특징으로 하는 수신 장치.
   
4. 제1항에 있어서,
   상기 구간합은 상기 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 상태에서는 영(zero)의 값으로 나타나는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
   
5. 제1항에 있어서,
   상기 구간합은 상기 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우 상기 오프셋의 크기에 비례하는 값을 가지고, 상기 비례값은 표본화기의 심볼당 표본 개수에 기초하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
   
6. 제1항에 있어서,
   상기 유사 진폭 변조 신호의 반복 패턴이 아닌 부분에 대하여 미리 설정된 시간 간격에 의하여 구분되는 비트열을 생성하는 비트열 생성부를 더 포함하고,
   상기 구간합 추출부는 상기 생성된 비트열이 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 구간에서 상기 구간합을 추출하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
   
7. 제6항에 있어서,
   상기 주파수 편이 대칭 조건은, 상기 생성된 비트열 내에서 임의의 극성으로 주파수 편이가 발생하고, 상기 발생한 주파수 편이 시점 전후로 상기 비트열이 반대 극성으로 대칭인 것을 특징으로 하는 수신 장치.
   
8. 주파수 편이 변조된 신호를 수신하는 방법에 있어서,
   상기 수신한 신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성하는 단계;
   상기 유사 진폭 변조 신호에 대하여 반복 패턴인 부분과 반복 패턴이 아닌 부분을 구분하여, 반복 패턴인 부분에 대해서는 임의의 시점부터 심볼 구간 동안 구간합을 추출하며, 반복 패턴이 아닌 부분에 대해서는 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 구간에 대해서 구간합을 추출 단계; 및
   상기 추출된 구간합의 궤환에 기초하여 상기 유사 진폭 변조 신호를 보상하는 단계;
   를 포함하는 수신 방법.
   
9. 삭제
10. 제8항에 있어서,
    상기 구간합은, 상기 유사 진폭 변조 신호가 양과 음의 방향으로 대칭적으로 주파수 편이를 나타내는 구간의 복수개 표본의 합인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
    
11. 제8항에 있어서,
    상기 구간합은 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 상태에서는 영(zero)의 값으로 나타나는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
    
12. 제8항에 있어서,
    상기 구간합은 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우 상기 오프셋의 크기에 비례하는 값을 가지고, 상기 비례값은 표본화기의 심볼당 표본 개수에 기초하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
    
13. 제8항에 있어서,
    상기 유사 진폭 변조 신호의 반복 패턴이 아닌 부분에 대하여 미리 설정된 시간 간격에 의하여 구분되는 비트열을 생성하는 단계를 더 포함하고,
    상기 구간합은 상기 생성된 비트열이 주파수 편이 대칭 조건을 만족하는 구간에서 추출하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
    
14. 제13항에 있어서,
    상기 주파수 편이 대칭 조건은, 상기 생성된 비트열 내에서 임의의 극성으로 주파수 편이가 발생하고, 상기 발생한 주파수 편이 시점 전후로 상기 비트열이 반대 극성으로 대칭인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
    
15. 청구항 제8항 또는 제10항 내지 청구항 제14항 중의 어느 한 항에 따른 방법을 실행시키기 위한 컴퓨터프로그램이 기록된, 컴퓨터-판독가능한 기록매체를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
    

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