KR102097367B1

KR102097367B1 - 직교성을 갖는 동기 워드를 이용한 독립적인 패킷 검출 방법 및 그 수신 장치

Info

Publication number: KR102097367B1
Application number: KR1020170184495A
Authority: KR
Inventors: 추상영; 문기태; 홍석균
Original assignee: 어보브반도체 주식회사
Priority date: 2017-12-29
Filing date: 2017-12-29
Publication date: 2020-04-06
Also published as: KR20190081747A; US20190207743A1; US10523416B2

Abstract

본 발명은 주파수 편이 변조된 복수개의 신호가 공존하는 환경에서 직교성을 갖는 동기 워드를 이용하여 독립적인 패킷 검출을 수행하는 방법 및 그 수신 장치에 관한 것으로, 수신한 제1신호 또는 제2신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성하는 주파수 복조부, 상기 생성된 유사 진폭 변조 신호의 부호를 판별하는 부호 판별기 및 상기 판별된 부호에 기초하여, 제1동기 워드와의 이원 상관값인 제1상관값 및 제2동기 워드와의 이원 상관값인 제2상관값을 계산하는 다중 이원 상관기를 포함하는 것을 특징으로 한다. 본 발명에 따르면, 주파수 편이 변조된 복수개의 신호가 공존하는 환경에서 직교성 또는 유사 직교성을 갖는 동기 워드를 이용하여 상관값을 검출하는 다중 이원 상관기를 사용함으로써, 독립적이고 안정적으로 패킷을 검출하는 효과가 있다. 또한, 본 발명에 따르면, 패킷 검출을 위해 주파수 복조된 신호의 부호만을 사용하는 이원 상관기를 사용함으로써, 수신 신호의 감쇄 크기에 무관하게 동작하므로 임계 판별기의 임계값을 실시간 추적없이 고정해서 사용할 수 있는 효과가 있어서 자동 이득 제어의 부정확성에 강인한 효과가 있는 동시에, 기존의 상관 연산이 갖는 높은 복잡도를 극복하고 매우 간단한 배타적 논리합으로 구현이 가능하여 저전력으로 동작시킬 수 있다는 효과가 있다.

Description

직교성을 갖는 동기 워드를 이용한 독립적인 패킷 검출 방법 및 그 수신 장치{INDEPENDENT PACKET DETECTION METHOD USING ORTHOGONAL SYNCHRONIZATION WORDS AND RECEIVER THEREOF}

본 발명은 주파수 편이 변조(Frequency Shift Keying, FSK)된 복수개의 신호가 공존하는 환경에서의 패킷 검출 방법 및 그 수신 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 직교성 또는 유사 직교성을 갖는 동기 워드를 이용하여 독립적이고 안정적으로 패킷을 검출하는 방법 및 그 수신 장치에 관한 것이다.

무선 통신에서 사용되는 주파수 편이 변조 방식은 이진수 '1b'와 이진수 '0b'로 이루어진 디지털 정보를 아날로그 반송파의 주파수에 실어 보내는 방식으로서, 이진수 '1b'는 높은 주파수(양(+) 방향의 주파수 편이), 이진수 '0b'는 낮은 주파수(음(-) 방향의 주파수 편이)로 변환되고, 변환 과정에서 주파수 대역을 효율적으로 사용하기 위해서 가우시안 필터를 적용한 가우시안 주파수 편이(Gaussian frequency shift keying)된 변조 파형을 사용할 수 있다.

주파수 편이 변조 방식을 사용하는 통신 규약인 블루투스 스마트(Bluetooth Smart 또는 Bluetooth Low Energy)의 경우, 최소-최대 주파수 편이 크기를 정의하는 변조 지수(modulation index)가 0.495와 0.505 사이의 값을 갖도록 핵심 규격 5.0 버전에서 정의하고 있다. 도 1은 2.4GHz ISM(Industrial Scientific Medical) 대역의 반송파 주파수 Fc로 전송되는 심볼 전송 속도 Fs = 1 Ms/s, 변조 지수 h = 0.5 변조 신호의 유효한 최소-최대 주파수 편이를 나타내고 있다. 도 1을 참조하면, 심볼 전송 속도 Fs = 1 Ms/s일 때, +1 심볼에 해당하는 이진수 '1b'의 신호는 중심 주파수 Fc로부터 F+ = +250 kHz의 주파수 편이(양(+) 방향의 주파수 편이)를 가지고, -1 심볼에 해당하는 이진수 '0b'의 신호는 중심 주파수 Fc로부터 F- = -250 kHz 의 주파수 편이(음(-) 방향의 주파수 편이)를 가진다.

종래의 일반적인 주파수 편이 변조 신호 수신기의 주요 블록이 도 2에 도시되어 있다. 도 2를 참조하면, 수신기는 감쇄된 신호의 이득을 증가시켜 일정한 크기를 갖도록 하고 변조한 신호에서 반송파 성분을 제거하여 기저 대역(baseband) 신호를 획득하는 프론트 엔드 회로, 선택적으로 원하는 채널을 통과시키는 필터, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 표본화기, 주파수 변조 신호를 유사 진폭 변조 신호로 변환하고 잡음과 왜곡에 의해서 감손된 신호의 품질을 높이는 주파수 복조기 및 심볼 간격으로 판별하여 원천 비트열(이진수 열)을 얻는 비트열 생성기(또는 결정기, decision maker)를 포함한다.

한편, 블루투스 스페셜 인터레스트 그룹(Bluetooth SIG)에서 발표한 핵심 규격 5.0 버전에서 정의한 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전의 패킷 형식은 도 3의 LE UNCODED PHY와 도 4의 LE CODED PHY로 나누어진다. 도 3의 LE UNCODED PHY는 종전의 핵심 규격 4.2 버전의 패킷 구조와 동일하다. 도 4의 LE CODED PHY는 핵심 규격 5.0 버전부터 도입된 패킷 형식이고, 프리앰블(Preamble), FEC 블록 1(Forward Error Correction Block 1)과 FEC 블록 2(Forward Error Correction Block 2)로 구성된다. 프리앰블은 패킷 동기와 등화에 사용된다. FEC 블록 1는 C=8로 고정된 부호율로 부호화되고, FEC 블록 2는 FEC 블록 1의 CI 필드에 정의된 값에 따라 C=2 또는 C=8의 약속된 부호율로 부호화된다. 전체 패킷은 1Ms/s의 전송 속도를 가지고, 도 5와 도 6은 각각 LE UNCODED PHY와 LE CODED PHY 기저 대역 신호를 예시적으로 나타내고 있다.

일반적으로 송신기가 보낸 신호는 채널을 지나 수신기로 도달하는 과정에서 크기와 위상의 왜곡을 겪는다. 그리고 가격 경쟁력을 높이기 위해서 좋지 않은 성능의 믹서, 필터, 증폭기 등을 포함하는 저전력의 아날로그 프론트 엔드로 구현하면 소자의 정합특성이 떨어져서 전체 시스템 성능을 떨어뜨릴 수 있다. 대표적으로 비선형성, IQ 부정합, VCO 페이즈 노이즈, 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋 등을 들 수 있다. 특히 주파수에 디지털 정보를 실어서 보내는 주파수 편이 변조 방식의 경우 송·수신단 사이의 반송파 주파수 오프셋은 치명적으로 작용하여 수신단 결정기의 판별 오류 확률을 높이는 역할을 한다.

블루투스 스마트는 데이터를 패킷으로 만들어 통신하는데, 연결 계층과 연계된 데이터 전송을 선행하여 연속적으로 반복되는 파일롯(pilot) 신호를 전송함으로써, 수신단의 패킷 검출과 심볼 타이밍 및 주파수 오프셋 추정에 이용할 수 있도록 한다. 도 3과 도 4을 참조하면, 초기의 프리앰블이 상기의 파일롯 신호에 해당한다. 프리앰블은 규격마다 고유하게 정해지는데, 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전에서 LE UNCODED PHY 패킷은 이진수열 '10b' 또는 '01b'가 4회 연속적으로 반복되는 패턴을 갖고, LE CODED PHY 패킷은 이진수열 '00111100b'가 10회 연속적으로 반복되는 패턴을 갖는다.

반복되는 패턴을 보내는 이유는 수학식 1과 같은 자기상관(autocorrelation) 연산으로 주파수 오프셋을 추정하기 위함이다. 수신 신호의 자기상관 연산 결과는 임의로 크기(A)로 감쇄된 송신 신호의 앙상블 평균(ensemble average)과 잡음 성분의 앙상블 평균의 합으로 나타난다. 표본 수(M)를 반복 패턴의 주기와 동일하게 적용하면 송신 신호의 앙상블 평균은 1이 되고, 표본 수(M)이 충분히 크게 적용하면 잡음 성분의 앙상블 평균은 평균화 효과에 의하여 영(zero)의 값으로 수렴하므로, 최종적으로 자기상관 연산 출력의 위상(

) 변화를 관측함으로써 주파수 오프셋(Ω)을 구하게 된다.

그런데, 수학식 1의 자기 상관 연산은 매우 복잡하다는 문제가 있어서, 이를 해결하기 위한 구현 방식으로서 FM(주파수 변조) 신호를 유사 AM(진폭 변조) 신호로 변환하는 주파수 복조기의 출력을 이용하는 방식이 있다. 도 5의 LE UNCODED PHY 패킷과 도 6의 LE CODED PHY 패킷에서 도시되어 있는 바와 같이 프리앰블의 주파수 복조 파형은 음(-)과 양(+) 방향의 주파수 편이가 반복되는 유사 사인파(sine wave-like) 형태로 나타난다. 도 5와 도 6은 외부의 반송파 주파수 오프셋이 없는 경우로서 수신단의 주파수 복조기를 거친 기저대역의 프리앰블의 복조 파형은 최소-최대 주파수 편이는 반대 극성을 갖지만 절대 크기는 동일한 형태를 갖게 되므로 최소 주파수 편이와 최대 주파수 편이의 중간값은 영(zero)으로 계산된다. 이와 비교하여 반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우의 프리앰블은 해당 오프셋에 상응하는 상수만큼 편향(bias)된 경향으로 나타나고, 최소 주파수 편이와 최대 주파수 편이의 중간값(fo)은 영(zero)이 아닌 반송파 주파수 오프셋으로 계산된다. 따라서, 이러한 원리를 이용하면 수학식 1과 같이 복잡한 자기상관 연산을 대신하여 간단하게 '최소-최대 중간값'을 계산함으로써 반송파 주파수 오프셋을 추정할 수 있는 기술이 미국등록특허 제6,642,797호에 공지되어 있다.

한편, 주파수 오프셋을 보상한 신호는 다음 단계에서 패킷 검출기의 입력으로 사용된다. 도 7은 일반적으로 사용되는 패킷 검출 블록을 도시하고 있는데, 상관기(correlator)와 패킷 검출기(packet detector)로 구성된다. 패킷 검출기는 임계 판별기(threshold detector)를 구비하며, 상관기의 출력이 소정의 임계값 이상이면 패킷이 검출되는 것으로 판단한다. 수학식 2는 반송파 주파수 오프셋 보상기를 통과한 신호(demodulated signal, r)와 사전에 약속된 동기 워드(synchronization word, c) 간의 상관 척도(correlation metric, y) 계산식을 나타낸다. 여기서 N은 상관 척도 계산에 사용되는 표본의 개수를 나타내고 일반적으로 동기 워드의 배수로 정해진다. 임계 판별기는 상관 척도가 정해진 임계값 이상이면 유효한 패킷이 존재하는 것으로 판명하고 이후 프로토콜 데이터 유닛에 대한 정상적인 복호 과정를 수행한다.

그런데, 종래의 상관기는 다중 비트의 신호를 입력으로 수학식 2의 연산을 진행하기 때문에 HDL(Hardware Description Language)로 구현할 경우 다중 비트의 저장공간과 높은 해상도의 고정소수점 연산이 요구된다. 저비용과 저전력의 아날로그 소자 구현을 목적으로 하는 블루투스 스마트 기기에서 큰 칩 면적과 고전력의 디지털 연산은 지양되어야 하는 사양이므로 개선이 요구된다.

또한, 수학식 2에 의하면 상관기 출력에 해당하는 상관 척도(또는 상관값)는 입력 신호의 크기에 직접적으로 영향을 받기 때문에 자동 이득 조정이 정확하지 않으면 상관 척도값이 흔들리게 된다. 이에 임계 판별기(threshold detector)는 신호의 크기를 지속적으로 관찰해서 실시간으로 임계값 결정에 반영하기 위한 추가적인 장치가 요구되어 연산량을 더욱 높이는 결과를 초래하는 문제가 있다.

일반적인 블루투스 수신 장치의 예를 들어보면, LE CODED PHY와 LE UNCODED PHY는 송·수신단 간에 약속된 파일롯 용도로 프리앰블과 액세스 어드레스가 존재한다. LE UNCODED PHY 모드에서 프리앰블은 8μsec로 매우 짧아 패킷 검출을 위한 동기 워드로 사용하기에 적합하지 않아서 상대적으로 긴 구간을 갖는 32μsec의 액세스 어드레스를 동기 워드로 사용한다. 하지만 LE CODED PHY는 LE UNCODED PHY와 달리 액세스 어드레스가 CI 필드와 함께 FEC 블록 1으로 부호화되어 전송되므로 동기 워드로 사용하기 위해서 추가적인 신호처리가 요구된다는 문제가 있다.

또한, LE CODED PHY와 LE UNCODED PHY 등 주파수 편이 변조된 복수개의 신호가 공존하는 환경에서, 수신 장치는 동기화된 특정 시간 구간(time slot)에 어떤 종류의 신호가 들어올지 미리 알고 있지 못하고, 또한 해당 시간 구간에 신호가 들어올지 여부도 미리 알고 있지 못한다. 따라서, 해당 시간 구간에 맞춰서 패킷 검출을 위한 탐색 창(search window)을 열고 그 시간 내에 패킷이 검출되지 않으면 슬립(sleep)모드로 진입하고 다음 시간 구간까지 기다리면서 전력소비를 줄이는 방식으로 운용되고 있다. 이 때 패킷 검출이 비정상적인 상태로 빠질 수 있기 때문에 리셋 등의 보완 장치가 부가적으로 필요하게 된다. 따라서, 이러한 상황을 효율적으로 해결하여 필요한 패킷을 검출하고 필요하지 않은 패킷은 걸러냄으로써, 수신 장치가 안정적으로 동작하게 하는 노력이 필요하다.

US 6642797 B1.

본 발명은 상기와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 창안된 것으로, 주파수 편이 변조된 복수개의 신호가 공존하는 환경에서, 복잡한 상관 연산 방식의 구현 복잡도를 개선하는 동시에 자동 이득 제어(AGC; Automatic Gain Control)의 부정확성에 강인하고, 또한, 독립적이고 안정적으로 패킷을 검출하는 방법 및 그 수신 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 주파수 편이 변조된 제1신호 및 제2신호가 공존하는 환경에서 독립적인 패킷 검출을 수행하는 주파수 편이 변조 신호 수신 장치로서, 상기 수신한 제1신호 또는 제2신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성하는 주파수 복조부; 상기 생성된 유사 진폭 변조 신호의 부호를 판별하는 부호 판별기; 및 상기 판별된 부호에 기초하여, 제1동기 워드와의 이원 상관값인 제1상관값 및 제2동기 워드와의 이원 상관값인 제2상관값을 계산하는 다중 이원 상관기를 포함하고, 상기 제1,2동기워드는 서로 직교성 또는 유사 직교성을 갖는 것을 특징으로 하는 수신 장치가 제공된다.

상기 수신 장치는 상기 계산된 제1상관값이 제1임계값 이상이면 상기 제1신호의 패킷 검출로 판단하거나, 상기 계산된 제2상관값이 제2임계값 이상이면 상기 제2신호의 패킷 검출로 판단하는 패킷 검출부를 더 포함할 수 있다.

상기 수신 장치는 상기 계산된 제1,2상관값이 각각 제1,2임계값 미만이면 대기 모드로 진입하는 패킷 검출부를 더 포함할 수 있다.

상기 계산된 제1,2상관값은 상기 수신한 제1,2신호의 감쇄 크기와 무관하게 계산되는 값일 수 있다.

상기 제1상관값은 상기 판별된 부호와 상기 제1동기 워드의 배타적 논리합(XOR)으로 계산되고, 상기 제2상관값은 상기 판별된 부호와 상기 제2동기 워드의 배타적 논리합으로 계산될 수 있다.

상기 제1,2동기 워드는 각각 상기 제1신호의 프리앰블 및 상기 제2신호의 액세스 어드레스일 수 있다.

상기 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따르면, 주파수 편이 변조된 제1신호 및 제2신호가 공존하는 환경에서 독립적인 패킷 검출을 수행하는 주파수 편이 변조 신호 수신 방법으로서, 상기 수신한 제1신호 또는 제2신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성하는 단계; 상기 생성된 유사 진폭 변조 신호의 부호를 판별하는 단계; 상기 판별된 부호와 제1동기 워드와의 이원 상관값인 제1상관값을 계산하는 단계; 및 상기 판별된 부호와 제2동기 워드와의 이원 상관값인 제2상관값을 계산하는 단계를 포함하고, 상기 제1,2동기워드는 서로 직교성 또는 유사 직교성을 갖는 것을 특징으로 하는 수신 방법이 제공된다.

상기 수신 방법은 상기 계산된 제1상관값이 제1임계값 이상이면 상기 제1신호의 패킷 검출로 판단하거나, 상기 계산된 제2상관값이 제2임계값 이상이면 상기 제2신호의 패킷 검출로 판단하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 수신 방법은 상기 계산된 제1상관값이 제1임계값 미만이고, 상기 계산된 제2상관값이 제2임계값 미만이면 대기 모드로 진입하는 단계를 더 포함할 수 있다.

또한, 또 다른 바람직한 일 실시예에 따르면, 전술한 각 방법을 실행시키기 위한 프로그램이 기록된, 컴퓨터-판독가능한 기록매체가 제공된다.

이상과 같이, 본 발명에 따르면, 주파수 편이 변조된 복수개의 신호가 공존하는 환경에서 직교성 또는 유사 직교성을 갖는 동기 워드를 이용하여 상관값을 검출하는 다중 이원 상관기를 사용함으로써, 독립적이고 안정적으로 패킷을 검출하는 효과가 있다.

또한, 본 발명에 따르면, 패킷 검출을 위해 주파수 복조된 신호의 부호만을 사용하는 이원 상관기를 사용함으로써, 수신 신호의 감쇄 크기에 무관하게 동작하므로 임계 판별기의 임계값을 실시간 추적없이 고정해서 사용할 수 있어서 자동 이득 제어의 부정확성에 강인한 효과가 있는 동시에, 기존의 상관 연산이 갖는 높은 복잡도를 극복하고 매우 간단한 배타적 논리합으로 구현이 가능하여 저전력으로 동작시킬 수 있다는 효과가 있다.

도 1은 잡음과 주파수 오프셋이 존재하지 않는 이상적인 환경에서 블루투스 송신기에서 전송하는 주파수 편이 변조 신호의 주파수 특성을 나타내는 도면이다.
도 2는 종래의 일반적인 블루투스 수신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 3은 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전의 LE UNCODED PHY 신호의 패킷 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전의 LE CODED PHY 신호의 패킷 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 이상적인 환경에서 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전의 LE UNCODED PHY 패킷 신호가 수신기의 주파수 복조기를 통과한 후의 프리앰블 파형을 나타내는 도면이다.
도 6은 반송파 주파수 오프셋이 존재하지 않는 이상적인 환경에서 블루투스 스마트 핵심 규격 5.0 버전의 LE CODED PHY 패킷 신호가 수신기의 주파수 복조기를 통과한 후의 프리앰블 파형을 나타내는 도면이다.
도 7은 종래의 상관 연산 방식의 패킷 검출 방법을 나타내는 블록도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 이원 상관기를 이용한 패킷 검출 방법을 사용하는 수신 장치를 나타내는 블록도이다.
도 9는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 다중 이원 상관기를 이용한 패킷 검출 방법을 사용하는 수신 장치를 나타내는 블록도이다.
도 10은 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따라, 수신된 신호가 LE CODED PHY인지 LE UNCODED PHY인지 판단하는 다중 이원 상관기를 나타내는 블록도이다.
도 11은 본 발명의 또 다른 바람직한 일 실시 예에 따라, 직교성을 갖는 동기 워드를 이용한 독립적인 패킷 검출 방법에 대한 구체적인 일례를 나타내는 순서도이다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명의 실시예에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 도시되고 설명되며 그 이외 부분의 도시와 설명은 본 발명의 요지를 흐리지 않도록 생략하였다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다.

또한, 이하에서 설명되는 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니 되며, 본 발명을 가장 적절하게 표현할 수 있도록 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야 한다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우만을 한정하는 것이 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

설명의 간략함을 위해, 본 명세서에서는 예시를 들어 순서도 또는 플로우 차트의 형태로 하나 이상의 방법이 일련의 단계로서 도시되고 기술되어 있지만, 본 발명이 단계들의 순서에 의해 제한되지 않는데 그 이유는 본 발명에 따라 본 명세서에 도시되고 기술되어 있는 것과 다른 순서로 또는 다른 단계들과 동시에 행해질 수 있기 때문이라는 것을 잘 알 것이다. 또한, 예시된 모든 단계들이 본 발명에 따라 방법을 구현해야만 하는 것은 아닐 수 있다.

본 발명의 다양한 실시예들을 설명함에 있어, 대응되는 구성요소에 대해서는 동일한 명칭 및 동일한 참조부호를 부여하여 설명하도록 한다.

명세서 전체에서, 주파수 편이 변조된 신호의 예로서 블루투스 규격을 예시로 들지만, 본 발명은 블루투스 신호에만 한정되는 것은 아니며, 주파수 편이 변조된 신호를 수신하는 다양한 통신 규격에 적용이 가능하다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 이원 상관기를 이용한 패킷 검출 방법을 사용하는 수신 장치(10)를 나타내는 블록도이다.

도 8을 참조하면, 본 발명에 따른 수신 장치(10)는 주파수 복조부(11), 비트 판별기(13), 이원 상관기(15) 및 패킷 검출부(17)를 포함하여 구성될 수 있다. 수신 장치(10)는 이 외에도 표본화기, 저주파통과필터(LPF) 등을 더 포함하여 구성될 수 있으나 설명의 편의상 미도시하였다.

주파수 복조부(11)는 수신된 주파수 편이 변조 신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호(r)를 생성할 수 있다.

부호 판별기(13)는 생성된 유사 진폭 변조 신호(r)의 부호(b)를 판별할 수 있다.

패킷 검출부(17)는 이원 상관값(y)이 소정의 임계값 이상이면 정상적으로 패킷이 검출되었음을 인지할 수 있다.

이원 상관기(15)는 주파수 복조부(11)를 통과한 신호의 부호(b)를 입력으로 사용할 수 있다. 단일 비트로 정의된 동기 워드(c; synchronization word))와의 상관 연산은 단순한 카운터, 예를 들면 배타적 논리합(XOR)으로 대체될 수 있고 이원 상관기(15)의 출력인 이원 상관값은 y[n]∈{-N,…,+N}의 이산값을 갖는다. 수신 신호의 부호 정보만을 사용하기 때문에 신호 크기를 관찰하는 과정이 필요 없고 '고정 임계값'을 사용할 수 있다. 상술한 일련의 과정은 수학식 3과 같다.

먼저, 수학식 3을 이용하여 이원 상관값(y)을 구하고 패킷 검출을 판정하는 과정을 설명하기로 한다. 가령 수신신호 r = {1.1, 1.4, 1.2, -1.2, 1.5, 1.2}, 동기 워드 c = {1, -1}이라고 가정하고 임계값을 1.5라고 가정하면, 수신 신호(r)가 부호 판별기(13)를 거친 부호(b)는 다음과 같다.

b = {1, 1, 1, -1, 1, 1}

ADC 샘플링 시간간격마다 1 샘플씩 수신되고, 해당 시간마다 이원 상관값(y)의 순시값은 아래와 같이 계산된다. 이때, b vector는 수신되는 순서대로 버퍼링이 된다

T[0]: y = {1,-1}X{1,0} = sum[{1,-1}X{0,1}] = -1

T[1]: y = {1,-1}X{1,1} = sum[{1,-1}X{1,1}] = 0

T[2]: y = {1,-1}X{1,1} = sum[{1,-1}X{1,1}] = 0

T[3]: y = {1,-1}X{-1,1} = sum[{1,-1}X{1,-1}] = 2

T[4]: y = {1,-1}X{1,-1} = sum[{1,-1}X{-1,1}] = -2

T[5]: y = {1,-1}X{1,1} = sum[{1,-1}X{1,1}] = 0

T[6]: y = {1,-1}X{0,1} = sum[{1,-1}X{1,0}] = 1

y = {-1, 0, 0, 2, -2, 0, 1}

계산된 이원 상관값(y) 중에서 4번째 출력은 2로서 임계값(1.5)보다 크므로 패킷이 있다고 판정하고 해당 위치에 동기화시키는 방식으로 동작하게 된다.

다음으로, 종래의 일반 상관값 계산과 본 발명에 따른 이원 상관값을 비교하여 보기로 한다. 설명을 간략히 하고자 동기 워드가 2개이고 동기 워드가 {1, -1}이라고 가정하면, 송신단은 {1, -1}이라는 신호를 송출한다.

우선, 아무런 신호왜곡이 없다고 가정을 하면, 수신단은 {+1, -1}을 수신하게 되고, 이때 일반 상관값은 sum[{수신신호}x{동기 워드}] = sum[{+1, -1}x{+1, -1}] = 2가 되고, 이원 상관값도 sum[{+1, -1} x {+1, -1}] = 2가 된다. 패킷 유무를 판정하는 임계값을 1.5라고 가정하면 둘다 상관값은 임계값보다 크므로 패킷이 검출되었다고 정상 판정을 내린다.

그런데, 만약 공중으로 전파가 되는 사이에 신호 감쇄가 1/2로 발생하였다고 가정을 하면, 이 경우 수신 신호는 {+0.5, -0.5}가 된다. 따라서, {+0.5, -0.5}가 상관기로 입력이 되고, 이때 일반 상관값은 sum[{수신신호}x{동기 워드}] = sum[{+0.5, -0.5}x{+1, -1}] = 1이 되어 신호크기가 줄어든 만큼 0.5배 줄어들게 된다. 따라서, 신호크기의 변화를 추적해서 임계값을 보정하지 않으면(=원래의 1.5를 신호크기 감쇄에 해당하는 1/2로 scaling-down해서 0.75로 수정하지 않으면), 일반 상관기 출력을 이용할 경우에는 해당 패킷이 없다고 잘못 판단(1 < 1.5)하게 되는 문제가 있다.

반면, 이원 상관값은 sum[{sign(+0.5), sign(-0.5)} x {+1, -1}] = sum[{+1, -1} x {+1, -1}] = 2가 되어 이전과 변화가 없다. 따라서, 이원 상관기(15) 출력을 이용할 경우에는 패킷이 있다고 정상 판단(2 > 1.5)을 하게 된다(17). 즉, 이원 상관기는 입력신호의 부호성분만 이용하기 때문에 수신 신호 감쇄 크기와 무관하게 동작하며 임계값 역시 신호크기 추적없이 고정해서 사용할 수 있다는 장점이 있는 것이다.

따라서, 일반 상관기를 사용한다면 자동이득제어기가 필요하고 신호 감쇄크기를 실시간으로 추적하고 있어야 하고, 그 결과로 신호크기를 복원하든지 혹은 임계값을 조정하는 방식으로 운용되어야 하는 복잡도 측면의 단점이 있지만, 본 발명에 따른 이원 상관기(15)와 패킷 검출부(17)는 그러한 문제가 없으므로 자동 이득 제어의 부정확성에 강인한 효과가 있다.

도 9는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 다중 이원 상관기(25)를 이용한 패킷 검출 방법을 사용하는 수신 장치(20)를 나타내는 블록도이고, 도 10은 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따라, 수신된 신호가 LE CODED PHY인지 LE UNCODED PHY인지 판단하는 다중 이원 상관기(25)를 나타내는 블록도이다.

도 9를 참조하면, 도 8과의 차이점은 다중 이원 상관기(25)와 패킷 검출부(27)이다.

다중 이원 상관기(25)는 이원 상관기(15)와 마찬가지로 주파수 복조부(11)를 통과한 신호의 부호(b)를 입력으로 사용하지만, 동기 워드를 2개(c1, c2)를 사용한다는 점이 다르다. 그리고, 2개의 이원 상관값(y1, y2)을 계산하여 출력할 수 있다.

다시 블루투스의 예를 들어보면, LE CODED PHY는 프리앰블은 '00111100b' 또는 '11000011b' 이진수 열이 8μsec 주기로 반복되는 형식이고, LE UNCODED PHY 프리앰블은 '01b' 또는 '10b' 이진수열이 2μsec 주기로 반복되는 형식이다. 따라서, 8μsec 구간의 상관기에서 8μsec주기의 LE CODED PHY 프리앰블 동기 워드와 2μsec 주기의 LE UNCODED PHY 이진수 열은 수학식 4의 직교성(orthogonality) 특성을 갖는다.

이원 상관기(15)의 동기 워드로 LE UNCODED PHY의 프리앰블과 직교성을 갖는 LE CODED PHY의 프리앰블을 사용한다면, LE UNCODED PHY와 LE CODEC PHY가 공존(coexist)하는 환경에서 영(zero)의 상관 척도를 갖는 LE UNCODED PHY 패킷은 걸러내고 높은 상관척도를 갖는 LE CODED PHY 패킷은 선택적으로 검출할 수가 있다.

상술한 개념을 확장하면, LE CODED PHY 신호와 LE UNCODED PHY 신호가 공존하는 블루투스 스마트 환경에서 수신단 입장에서 현재 수신되는 신호의 패킷 형식에 대한 사전 지식이 없으므로, 블루투스 스마트 수신기는 자체적으로 수신 신호의 패킷 형식을 판단하는 기능이 요구된다.

도 10을 참조하면, 배타적 논리합(XOR) 로직을 포함하는 다중 이원 상관기(25)의 동기 워드(c1, c2)로서, LE CODED PHY 패킷 검출은 LE UNCODED PHY의 프리앰블과 직교성을 갖는 LE CODED PHY 프리앰블을 동기 워드로 사용하고, LE UNCODED PHY 패킷 검출은 LE CODED PHY 패킷과 유사 직교성을 갖는 액세스 어드레스를 동기 워드로 사용한 실시예가 도시되어 있다. 주파수 복조부(11)의 출력을 부호 판별기(13)를 통과시킨 입력(input signal)을 받아서, 2개의 동기 워드인 LE CODED 프리앰블(c1)과 LE UNCODED 액세스 어드레스(c2)와 각각 이원 상관값(y1, y2)을 구함으로써, 두 형식의 패킷이 공존하는 블루투스 스마트 환경에서 독립적인 패킷 검출이 가능한 시스템을 구현할 수 있다.

언급한 유사 직교성은, 두 신호 사이의 상관도(correlation)가 없을 경우 두 신호간의 내적(inner product)는 벡터의 길이가 길어질수록 영(zero)으로 근사화하는데, 이것을 유사직교성이라 한다. 대표적으로 랜덤(random)한 잡음 샘플간에는 유사직교성을 갖는다. CODED PHY의 프리앰블은 '0011100'이 반복되는 패턴을 갖고, UNCODED PHY는 32비트의 유사 랜덤 시퀀스(random sequence)로 이루어져 있는데, 그 신호간의 내적 역시 영(zero)에 근접한 값을 갖게 되므로 유사직교성을 갖는다.

패킷 검출부(27)는 2개의 이원 상관값(y1, y2)을 수신하며, 각각 소정의 임계값 이상이면 패킷 검출로 판단할 수 있다. 예를 들어, 제1신호의 동기 워드가 c1이고 제1임계값 이상이면 패킷 검출로 판단한다면, y1이 제1임계값 이상이면 제1신호의 패킷이 정상적으로 검출된 것이다. 마찬가지로, 제2신호의 동기 워드가 c2이고 제2임계값 이상이면 패킷 검출로 판단한다면, y2가 제2임계값 이상이면 제2신호의 패킷이 정상적으로 검출된 것이다.

c1과 c2는 직교성 또는 유사 직교성을 가지므로 y1과 y2가 동시에 임계값을 넘을 수는 없으므로, 수신 장치(20)가 비정상적인 패킷 검출 상태로 빠지는 것을 방지할 수 있다.

도 11은 본 발명의 또 다른 바람직한 일 실시 예에 따라, 직교성을 갖는 동기 워드를 이용한 독립적인 패킷 검출 방법에 대한 구체적인 일례를 나타내는 순서도(S50)이다. 설명의 편의를 위해 도 10의 실시예와 비교하면서 설명하기로 한다.

도 11을 참조하면, 주파수 편이 변조된 제1신호 및 제2신호가 공존하는 환경에서 독립적인 패킷 검출을 수행하는 주파수 편이 변조 신호 수신 방법으로서, S51 단계에서는 수신한 제1신호 또는 제2신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성할 수 있다.

도 10의 실시예와 비교하면, 제1신호는 LE CODED PHY 신호이고, 제2신호는 LE UNCODED PHY 신호일 수 있다.

S53 단계에서는, S51 단계에서 생성된 유사 진폭 변조 신호의 부호를 판별할 수 있다.

S55 단계에서는, S53 단계에서 판별된 부호와 제1동기 워드와의 이원 상관값인 제1상관값을 계산할 수 있다. 다시 도 10의 실시예와 비교하면, 제1동기 워드는 LE CODED 프리앰블이 된다.

계산된 제1상관값이 제1임계값 이상이면(S57), 제1신호의 패킷이 검출된 것으로 판단할 수 있다(S59). 이후 LE UNCODED PHY 검출을 중단하고, LE CODED PHY 신호 수신 단계에 진입하여 주파수 오프셋 추정과 같은 신호 복원 과정을 거치고 정상적인 수신 비트 판정기가 복원수신비트를 상위 레이어에 해당하는 연결계층(link layer)에 전달할 수 있다.

만약 계산된 제1상관값이 제1임계값 이상이 아니면(S57), S53 단계에서 판별된 부호와 제2동기 워드와의 이원 상관값인 제2상관값을 계산할 수 있다(S61). 이 때, 제2동기 워드는 LE UNCODED 액세스 어드레스일 수 있다. 여기에서 제1,2동기워드는 서로 직교성 또는 유사 직교성을 갖는 것이 바람직하다.

이 때, LE UNCODED 프리앰블과 LE UNCODED 액세스 어드레스는 직교성을 갖고 있으므로 LE CODED 이원 상관값(y1)은 낮은 값을 가지고, LE UNCODED PHY 이원 상관값(y2)는 높은 값을 가지게 된다.

계산된 제2상관값이 제2임계값 이상이면(S63), 제2신호의 패킷이 검출된 것으로 판단할 수 있다(S65). 이후 모든 PHY 검출을 중단하고 LE UNCODED 신호 수신 단계로 진입하여 주파수 오프셋 추정과 같은 신호 복원 과정을 거치고 정상적인 수신 비트 판정기가 복원수신비트를 상위 레이어에 해당하는 연결계층에 전달할 수 있다.

상기 계산된 제1,2상관값은 상기 수신한 제1,2신호의 감쇄 크기와 무관하게 계산되는 값이고, 판별된 부호와 제1,2동기 워드의 배타적 논리합(XOR)으로 각각 계산될 수 있다.

만약 계산된 제2상관값이 제2임계값 이상이 아니면(S63), 수신 장치(20)는 대기 모드로 진입할 수 있다(S67). 예를 들어, 해당 시간 구간(time slot)에 맞춰서 패킷 검출을 위한 탐색 창(search window)을 열고 그 시간 내에 패킷이 검출되지 않으면 슬립(sleep)모드로 진입하고 다음 시간 구간까지 기다리면서 전력소비를 줄이는 방식으로 운용할 수 있다. 즉, 해당 시간 내에 검출되지 않는 것을 워치독 타이머(watchdog timer)가 타임아웃(timeout)되는 것으로 구현할 수 있다.

이상과 같이, 본 실시예들에 의하면, 패킷 검출을 위해 주파수 복조된 신호의 부호만을 사용하는 이원 상관기를 사용함으로써, 수신 신호의 감쇄 크기에 무관하게 동작하므로 임계 판별기의 임계값을 실시간 추적없이 고정해서 사용할 수 있어서 자동 이득 제어의 부정확성에 강인한 효과가 있는 동시에, 기존의 상관 연산이 갖는 높은 복잡도를 극복하고 매우 간단한 배타적 논리합으로 구현이 가능하며, 또한 저전력으로 동작시킬 수 있다.

또한, 본 실시예들에 따르면, 주파수 편이 변조된 복수개의 신호가 공존하는 환경에서 직교성 또는 유사 직교성을 갖는 동기 워드를 이용하여 상관값을 검출하는 다중 이원 상관기를 사용함으로써, 독립적이고 안정적으로 패킷을 검출할 수 있다.

또한, 이상에서 설명된 직교성을 갖는 동기 워드를 이용한 독립적인 패킷 검출 방법의 실시예는 다양한 컴퓨터 구성요소들을 통하여 수행될 수 있는 컴퓨터 프로그램 명령어의 형태로 구현될 수 있다. 또한, 상기 구현된 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록될 수도 있다. 언급된 기록 매체는 ROM, 자기 디스크 혹은 콤팩트 디스크, 광 디스크 등 일 수 있으나, 이에 반드시 한정되지는 않는다.

이상에서와 같이, 본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 다른 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의하여 정해져야 할 것이다.

10, 20: 주파수 편이 변조 신호 수신 장치
11: 주파수 복조부
13: 부호 판별기
15: 이원 상관기
17, 27: 패킷 검출부
25: 다중 이원 상관기

Claims

블루투스 신호에 대하여 LE COEDE PHY와 LE UNCODED PHY 중 어느 하나에 따른 제1 신호와 나머지 하나에 따른 제2 신호가 공존하는 환경에서 독립적인 패킷 검출을 수행하는 수신 장치로서,
주파수 편이 변조되어 수신된 상기 제1신호 또는 제2신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성하는 주파수 복조부;
상기 유사 진폭 변조 신호의 부호를 판별하는 부호 판별기; 및
판별된 상기 부호에 대하여, LE CODED PHY 패킷의 프리앰블을 기초로 생성된 제1동기 워드와의 이원 상관값인 제1상관값 및 LE UNCODED PHY 패킷의 액세스 어드레스를 기초로 생성된 제2동기 워드와의 이원 상관값인 제2상관값을 계산하는 다중 이원 상관기;
를 포함하고,
상기 제1,2동기워드는 서로 직교성 또는 유사 직교성을 갖는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제1항에 있어서,
상기 계산된 제1상관값이 제1임계값 이상이면 상기 제1신호의 패킷 검출로 판단하거나, 상기 계산된 제2상관값이 제2임계값 이상이면 상기 제2신호의 패킷 검출로 판단하는 패킷 검출부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제1항에 있어서,
상기 계산된 제1,2상관값이 각각 제1,2임계값 미만이면 대기 모드로 진입하는 패킷 검출부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제1항에 있어서,
상기 계산된 제1,2상관값은 상기 수신한 제1,2신호의 감쇄 크기와 무관하게 계산되는 값인 것을 특징으로 하는 수신 장치.
제1항에 있어서,
상기 제1상관값은 상기 판별된 부호와 상기 제1동기 워드의 배타적 논리합(XOR)으로 계산되고, 상기 제2상관값은 상기 판별된 부호와 상기 제2동기 워드의 배타적 논리합으로 계산되는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
삭제
블루투스 신호에 대하여 LE COEDE PHY와 LE UNCODED PHY 중 어느 하나에 따른 제1 신호와 나머지 하나에 따른 제2 신호가 공존하는 환경에서 독립적인 패킷 검출을 수행하는 수신 방법으로서,
주파수 편이 변조되어 수신된 상기 제1신호 또는 제2신호로부터 주파수 편이에 비례하는 값을 가지는 유사 진폭 변조 신호를 생성하는 단계;
상기 유사 진폭 변조 신호의 부호를 판별하는 단계;
판별된 상기 부호에 대하여, LE CODED PHY 패킷의 프리앰블을 기초로 생성된 제1동기 워드와의 이원 상관값인 제1상관값을 계산하는 단계; 및
판별된 상기 부호에 대하여, LE UNCODED PHY 패킷의 액세스 어드레스를 기초로 생성된 제2동기 워드와의 이원 상관값인 제2상관값을 계산하는 단계;
를 포함하고,
상기 제1,2동기워드는 서로 직교성 또는 유사 직교성을 갖는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
제7항에 있어서,
상기 계산된 제1상관값이 제1임계값 이상이면 상기 제1신호의 패킷 검출로 판단하거나, 상기 계산된 제2상관값이 제2임계값 이상이면 상기 제2신호의 패킷 검출로 판단하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
제7항에 있어서,
상기 계산된 제1상관값이 제1임계값 미만이고, 상기 계산된 제2상관값이 제2임계값 미만이면 대기 모드로 진입하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
제7항에 있어서,
상기 계산된 제1,2상관값은 상기 수신한 제1,2신호의 감쇄 크기와 무관하게 계산되는 값인 것을 특징으로 하는 수신 방법.
제7항에 있어서,
상기 제1상관값은 상기 판별된 부호와 상기 제1동기 워드의 배타적 논리합(XOR)으로 계산되고, 상기 제2상관값은 상기 판별된 부호와 상기 제2동기 워드의 배타적 논리합으로 계산되는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
삭제
청구항 제7항 내지 청구항 제11항 중의 어느 한 항에 따른 방법을 실행시키기 위한 컴퓨터프로그램이 기록된, 컴퓨터-판독가능한 기록매체를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.