JP2001510661A

JP2001510661A - 位相及び振幅用に別々のブランチを備える復調

Info

Publication number: JP2001510661A
Application number: JP53399298A
Authority: JP
Inventors: ルドキン、ポール
Original assignee: シンバイオニクス・リミテッド
Priority date: 1997-02-05
Filing date: 1998-02-05
Publication date: 2001-07-31
Also published as: EP0958686A1; DE69817534D1; US7349493B2; WO1998035477A1; EP0958686B1; US20050073944A1; DE69817534T2

Abstract

(57)【要約】従来のハードリミッティング受信機と線形受信機アーキテクチャの主要な利点を組み合わせて、受信機利得制御装置の必要なしに、スイッチドアンテナ・ダイバーシチとマルチパス等化を支持する、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）及び関連するデジタル無線アプリケーションにおいて使用するために、受信機アーキテクチャが開示される。受信機アーキテクチャの更なる特徴は、デジタル信号処理段階が必要とするダイナミックレンジを最小にし、それによって公知の配置に比ベて、複雑さと、電力消費と費用を減少させる。（ＴＤＭＡ）無線周波数信号は受信機のアナログ部分によって２つの成分に分離され、１つの成分が信号の位相を、絶対か差分かに特徴付け、第二の成分が信号の瞬間的マグニチュードを特徴付ける。（一定包絡線）位相成分がアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）によってデジタル化され、位相サンプルのシーケンスを形成する。並列パスにおいて、マグニチュード成分が第二の、同期化ＡＤＣによってデジタル化され、デジタル的に処理されて、正規化された包絡線変動を特徴付ける係数シーケンスを得る。これが次に位相シーケンスの対応する（インタイム）サンプルと組み合わされて、受信無線周波数信号の位相及び振幅変動を特徴付ける１つの複合シーケンスを形成する。この複合シーケンスが次にデジタル復調器／等化器により処理されて、送信データを再生する。

Description

【発明の詳細な説明】位相及び振幅用に別々のブランチを備える復調発明の分野本発明は全般的にデジタル変調されたＴＤＭＡ無線信号の受信に関し、より詳細には、時間で変動する分散チャネルを通過した無線信号の受信に関する。それはこのような信号のデジタル化、正規化、及び次に続く（コヒーレント及び非コヒーレントを含む）復調を容易にする。発明の背景時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）プロトコールを使用するデジタル「コードレス」電話は現在では世界中で普及しており、国内及び国際プロトコール基準の作用範囲がほとんどの短距離の事務所及び家庭用用途に応じるために、低価格、低電力製品の作用範囲に対する基礎を提供している。ＴＤＭＡ通信システムでは、各々が多数の固定持続時間タイムスロットにサブ分割される、一連の概念的な固定持続時間フレームに時間が分割される。送信設備はユーザ情報の見本（それは音声であっても、及び／またはデジタルデータストリームであってもよい）を取って記憶し、それをタイムスロットと無線周波数搬送波の独特のペアリングによって限定されるチャネルを通して、高いバーストデータ率で送信する。受信設備は受信した無線周波数搬送波からタイムスロットデータのバーストを復調し、送信プロセスの間にエラーが導入されていないと仮定して、オリジナルのユーザ情報をオリジナルのサンプル率で再生する。コードレス電話内の主要な機能的ブロックは、典型的に受信機のアナログ無線周波数（ＲＦ）とデジタルベースバンド部分間の境界にある復調器である。復調技術基本的に２つのタイプの復調器：ローカル搬送波位相基準を発生させて維持し、受信信号位相のサンプルをローカル基準のものと比較することによって到来シンボルを復調するもの、及び受信信号自体から直接位相シフト測定を行うことによって到来シンボルを復調するものがある。第一の復調方法は概して「コヒーレント」なものと称され、第二の復調方法は搬送波位相基準が行う役割を反映して、「非コヒーレント」なものと称される。両タイプの復調器はデジタルコードレス及びデジタルセル方式電話システムにおいて広範囲に使用されている。搬送波捕捉の回避と非コヒーレント復調器における追跡機能性が、低電力の複雑でない受信機に対するデザインオプションを増大させ、高速フェージング環境において、また高速受信機同期化が必要な場合に、重大な操作上の利点を提供する。しかしながら、このアプローチには２つの主な欠点がある。まず第一に、非コヒーレント検出方法は本来コヒーレントなものより雑音が多く、それが受信機の感度を低下させる。第二に、ほとんどのチャネル等化方法が送信機と復調器間の線形チャネルの存在に依存しており、非コヒーレント検出器の差分位相検出プロセスが非線形性を導入し、等化性能を犠牲にすることなしにはそれを克服することが困難である。これは基本的に、（マルチパスが１／２シンボル以上の時間分散を生じさせる）適度の分散チャネルにおいてさえも、コヒーレント復調が唯一のオプションであり得ることを意味する。その欠点にも関わらず、非コヒーレント復調は、低い複雑さと高速同期捕捉の利点が上述の感度と等化問題より重要である、短距離コードレスアプリケーションにおいて優位を占めつつある。デジタル信号処理分野における最近の進歩と超ＬＳＩ（ＶＬＳＩ）が今では復調器を完全にデジタル的に実装することを可能にし、やがて来ようとする開発により、アナログとデジタル部分間の境界が更にアナログ受信チェーンを、設備費用、信頼性及び性能に対する重要な利点を産するアンテナに向けて上に動かすであろうと仮定することが道理にかなっている。デジタル非コヒーレント復調器を実現する一般的な方法は、デジタル信号プロセッサに実装される差分検出アルゴリズムによってであり、短時間（一般的にシンボル期間）にわたる位相シフトを決定し、決定された位相シフトを各々が特定の送信ビットまたはＮ‐ビットシンボルを表わす候補位相シフトのアルファベットの１つと関連付けることによって、変調シンボルシーケンスが受信搬送波から再生される。本発明の一態様は受信機アーキテクチャ内にこのような検出器を一体化させるものである。無線アーキテクチャ全デジタル復調に向かう動きにつれて、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）を組み込んだ幅広いダイナミックレンジ受信機アーキテクチャに対する需要が発生してきた。２つの無線受信機アーキテクチャがこの分野を支配しており、それらのタイプを以後「線形」及び「リミッティング」と称し、それらについては以下の説明において要約する。線形受信機では、ＡＤＣに印加される信号レベルが、満足できるデータ再生に適したマージン分だけＡＤＣの量子化ひずみフロアを超えるのに充分な程度に高いが、ＡＤＣを飽和状態にまで酷使するのを避けるために充分低くなるように、共同で制御される可変利得増幅の１つまたはそれ以上の段階がＡＤＣより先行する。ＡＤＣのダイナミックレンジが広くなればなる程、利得制御装置回路が満足できる操作状態を達成するのが容易になることが明らかである。利得制御装置は、例えば、アナログＲＦ部分の一体的な部品として、あるいは無線においてデジタル的にプログラム可能な増幅器に結合されるベースバンド部分においてレベル感知アルゴリズムを使用する二段階機構によって、ハードウエアに完全に適用されてもよい。このタイプのアーキテクチャでは、利得制御装置に対する２つの一般的な戦略があり、その１つはスローアクティング（緩動）であり、他方はより高速であるが、同時により複雑である。前者の場合、所望のＡＤＣ設定点を達成するために、信号強度は多数のＴＤＭＡフレーム、及び段階的に、典型的に１フレームごとに１つづつ、調整される受信機利得を通してモニタされる。相対的に簡略であるにも関わらず、このアプローチは信号レベルが１つのフレームから次のフレームへと広範囲に変化し得る、高速フェージング環境という欠点を有する。これはゆっくりした（あるいはフレーム率）周波数ホッピングを使用するＴＤＭＡシステムにおいて特に問題である。このような状況では、利得不確定性が通常のシンボル対シンボル信号レベル変動の場合と同様に収容されるように、ＡＤＣのダイナミックレンジを増大させることが必要である。これはＡＤＣの費用と電力消費、またデジタルベースバンド処理における増大したダイナミックレンジに対する要件のために、下流のデジタル復調回路に対する許容できない密接な関係を有し得る。第二の利得制御装置の戦略は、ファーストアクティング（即動）自動利得制御装置を含む。ここで、受信機利得はバーストのプリアンブル剖分の間に感知される信号レベルから各々の受信ＴＤＭＡバーストのために別個に設定される(これに関連して、プリアンブルはユーザデータを搬送するバースト部分の前の、情報を含まないシンボルシーケンスであると考えることができる)。ＡＧＣ回路における回路の応答時間は、所望の設定点がプリアンブルの初期に達成されることを保証するように調整しなければならない。なぜなら、そうでなければ（やはり安定した受信機プリアンブルに依存する）他の受信機同期化機能の性能が犠牲にされるからである。この点に関して特別な関心事はシンボルタイミング再生と搬送周波数再生という機能である。リミッティング受信機では、アナログＲＦ部分の可変利得段階が、ＡＤＣに表示される信号がアンテナに印加されるレベルに関係なく、常にクリッピングされる（ハードリミッティッドされる）ような方法で組織付けられた、１つかそれ以上の固定利得段階によって置き換えられる。これは利得制御装置の必要性を完全に除去するが、信号包絡線情報の損失のために、搬送波位相情報のみから（信号位相情報はリミッティング増幅器の出力に保持されることに注意）変調データシーケンスを再生することができるものに復調器の選択を制限する。これはマルチパス伝搬により引き起こされる高速（シンボル率）フェージングの影響を軽減するために等化の度合が必要であるかもしれない長距離を除き、通常問題ではない。全ての実用的な状況下では、これら２つの無線受信機アーキテクチャのいずれも理想的ではなく、各々がそれ自体の利点と欠点を有している。線形受信機はアンテナにおいて受信した信号を忠実に表示する復調器を提供し、従来の復調及び等化技術の全ての適用を可能にするが、レベルセンシングと、スローフェージング環境（それに対してはフレームごとの利得追跡が適切である）及び冗長バーストヘッダを特徴とするＴＤＭＡプロトコール（この場合、バーストごとの利得捕捉が考えられる）に対する適応性を制限する利得制御装置の機能性を必要とするという欠点に苦しんでいる。他方、リミッティング受信機は利得制御装置という問題を完全に避けるが、信号振幅情報の損失のために、等化を必要とする分散型のマルチパスチャネルにおいて使用するのには適していない。上述の両アーキテクチャは共にコヒーレント及び非コヒーレント復調器に適用可能である。等化送信機と受信機のアンテナ間の伝搬環境の性質が、ＴＤＭＡ無線リンクの性能にとって決定的であり、従ってユーザが気付くサービスの品質にとって決定的である。特に長距離において、特別の関心事は、マルチパス伝搬として業界で公知の影響である。これは信号が壁、丘、建物及び高い側面を有する車両等から異なる範囲で反射するときに発生し、受信機において必要とされる信号のエコーを発生させる。エコーはその振幅、位相及び信号の必要とされる成分に対する遅延、及び互いに対する遅延等に応じて、多数の望ましくない影響を生じさせる。これらの影響はほんの少量の分散の対称となるチャネルにおける単なる電力フェードから、高度に分散型のマルチパスチャネルにおけるシンボル間干渉までの範囲に及ぶ。多くのＴＤＭＡ無線通信システムでは、マルチパス伝搬が存在する場合、最初と最後のエコーの到着間の遅延間隔が伝送シンボル期間の割合として充分小さく、最悪でも、電力フェードを生じさせることを保証するように、シンボル率、変調機構、伝送電力、及び操作範囲が慎重に選択される。これらは後述するように、送信機、受信機またはその両方において実装されるスイッチドアンテナ・ダイバーシチ等の比較的簡単な技術によって軽減される。従来の受信機及びダイバーズ受信機の構成のダイナミックレンジ要件は、リミッティングタイプの受信機アーキテクチャによって適度に満たされる。しかしながら、ダイバーズ受信機構成を備えた線形受信機を使用するためには、最悪の場合のアンテナ間の信号レベル差（それはデシベルの数十倍であり得る）と両立できるダイナミックレンジを備えたＡＤＣを使用すること、あるいは受信信号強度を設定するために必要であるものより大きくない時間期間内で、各々のアンテナのために別個に受信機利得を設定することができる利得制御装置機構を有することが必要である。実行可能ではあるが、両方の解決策は実際に、また短距離コードレスのアプリケーションを支配する平坦フェージングチャネルにおいて達成することが困難であり、明らかにリミッティング受信機が２つの候補受信機アーキテクチャの内最も適切である。チャネルがかなりのレベルのシンボル間干渉を導入し、また等化が保証される長距離及び非見通し線アプリケーションにおいてはこの選択は明快ではない。その理由を理解するためには、原則的な等化原理と「非線形」無線チャネルの影響を考慮する必要がある。この主題に関する多くの技術的出版物と共に、かなりの量の作業がマルチパス等化分野において為されている。この主題の幅広い適用範囲がＳｉｍｏｎＨａｙｋｉｎによる「適応フィルタ理論」(ＡｄａｐｔｉｖｅＦｉｌｔｅｒＴｈｅｏｒｙ)という書物（ＰｒｅｎｔｉｃｅＨａｌｌ）に表わされている。またこの書物は現在のデジタル無線通信設備において使用される多くのアルゴリズムについても詳細に説明している。概して、等化器は可変遅延及び可変位相信号パスの重なりとして無線チャネルを形に表わし、２つの戦略の一方を使用してその影響を軽減する。第一の戦略では、等化器は受信信号を引き出し、それに対して伝送中に導入された時間分散を補償するフィルタを適用する。理想的には、無線チャネルを等化フィルタと結び付けることによって形成される複合チャネルが、オリジナルの伝送シンボルシーケンスをその出力において再生できるようにする単位インパルス応答を有する。そうすれば、復調は伝送されたことが知られている候補と受信シンボルを１つづつ比較し、おそらく予め定義されている選択基準に従って選択することにより簡単に行われる。決定フィードバック等化器とタップ付き遅延ライン（線形としても知られる）等化器がこのカテゴリーに入る。第二の等化アプローチは、受信信号から（伝送シーケンスの公知の特性を使用して）チャネルインパルス応答の見積りを引き出し、次にその影響を説明するために、受信機の変調シンボルアルファベットを補正する。この場合、復調は、ゆがめられていない送信シンボルを見積もられたチャネルインパルス応答と組みあわせることによって形成される（ゆがめられた）送信プロトタイプと、ゆがめられた受信シンボルサンプルを比較することを含む。このアプローチと伝送中にたたみこみバイナリコードを復号するために使用されるアプローチ間で幅広い比較を引き出すことができ、生伝送ビットストリームがエンコーダ多項式でたたみこむことによって符号化されるのと同じ方法で、送信シンボルシーケンスがチャネルインパルス応答でたたみこまれる。両者の場合、最適のデコーダ性能は、デコーディングが決定フィードバックやタップ付き遅延ライン等化器によって使用されるシンボルごと、またはビットごとにではなく、最尤シーケンス見積もり（ＭＬＳＥ）技術によって行われることを必要とする。２つの等化戦略は受信信号の詳細な処理においては非常に異なっているが、基礎となる原理はそれらがチャネルの線形モデルを仮定するという意味で同じである。これは最悪の種類の非線形チャネルを備えた等化器を表わす、信号包絡線（振幅）情報を取り除くリミッティング受信機にとっては大きな問題である。このために、通常リミッティング受信機では等化は可能ではない。それにも関わらず、多数のＴＤＭＡアプリケーションにおけるリミッティング受信機の利点を仮定すれば、コヒーレント復調及び非コヒーレント復調の場合に、リミッティング受信機を等化と両立できるようにすることに対する強い動機づけがある。発明の概要本発明は受信した位相及び／または振幅変調信号を復調する方法に関し、該方法は：前記受信信号から受信信号の位相を表わす第一サンプルシーケンスを引き出し；前記受信信号から受信信号の包絡線を表わす第二サンプルシーケンスを引き出し；及び前記第一サンプルシーケンスと前記第二サンプルシーケンスの各々のものを組み合わせて、前記受信信号の復調表示を出力することを備えてなる。更に、本発明は位相及び／または振幅変調信号を受信して復調するために配置される装置を提供し、該装置は：前記受信信号から受信信号の位相を表わす第一サンプルシーケンスを引き出すために配置される手段；前記受信信号から受信信号の包絡線を表わす第二サンプルシーケンスを引き出すために配置される手段；及び前記第一サンプルシーケンスと前記第二サンプルシーケンスの各々のものを組み合わせて、前記受信信号の復調表示を出力するために配置される手段を備える。このアプローチは位相と振幅の両方の情報が出力において含まれているという点で、通常上述の線形受信機に関連する利点を提供する。しかしながら、絶対振幅が必要ではなく、むしろ振幅の変化が検出のために使用されるので、フェージング環境を説明するために利得制御装置等を提供する必要がない。従って、幅広いダイナミックレンジ無線受信機アーキテクチャが提供され、それはデジタルのコヒーレント及び非コヒーレント復調及び等化の要件と両立するが、アナログＲＦ部分における可変利得増幅の必要性及びその制御を避けることが本発明の利点である。好ましくは、上述の第二サンプルシーケンスは、まず前記受信信号から瞬間振幅または受信信号の電力を表わす連続時間信号を引き出し、前記連続時間信号をデジタル化し、そのようにして発生されたデジタルサンプルを記憶し、所定の持続時間を通して記憶されたサンプルの基準値を決定し、その基準値を利用して記憶されたデジタルサンプルを正規化して第二サンプルシーケンスを出力することによって引き出される。好ましくは、この基準値は所定の持続時間におけるピーク振幅または電力値である。発明の第一の実施態様では、上述の第一サンプルシーケンスは、受信信号をハードリミット増幅し、増幅信号に対して位相検出を実施して受信信号の絶対位相を表わす連続時間信号を発生させ、連続時間信号をデジタル化して前記第一サンプルシーケンスとして受信信号の絶対位相のサンプルシーケンスを出力することによって引き出される。発明の第二の実施態様では、第一サンプルシーケンスが、受信信号をハードリミット増幅し、増幅信号に対して位相検出を実施して受信信号の絶対位相を表わす連続時間信号を発生させ、前記連続時間信号をデジタル化して絶対位相サンプルのシーケンスを作り出し、前記サンプルシーケンスに対して差分位相検出を実施して、前記第一サンプルシーケンスとしてサンプルシーケンスを出力し、その各々が絶対位相の一対のサンプル間の、所定数のデジタル化サンプル期間だけ離れた位相シフトを特徴付ける。図面の簡単な説明本発明は添付図面を参照して、例として与えられる好ましい実施態様の以下の説明からより良く理解されるであろう。図１は典型的なコードレスＴＤＭＡシステムにより使用されるフレーム、パケット及びバースト構造を示す。図２は従来の非コヒーレントＴＤＭＡ受信機のブロック図である。図３はバーストのプリアンブルフィールド内でアンテナスイッチド・ダイバーシチを実施するために適合される、図２による従来の非コヒーレントＴＤＭＡ受信機のブロック図である。図４はリミッティングアーキテクチャとデジタル復調器を使用する、従来のＴＤＭＡコードレスコヒーレント受信機のブロック図である。図５は受信したＴＤＭＡバーストのプリアンブル部分内でアンテナスイッチド・ダイバーシチを実施するために適合される、図４による受信機のブロック図である。図６は本発明の第一の実施態様による非コヒーレントＴＤＭＡ受信機のブロック図である。図７は本発明の第二の実施態様によるコヒーレントリミッティングＴＤＭＡコードレス受信機のブロック図である。図８は本発明の第一の実施態様において、デジタルプロセッサに対して差分位相検出を実施するための好ましいアルゴリズムの信号フロー図である。図９は本発明の第二の実施態様において、デジタル化されたマグニチュード信号を正規化し、正規化されたマグニチュード信号をデジタル化された位相信号と組み合わせて、最終的なデジタル信号を形成するための好ましい技術を描く信号フロー図である。好ましい実施態様の詳細な説明以下の説明は、従来のリミッティング受信機と線形受信機アーキテクチャの原則的な利点を組み合わせ、受信機利得制御装置の必要なしにスイッチドアンテナ・ダイバーシチ及びマルチパス等化を支援する、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）及び関連するデジタル無線アプリケーションにおいて使用するための受信機アーキテクチャについてである。好ましい実施態様では、（ＴＤＭＡ）無線周波数信号は無線受信機のアナログ部分によって２つの成分に分割される。１つの成分は信号の瞬間的位相を特徴付け、第二の成分は信号の瞬間的マグニチュードを特徴付ける。１つの実施態様では、（一定エンベロープ）絶対位相成分がアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）によってデジタル化され、次に、差分位相サンプルのシーケンスを形成するためにデジタル的に処理される。別の実施態様では、（一定エンベロープ）位相成分がＡＤＣによってデジタル化され、絶対位相サンプルのシーケンスを形成する。両実施態様において、並列パスが設けられ、信号のマグニチュード成分が更なる同期化されたＡＤＣによってデジタル化され、エンベロープ係数のシーケンスを入手するためにデジタル的に処理され、次にこのエンベロープ係数のシーケンスが位相シーケンス内の対応する（時間）サンプルと組み合わされて、受信した無線周波数信号の位相及び振幅変動を特徴付ける１つの複合シーケンスを形成する。この複合シーケンスは次にデジタル復調器によって処理され、送信されたデータを再生する。振幅情報の保持が、コヒーレント及び非コヒーレント配置用の復調器において等化等を実施できるようにする。本発明を完全に理解するために、従来の装置の態様について図面の一部を参照して説明する。スイッチドアンテナ・ダイバーシチ機構を使用する公知の配置では、受信機には無線周波数搬送波の２〜３の波長によって（空間で）分離される一対のアンテナが設けられる。アンテナ分離は２つのアンテナに到着する信号間の統計的従属性（相関）を最小にするように選択されるので、両方のアンテナが同時に電力フェードにあるという可能性が低くなる。次に、受信機は特定の時間において、最高の信号強度または最高の信号品質を呈するアンテナを選択するように構成される。ポイントごとの（固定された）、低速アプリケーションでは、受信機において最良のアンテナを選択するために使用される方法はしばしば「回顧的」であり、将来のタイムスロットのために最良のアンテナを決定するために、以前のタイムスロットにおいて得られた情報を使用する。これらの機構は、チャネルが１つのＴＤＭＡフレームから次のＴＤＭＡフレームへとかなり変化する状況では、その有用性が制限される。こうした状況では、またＴＤＭＡプロトコールが許す場合、バーストペイロードの直前に２つのアンテナにおける相対的受信品質を判定する、より「先制的な」機構を使用することによって、受信機の複雑さを少しだけ増すことで改良された品質を得ることができる。例として、図１に示した簡略化したＴＤＭＡパケット構造を考えてみよう。このパケットは以下に記す少数の固定長フィールドを備える：ランプ・アップ・フィールド目的とするＴＤＭＡＲＦチャネル外部で干渉の発生を制限するために必要であるように、送信設備が次第に増幅器の電力を出すことができるように割り当てられる少数のシンボル。プリアンブルシーケンス受信設備によって使用されるＴＤＭＡ時間基準の簡単かつ高速のシンボル同期化を容易にするために特に選ばれた特性を有するシンボルのシーケンス。同期ワード受信設備によって使用されるＴＤＭＡ時間基準の簡単かつ高速のパケット（スロット）同期化を許し、ユーザデータ（ペイロード）の開始に目印を付けるために特に選ばれた特性を有するシンボルのシーケンス。ペイロード関連するシグナリング及びＴＤＭＡプロトコールの高い方の層によって必要とされるエラー制御データでサブマルチプレックスされたユーザデータのパケット。ランプ・ダウン・フィールド目的とするＴＤＭＡＲＦチャネル外部で干渉の発生を制限するために必要であるように、送信設備が次第に増幅器の電力を止めることができるように割り当てられる少数のシンボル。図２に描かれた従来の非コヒーレントデジタル受信機システムでは、選択された受信タイムスロットの直前に受信回路が賦活される。ＡＤＣ８の出力において作用する非コヒーレント（差分位相）検出器９が、変調シンボルシーケンスのベースバンド信号表示を発生させ、それは位相ロックアップループ１２と復調器１０に供給される。位相ロックアップループがイネーブルされて、到来プリアンブルシーケンスからシンボルクロックを再生し、このクロックを使用して復調器から下流シンボル処理ハードウエアへの復調されたシンボルの伝送を同期化する。復調されたシンボル（ビット）はまず同期相関器１１に印加され、同期相関器１１は受信データストリーム内の同期ワードの位置を設定し、検出イベントを使用してバーストペイロードからの復調データの処理と捕捉を同期化する。この従来のシステムでは、受信機が１つのアンテナ１に取付けられ、信号強度検出器１３から引き出されたＲＦ信号強度情報が、リンク品質評価及びチャネル選択のためにＴＤＭＡプロトコールの高い方の層によって使用されるが、バースト復調プロセス自体においては何の役割も果たさない。従って、受信信号強度指示（ＲＳＳＩ）に関連する回路の応答時間は特に高速である必要はなく、また概して受信電力の長期（バースト）測定を提供するために設計される。対称的に、図３に示した向上した受信機システムは一対のアンテナと高速応答ＲＳＳＩ、及びかなり修正された同期化戦略を使用し、説明される方法で先制的選択ダイバーシチを支持する。図３を参照にして、無線周波数ＴＤＭＡ信号は、スイッチ２０１を通して受信機のアナログ部分に接続されているアンテナ１及び１６によって受信される。各々のアンテナからの信号強度はバーストプリアンブル内に位置付けられた２つの短いＲＳＳＩ分析ウインドーの間で交互にサンプル抽出される。２つのウインドーの後者の端において、ダイバーシチ処理ブロック１９によって信号強度比較が行われ、最高の信号強度を示すアンテナが同期ワードとＴＤＭＡバーストの残りの受信のために選ばれる。シンボルタイミング再生の性能を犠牲にすることなく、アンテナ評価のために利用できるプリアンブルの量を最大にするために、受信した同期ワードがスロットとシンボルの同期化のために使用され、ＲＳＳＩ回路の応答時間は１つのアンテナから他方のアンテナへの切り替え、及び少数のプリアンブルシンボル内に落ち着くために充分高速であるように設計される。図２の同期相関器１１と図３の同期相関器２０間の重要な違いは、前者では相関が復調された同期ワードのビットレベル表示に対して行われるのに対し、後者では、共同タイミング再生と同期ワード検出を実施する要件のために、相関が復調前に受信信号の差分位相表示に対して行われることである。これらの従来の受信機では、ＲＳＳＩは信号強度のバーストごとの測定を提供する。図３のダイバーズ受信機では、２つの独立したアンテナからの信号間の高速スイッチングと、バーストプリアンブルシーケンス内に位置付けられた短いウインドー内の信号強度評価を可能にするために、ＲＳＳＩの応答時間が図２のものより高速であった。図２と図３に示した非コヒーレントシステムに対応する公知のコヒーレント受信機が図４及び図５に示されており、それについて以下に詳細に説明する。図４に描いた従来のデジタル受信機システムでは、選択されたＴＤＭＡ受信タイムスロットの直前に受信回路が賦活される。無線周波数信号が回路とフィルタブロックａ２、ａ３、ａ４及びａ５の活動によって隔離、増幅及びダウンコンバージョンされる。中間増幅器チェーンａ６の利得は、無線受信機のダイナミックレンジ内の任意のレベルで、適切に変調された信号の受信と同時に、出力が飽和（ハードリミティッド）状態へと追いやられ、その振幅変動が取り除かれるように設定される。従って、増幅器チェーンａ６の出力では、信号が可変衝撃係数方形波に近似し、その絶対位相がその高から低への遷移及び低から高への遷移のタイミングによって明白に限定される。補間フィルタａ７がその入力において印加された遷移から時間対電圧変換を実施し、それを実施する際に、増幅器チェーンａ６への入力において受信したダウンコンバージョンされた無線周波数ＴＤＭＡ信号の連続位相／時間特徴を再生する。アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）ａ８によるデジタル化の後、信号がシンボルタイミング再生ブロックａ１１と復調器ａ９に提示される。シンボルタイミング再生ブロックがイネーブルされて到来プリアンブルシーケンスからシンボルクロックを再生し、このクロックを使用して復調器から下流シンボル処理ハードウエアへの復調されたシンボルの伝送を同期化する。復調されたシンボル（ビット）はまず同期相関器にａ１０に印加され、同期相関器ａ１０は受信データストリーム内の同期ワードの位置を設定し、検出イベントを使用してバーストペイロードからの復調データの処理と捕捉を同期化する。この従来のシステムでは、受信機が１つのアンテナａ１に取付けられ、信号強度検出器ａ１２から引き出されたＲＦ信号強度情報が、リンク品質評価及びチャネル選択のためにＴＤＭＡプロトコールの高い方の層によって使用されるが、バースト復調プロセス自体においては何の役割も果たさない。従って、受信信号強度指示（ＲＳＳＩ）に関連する回路の応答時間は特に高速である必要はなく、また概して受信電力の長期（バースト）測定を提供するために設計される。対称的に、図５に示した向上した受信機システムは一対のアンテナと高速応答ＲＳＳＩ、及びかなり修正された同期化戦略を使用し、前述の方法で先制的選択ダイバーシチを支援する。図３において、無線周波数ＴＤＭＡ信号は、スイッチｂ３を通して受信機のアナログ部分に接続されているアンテナ（ｂ１、ｂ２）によって受信される。各々のアンテナからの信号強度は、受信機のタイミング再生及び同期化回路によって、受信したスロットのプリアンブル部分内に位置付けられた２つの短いＲＳＳＩ分析ウインドーの間で交互にサンプル抽出される。２つのウインドーの後者の端において、ダイバーシチ処理ブロックｂ１５によって信号強度比較が行われ、最高の信号強度を示すアンテナが同期ワードとＴＤＭＡバーストの残りの受信のために選ばれる。シンボルタイミング再生の性能を犠牲にすることなく、アンテナ評価のために利用できるプリアンブルの量を最大にするために、受信した同期ワードが相関器ｂ１２におけるスロットとシンボルの同期化のために使用され、ＲＳＳＩ回路の応答時間が１つのアンテナから他方のアンテナへの切り替え、及び少数のプリアンブルシンボル内に落ち着くために充分高速であるように設計される。図２の同期相関器ａ１１と図３の同期相関器ｂ１２間の重要な違いは、前者では相関が復調器の出力において、復調された同期ワードのビットレベル表示に対して行われるのに対し、後者では、共同タイミング再生と同期ワード検出を実施する要件のために、相関が復調器への入力において、デジタル化された位相信号自体に対して行われることである。前述の受信機では、ＲＳＳＩは信号強度のバーストごとの測定を提供する。しかしながら、図３のダイバーズ受信機では、２つの独立したアンテナからの信号間の高速スイッチングと、バーストプリアンブルシーケンス内に位置付けられた短いウインドー内の信号強度評価を可能にするために、ＲＳＳＩの応答時間が図２の基本的な受信機より速くなければならない。両者の場合に、リミッティング受信機はデジタル化された信号から振幅変動を取り除き、これは復調器が公知の等化方法を使用してシンボル間干渉の影響を軽減するのを防止する。本発明では、ＲＳＳＩ応答時間は、通常のリミッティング信号パスにより提供される信号位相情報が、ＲＳＳＩ信号パスから引き出される信号振幅情報により増大され、線形受信機の出力において提供されるものと類似する特徴を備え、従って等化に適した１つの複合信号を形成する信号処理方法を工夫することができるように、無線チャネル帯域幅にふさわしく高速にされる。図６は本発明の第一の実施態様による受信機を示す。この新規のアーキテクチャの顕著な特徴について次に詳細に説明する。無線周波数ＴＤＭＡ信号はフィルタチェーン２／５／７、増幅器３／６、及び受信機のアナログ部分を備え、図２と図３の同様の符号が付けられた部品に対応するダウンコンバージョン段階４に接続されたアンテナ１によって受信される。増幅器チェーン６の利得は、無線受信機のダイナミックレンジ内の任意のレベルで、適切に変調された信号の受信と同時に、出力が飽和（ハードリミティッド）状態へと追いやられ、その振幅変動が取り除かれるように設定される。従って、増幅器チェーン６の出力では、信号が可変衝撃係数方形波に近似し、その絶対位相がその高から低への遷移及び低から高への遷移のタイミングによって明白に限定される。補間フィルタ７がその入力において印加された遷移から時間対電圧変換を実施し、それを実施する際に、増幅器６への入力において受信したダウンコンバージョンされた無線周波数ＴＤＭＡ信号の連続位相／時間特徴を再生する。このテキスト内の様々な信号とデジタルサンプルシーケンスの前後参照を簡略化するために、この信号を「絶対位相信号」と称し、他の信号名は適当に割り当てる。受信信号強度を特徴付ける信号はリミッティング増幅器チェーンに関連する回路から引き出される。公知の受信機システムでは、この「振幅信号」は通常印加される入力信号レベルと対数関係を有し、その特徴は、本目的のために必須ではないが、次の回路ブロック、最も著しくは、デジタル化のために使用されるアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１４に要求されるダイナミックレンジを減少させるために開発され得る。ＡＤＣ８、１４は絶対位相信号及び振幅信号を各々デジタル化し、対応するデジタル絶対位相サンプル及び振幅サンプルのシーケンスを形成する。必ずしも共通のサンプリング周波数または位相で操作する必要はないが、ＡＤＣのサンプリングクロックが共通の時間基準から同期化される。絶対位相シーケンスからのサンプルは差分位相検出器９により数字的に処理され、「差分位相シーケンス」を形成する。差分位相シーケンスは絶対位相シーケンス内の隣接するサンプル間の位相シフト、または１つ以上のデジタル化サンプル期間によって分離されたサンプル間の位相シフトを特徴付ける。ソース絶対位相シーケンスから複素差分位相シーケンスを計算するための１つのアルゴリズムが、図８において信号フロー図により図示されている。ソース絶対位相シーケンスから複素差分位相シーケンスを引き出すための幾つかの別の方法があり、これら全ての方法を本発明の範囲内で使用できることが認識されるであろう。包絡線抽出器２２は振幅シーケンスからサンプルを数字的に処理し、以後包絡線係数と称する新しいシーケンスを引き出す。これについては第二の実施態様の概略を説明した後で、詳細に説明する。図７は本発明の第二の実施態様による受信機を示す。次にこの新規のアーキテクチャの顕著な特徴について詳細に説明する。受信機のアナログ部分は図３において前述したものに類似する。リミッティング増幅器ブロックｃ８は一定包絡線を作り出す。補間フィルタｃ９の出力における「位相」信号成分は、チャネル帯域幅に比例した応答時間を有する信号強度検出器ｃ１５の出力における「振幅」信号成分と共に、それによって受信信号振幅におけるシンボル率変動が続くことができるようにする。図２及び図３に描かれているような公知の受信機システムでは、この振幅信号は印加される入力信号レベルと対数関係を有し、その特徴は、本目的のために必須ではないが、次の回路ブロック、最も著しくは、デジタル化のために使用されるＡＤＣｃ１６に要求されるダイナミックレンジ、及び複雑さと電力消費を減少させるために活用され得る。ＡＤＣｃ１０、ｃ１６は位相信号と振幅信号を各々デジタル化し、対応する位相サンプルと振幅サンプルのシーケンスを形成する。ＡＤＣのサンプリングクロックは、必ずしも共通のサンプリング周波数または位相で操作する必要はないが、共通の時間基準から同期化される。別の配置では、「位相」信号の抽出は、次に別々にデジタル化される、好ましくは直交する、２つの成分を有する複素ベースバンド信号として「位相」信号が作り出されるように、１つまたはそれ以上の継続接続された増幅器、直交ダウンミクシング回路、及びアナログフィルタを提供することによって達成することができる。簡単に述べると、包絡線抽出２２、ｃ１３及び次の包絡線変調２１、または包絡線挿入ｃ１１の処理及び本発明の主な態様の組み合わされた目的は、受信した無線周波数ＴＤＭＡ信号が線形受信機の出力において、その完全な振幅情報で、また利用できるＡＤＣダイナミックレンジの全てを使用するように設定された受信機利得でデジタル化されていたとすれば、存在したであろう位相シーケンス（差分または絶対位相）に対して振幅変動を導入することである。包絡線抽出器２２、ｃ１３は振幅シーケンスからサンプルを数字的に処理し、以後包絡線係数と称する新しいシーケンスを引き出す。デジタル化された位相シーケンスにおいて少なくとも１つの包絡線係数が各々のサンプルのために発生され、リミッティング増幅器への入力における位相信号と振幅信号間の時間一致が、再結合の前に回復されるような方法で、ＡＤＣのスケジューリング及び次の数字処理が組織化される。他の手段では取り除くことができない差分信号パス遅延を補償するために、アナログ遅延段階２３、ｃ１８が含まれる。包絡線抽出器により行われる処理は、振幅信号と受信無線周波数ＴＤＭＡ信号の瞬間的マグニチュード間の関係に依存する。説明目的のために、以下の説明は対数電力検出器の共通の場合を考慮し、包絡線抽出器と包絡線変調器または挿入により実施される数字処理の基礎にある数学的関係を引き出す。数学の多くは第一と第二の実施態様の実装にとって共通し、これについてまず以下で説明するが、その後特に２つの実施態様に関連する数学について説明する時に明らかとなるであろう。受信無線周波数ＴＤＭＡ信号のサンプルは以下の式によって極フォーマットで表示することができる：式中、ｘ_nは任意の信号サンプルであり、ｒ_n及びθ_nは各々そのマグニチュードと位相成分である。ハードリミッティングの後、絶対位相シーケンスはオリジナルの位相情報のみを保持し、一連の一定包絡線サンプルを作り出す：式中、定数ｋ_ψは一定の位相ベクトルφ_nのマグニチュードを単位元の理想値から逸脱させるかもしれない利得エラーを説明する。前述のように、信号強度検出器は対数電力関係を有する振幅信号を産すると仮定され、そのサンプルａ_nは以下の式によって説明することができる：式中、ｋ_aとｃ_aは各々任意の目盛係数とＤＣオフセット項を表わすために使用され、ベース‐１０対数はデシベルで、較正電力検出器の共通の実算と一致すると仮定される。多くの制限付き精度のデジタル信号処理アプリケーションでは、１つのバイナリワード（整数）によって表示できる最大値を超えないことを保証するために、変数のピーク脱線を制限することが必要であり、有用でもある。これは一般に問題の変数のピーク値に対する正規化によって達成される。本発明では、ペイロードデータの復調前にマグニチュード信号に対してこのような正規化プロセスを実施するために、受信した（ＴＤＭＡ）信号の不連続性、及びバーストペイロードの前のプリアンブルと同期ワードの存在が活用される。マグニチュード信号の対数表示によって、正規化が以下の簡単な引き算によって達成される：ここで、ａ_pkはＴＤＭＡバーストの特定のセグメントにわたって発生するピーク受信信号振幅ｒ_pkに対応する振幅シーケンスのサンプルであり、ａ_n（ｎｏｒｍ）は任意の振幅サンプルａ_nの正規化された値である。式（４）によれば、ａ_n （ｎｏｒｍ）の最大値はゼロであり、全ての他の値は負であることに注意。図９に示した第二の実施態様における包絡線抽出と挿入の好ましい実装において、関連する信号セグメントは円形バッファまたは桁送りレジスタのいずれかが実装された、一連の先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファｄ４に記憶される。同じ信号セグメントの間に受信する対応する位相サンプルの保管のために、第二のこのようなバッファｄ６が必要である。ピーク検出のために使用される信号セグメントの持続時間が、受信機（データ出力へのＲＦ入力）を通した遅延、マグニチュードと位相サンプルのために必要な保管量、及び後述する包絡線挿入ステップの精度を支配する。ＴＤＭＡバーストに対するプリアンブルと同期ワードフィールドの存在がこの点に関して２つの主要なオプションを提供する。第一のオプションはバースト全体を横切るピークを検出することである。これはＦＩＦＯバッファにマグニチュードと位相サンプルの完全なバーストの分量、及び少なくとも１バーストのデコーディング遅延を記憶することを意味する。図９は第二のオプションを描いており、それは以下のように、遅延と保管要件を減少させるために、プリアンブルと同期ワードの存在を活用する：ピーク検出器ｄ２がイネーブルされ、受信信号のみの同期ワードセグメントの間操作し、それは、シーケンスの無作為性のために、全体としてバーストを横切るピーク値の正確な見積もりを提供するのに充分である。検出器は受信タイムスロット内の同期ワードウインドーの前にリセットされ、その値が同期ワードウインドーの端に保持される。その後、受信マグニチュードサンプルがピーク値を超えても超えなくても、保持されたピークに対して正規化される。同期ワードの終了後に受信するａ_nの値、及びａ_pkを超える値がクリッピングされ、正規化の後で０を提供する。（対数）正規化振幅サンプルａ_nの項で、同等の（線形）正規化マグニチュードｒ_n（ｎｏｒｍ）を得るために式（４）を配列しなおすと以下の式（５）を産する：図９において、この対数‐線形変換はルックアップ表ｄ５によって行われる。一連の値ｒ_n（ｎｏｒｍ）は包絡線挿入の間に使用される包絡線係数である。更に、図９を参照し、また位相信号の実デジタル表示を数字処理の影響を受けやすい複素ベクトル形態（各々のサンプルが直交成分を有する）に翻訳するためにのみ作用するダウンコンバージョン段階を無視して、包絡線挿入を以下の式（６）によって数学的に説明することができる：式中、φ_nは式（２）からの一定包絡線位相シーケンスであり、ψは受信信号の位相及び振幅変動に関する充分な情報を含み、復調段階ｄ７において等化を可能にする。次に、もう一度第一の実施態様において、正規化振幅サンプルａ_n（ｎｏｒｍ）の項で必要とされる正規化信号振幅ｒ_n（ｎｏｒｍ）は以下の式であることが思い起こされるであろう：発明の第一の実施態様において、差分検出の好ましい方法が図８に示されており、絶対位相信号の実デジタル表示を、数字処理の影響を受けやすい複素ベクトル形態（各々のサンプルが実数ベクトル成分と虚数ベクトル成分を有する）に翻訳するためにのみ作用するダウンコンバージョン段階を無視して、差分位相検出プロセスを以下の式（７）によって数学的に説明することができる：式中、φ_nは任意の差分位相ベクトルであり、シンボルτは固定された時間遅延を示すために使用されている。好ましい実施態様では、この遅延は１つまたはそれ以上の変調シンボル期間に等しく、遅延ラインとして構成される一連の記憶成分で実現される。上述のように、デジタル化前のハードリミッティング増幅器の作用は、絶対位相信号から振幅変動を取り除き、従って、前の式において現行のサンプルと遅延サンプル両方のマグニチュードが一定であると考えることができる。差分検出器からの出力はこのように以下の式（８）で表わすことができる：式中、定数ｋ_ψは複素絶対位相ベクトルφ_nのマグニチュードを単位元から逸脱させるかもしれない利得エラーを説明する。差分位相ベクトルのシーケンスψ_n は包絡線変調器２１に対する１つの入力を形成する。第二の入力シーケンス及び包絡線抽出器２２自体の機能を説明する際に、差分検出器がそうでなければ線形絶対位相ベクトルのシーケンスのマグニチュード成分に対して有していたであろう影響を考慮することが適切である。式（７）と（８）に戻って、ソース絶対位相ベクトルに対する差分位相ベクトルを説明する全般的な関係が以下の形態を有することが解る：構成要素の信号マグニチュードの項の積から形成される一連の包絡線係数で変調することによって、（９）により説明されるサンプルのシーケンスを式（８）によって説明されるものから作り出すことができることが明らかであろう。包絡線抽出器の機能は、このように、正規化された振幅サンプルａ_n（ｎｏｒｍ）のシーケンスから適当な包絡線係数を引き出すことであり、（９）及び（５）から以下の通りである：従って、包絡線変調器２１は包絡線抽出器２２から引き出された包絡線係数ｅ_n と、差分位相検出器９からの対応する（インタイム）差分位相ベクトルψ_nを組み合わせ、受信無線周波数ＴＤＭＡ信号の振幅と位相変動を特徴付ける新しいシーケンスψ_nを形成する：このシーケンスは、差分位相検出器の作用のために、受信無線周波数ＴＤＭＡ信号の線形表示であると考えることはできないが、やはり次の非コヒーレント復調器／等化器がマルチパスチャネルによって誘導されるシンボル間干渉を軽減することができるようにするために、充分な振幅及び位相情報を含んでいる。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成１０年８月２５日（１９９８．８．２５）【補正内容】請求の範囲１．前記受信信号から受信信号の位相を表わす第一サンプルシーケンスを引き出巣ステップと、前記受信信号から受信信号の包絡線を表わす第二サンプルシーケンスを引き出すステップと、前記第一サンプルシーケンスと前記第二サンプルシーケンスの各々のものを組み合わせて、前記受信信号を表す複合サンプルシーケンスを出力するステップと、前記複合サンプルシーケンスを復調するステップと、を具備する受信した位相及び／または振幅変調信号を復調する方法。２．前記第二のサンプルシーケンスが、前記受信信号レベルと対数関係にある連続した時間信号から導き出される請求項１に記載の方法。３．前記第二サンプルシーケンスを引き出すステップが、前記受信信号から受信信号の瞬間的振幅または電力を表わす連続時間信号を引き出し、前記連続時間信号をデジタル化し、それによって発生されるデジタルサンプルを記憶し、所定の持続時間を通して記憶されたサンプルの基準値を決定し、前記基準値を利用して前記記憶されたデジタルサンプルを正規化して、前記第二サンプルシーケンスを出力する、請求項１または２に記載の方法。４．前記基準値は前記所定の持続時間におけるピーク振幅または電力値である、請求項３に記載の方法。５．前記第一サンプルシーケンスを引き出す前記ステップは、前記受信信号をハードリミット増幅し、増幅信号に対して位相検出を実施して、受信信号の絶対位相を表わす連続時間信号を発生させ、前記連続時間信号をデジタル化して前記第一サンプルシーケンスを出力して、前記第一サンプルシーケンスが受信信号の絶対位相を表すサンプルシーケンスとなる請求項１、２、３または４に記載の方法。６．前記第一サンプルシーケンスを引き出す前記ステップは、前記受信信号をハードリミット増幅し、増幅信号に対して位相検出を実施して、受信信号の絶対位相を表わす連続時間信号を発生させ、前記連続時間信号をデジタル化して絶対位相サンプルのシーケンスを出力し、前記絶対位相サンプルのシーケンスに対して差分位相検出を実施して、前記第一サンプルシーケンスを出力し、それによって前記第一シーケンス内のサンプルが、所定数のデジタル化サンプル期間だけ離れたサンプルペア間の位相シフトを特徴付ける請求項１、２、３または４に記載の方法。７．前記第一サンプルシーケンスを記憶し、前記第二サンプルシーケンスと共に同期化される時に、前記組み合わせステップに対して前記第一サンプルシーケンスの各々を供給するステップを更に具備する、請求項５または６に記載の方法。８．前記受信信号がＴＤＭＡ信号である、請求項１から７のいずれか１項に記載の方法。９．前記受信信号から受信信号の位相を表わす第一サンプルシーケンスを引き出す手段と、前記受信信号から受信信号の包絡線を表わす第二サンプルシーケンスを引き出す手段と、前記第一サンプルシーケンスと前記第二サンプルシーケンスの各々のものを組み合わせて、前記受信信号の復調表示を出力する手段と、を備えることを特徴とする位相及び／または振幅変調信号を受信して復調する装置。１０．前記第二のサンプルシーケンスが、前記受信信号レベルと対数関係にある連続した時間信号から導き出される請求項９に記載の方法。１１．前記第二サンプルシーケンスを引き出す手段が、前記受信信号から前記受信信号の瞬間的振幅または電力を表わす連続時間信号を引き出す手段と、前記連続時間信号をデジタル化する手段と、前記デジタル化手段からデジタルサンプルを記憶する手段と、所定の持続時間を通して記憶されたサンプルの基準値を決定する手段と、前記基準値を利用して前記記憶手段に記憶された前記サンプルを正規化して、前記第二サンプルシーケンスを出力する手段を備える、請求項９または１０に記載の装置。１２．前記決定手段は前記基準値を前記所定の持続時間におけるピーク振幅または電力値であると決定する、請求項１１に記載の装置。１３．前記第一サンプルシーケンスを引き出す前記手段は、ハードリミット増幅と、受信信号の絶対位相を表わす連続時間信号を発生させる位相検出手段と、前記連続時間信号をデジタル化して前記第一サンプルシーケンスを出力し、それによって前記第一サンプルシーケンスが受信信号の絶対位相を表すサンプルシーケンスとなるようにするデジタル化手段とを備える、請求項９、１０、１１または１２に記載の装置。１４．前記第一サンプルシーケンスを引き出す前記手段は、ハードリミット増幅と、受信信号の絶対位相を表わす連続時間信号を発生させる位相検出手段と、前記連続時間信号をデジタル化して絶対位相サンプルのシーケンスを出力するデジタル化手段と、前記絶対位相サンプルのシーケンスに対して差分位相検出を実施して、前記第一サンプルシーケンスを出力し、それによって前記第一シーケンス内のサンプルは、所定数のデジタル化サンプル期間だけ離れたサンプルペア間の位相シフトを特徴付ける差分位相検出手段と、を備える請求項９、１０、１１または１２に記載の装置。１５．前記第一サンプルシーケンスを記憶し、前記第二サンプルシーケンスと共に同期化される時に、前記第一サンプルシーケンスの各々を出力する記憶手段を更に備える、請求項１３または１４に記載の装置。１６．前記ハードリミット増幅及び位相検出手段は、実際の中間周波数で前記連続時間信号を出力する１つまたはそれ以上のカスケード接続された増幅器とアナログフィルタを備える、請求項１３、１４または１５に記載の装置。１７．前記ハードリミット増幅及び位相検出手段は、２つの成分を有する複素ベースバンド信号として、前記連続時間信号を出力する、１つまたはそれ以上のカスケード接続された増幅器、直交ダウンミクシング回路、及びアナログフィルタを備える、請求項１３、１４または１５に記載の装置。１８．前記２つの成分が直交する、請求項１７に記載の装置。１９．ＴＤＭＡ信号を受信し復調する請求項９から１８のいずれか１項に記載の装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＧＢ，ＪＰ，ＵＳ【要約の続き】シーケンスの対応する（インタイム）サンプルと組み合わされて、受信無線周波数信号の位相及び振幅変動を特徴付ける１つの複合シーケンスを形成する。この複合シーケンスが次にデジタル復調器／等化器により処理されて、送信データを再生する。

Claims

【特許請求の範囲】１．受信した位相及び／または振幅変調信号を復調する方法であって：前記受信信号から受信信号の位相を表わす第一サンプルシーケンスを引き出し；前記受信信号から受信信号の包絡線を表わす第二サンプルシーケンスを引き出し；及び前記第一サンプルシーケンスと前記第二サンプルシーケンスの各々のものを組み合わせて、前記受信信号の復調表示を出力することを備えてなることを特徴とする方法。２．前記第二サンプルシーケンスを引き出すステップが：前記受信信号から受信信号の瞬間的振幅または電力を表わす連続時間信号を引き出し；前記連続時間信号をデジタル化し、それによって発生されるデジタルサンプルを記憶し；所定の持続時間を通して記憶されたサンプルの基準値を決定し；及び前記基準値を利用して前記記憶されたデジタルサンプルを正規化して、前記第二サンプルシーケンスを出力することを備えてなる、請求項１に記載の方法。３．前記基準値は前記所定の持続時間におけるピーク振幅または電力値である、請求項２に記載の方法。４．前記第一サンプルシーケンスを引き出す前記ステップは、前記受信信号をハードリミット増幅し、増幅信号に対して位相検出を実施して、受信信号の絶対位相を表わす連続時間信号を発生させ、及び前記連続時間信号をデジタル化して前記第一サンプルシーケンスを出力し、それによって前記第一サンプルシーケンスが受信信号の絶対位相のサンプルシーケンスとなることを特徴とする請求項１、２、または３のいずれか１項に記載の方法。５．前記第一サンプルシーケンスを引き出す前記ステップは、前記受信信号をハードリミット増幅し、増幅信号に対して位相検出を実施して、受信信号の絶対位相を表わす連続時間信号を発生させ、及び前記連続時間信号をデジタル化して絶対位相サンプルのシーケンスを作り出し、及び前記絶対位相サンプルのシーケンスに対して差分位相検出を実施して、前記第一サンプルシーケンスを出力し、それによって前記第一シーケンス内のサンプルが、所定数のデジタル化サンプル期間だけ離れたサンプルペア間の位相シフトを特徴付ける請求項１、２、または３のいずれか１項に記載の方法。６．更に、前記第一サンプルシーケンスを記憶し、前記第二サンプルシーケンスと共に同期化される時に、前記組み合わせステップのために前記第一サンプルシーケンスの各々を提供することを備える、請求項４または５のいずれか１項に記載の方法。７．前記受信信号がＴＤＭＡ信号である、前記請求項のいずれか１項に記載の方法。８．位相及び／または振幅変調信号を受信して復調するために配置される装置であって：前記受信信号から受信信号の位相を表わす第一サンプルシーケンスを引き出すために配置される手段；前記受信信号から受信信号の包絡線を表わす第二サンプルシーケンスを引き出すために配置される手段；及び前記第一サンプルシーケンスと前記第二サンプルシーケンスの各々のものを組み合わせて、前記受信信号の復調表示を出力するために配置される手段を備えることを特徴とする装置。９．前記第二サンプルシーケンスを引き出すために配置される手段が：前記受信信号から前記受信信号の瞬間的振幅または電力を表わす連続時間信号を引き出すために配置される手段；前記連続時間信号をデジタル化するために配置される手段；前記デジタル化手段からデジタルサンプルを記憶するために配置される手段；所定の持続時間を通して記憶されたサンプルの基準値を決定するために配置される手段；及び前記基準値を利用して前記記憶手段に記憶された前記サンプルを正規化して、前記第二サンプルシーケンスを出力するために配置される手段を備えることを特徴とする、請求項８に記載の装置。１０．前記決定手段は前記基準値を前記所定の持続時間におけるピーク振幅または電力値であると決定する、請求項９に記載の装置。１１．前記第一サンプルシーケンスを引き出すために配置される前記手段は：ハードリミット増幅と、受信信号の絶対位相を表わす連続時間信号を発生させるために配置される位相検出手段と；前記連続時間信号をデジタル化して前記第一サンプルシーケンスを出力し、それによって前記第一サンプルシーケンスが受信信号の絶対位相のサンプルシーケンスとなるようにするために配置されるデジタル化手段を備えることを特徴とする請求項８、９、または１０のいずれか１項に記載の装置。１２．前記第一サンプルシーケンスを引き出すために配置される前記手段は：ハードリミット増幅と、受信信号の絶対位相を表わす連続時間信号を発生させるために配置される位相検出手段と；前記連続時間信号をデジタル化して絶対位相サンプルのシーケンスを出力するために配置されるデジタル化手段と；前記絶対位相サンプルのシーケンスに対して差分位相検出を実施して、前記第一サンプルシーケンスを出力し、それによって前記第一シーケンス内のサンプルは、所定数のデジタル化サンプル期間だけ離れたサンプルペア間の位相シフトを特徴付けるために配置される差分位相検出手段を備えることを特徴とする請求項８、９、または１０のいずれか１項に記載の装置。１３．更に、前記第一サンプルシーケンスを記憶し、前記第二サンプルシーケンスと共に同期化される時に、前記第一サンプルシーケンスの各々を出力するために配置される記憶手段を備える、請求項１１または１２のいずれか１項に記載の装置。１４．前記ハードリミット増幅及び位相検出手段は、実際の中間周波数で前記連続時間信号を出力するために配置される１つまたはそれ以上の継続接続された増幅器とアナログフィルタを備える、請求項１１、１２または１３のいずれか１項に記載の装置。１５．前記ハードリミット増幅及び位相検出手段は、２つの成分を有する複素ベースバンド信号として、前記連続時間信号を出力するために配置される、１つまたはそれ以上の継続接続された増幅器、直交ダウンミクシング回路、及びアナログフィルタを備える、請求項１１、１２または１３のいずれか１項に記載の装置。１６．前記２つの成分が直交する、請求項１５に記載の装置。１７．ＴＤＭＡ信号を受信し、復調するために配置される、請求項８から１６のいずれか１項に記載の装置。