CN104378317A - 一种应用于卫星电话的突发信号频偏校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于卫星电话的突发信号频偏校正方法，所述方法包括：首先接收信号并进行数据缓存，然后生成本地标准序列并进行成形滤波处理，然后将缓存的信号和本地成形滤波后的序列进行滑动相关，根据相关峰找到突发信号的起始位置，然后根据获得的所述突发信号的起始位置，从缓存器中取出完整的一组突发信号和本地的标准序列进行对应点的相位差计算，然后根据连续接收的N个对应点求得相位差斜率，对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理，对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值，实现了克服了现有技术中存在的对信道估计的依赖，频偏估计准确。

Description

一种应用于卫星电话的突发信号频偏校正方法

技术领域

本发明涉及卫星通信技术领域，尤其涉及一种应用于卫星电话的突发信号频偏校正方法。

背景技术

近半个世纪以来，随着资本、产业、资源供应、人员流动的全球化，全球通信产业获得长足的发展。卫星通信由于具有覆盖范围广、及时性强、组网灵活，不受地理限制等特点，其在航空航天、军事、灾害预警和救援、航海、交通运输、电视广播、金融服务等关系到国家安全和国计民生的领域得到广泛的应用，取得了较大的发展，近年来卫星通信还在开辟和扩大新的应用领域。

卫星通信系统由卫星端、地面端、用户端三部分组成。卫星段在空中起中继站的作用，即把地面站发上来的电磁波放大后再返送回另一地面站，地面站则是卫星系统与地面公众网的接口，用户终端可以通过地面站出入卫星系统形成链路。

轨道卫星和地球处于高速相对运动状态，由于多普勒效应，卫星通信的信号会发生频率偏移，从而影响到通信链路中数据传输的可靠性与稳定性。在接收机设计时通常根据卫星与地面接收站之间的相对位置和速度，预先计算出信号的多普勒频偏，从而实时地修正接收机的数字频率合成器输出的本振频率，达到消除多普勒频偏。

卫星通信中还存在突发信号频偏，对于突发信号频偏目前主要采用以下两类方法：

基于载波相位的最大似然(ML)估计算法，这种方法对接收信号的幅度和相位进行处理，具体的实现方法有非线性相位估计器和判决反馈相位估器。

延迟相乘法，将输入信号进行延迟和取共轭等一系列处理后再与实时输入的信号相乘，变化得到频偏值。

基于载波相位的最大似然(ML)估计算法，其关键在于获得准确的反馈相位。判决反馈相位估计方法的原理是：

假设接收误差信号为 $r_k=e^{j(2\mathrm{\π\Δfk}{T}_s+\mathrm{\θ})}+v_k,$ 1≤k≤N   (5)

其中，θ为随机相位，在[0,2π)间均匀分布。则对Δf的最大似然表达式为

$\mathrm{\Λ}\left(\mathrm{\Δ}\hat{f}\right)={\left|\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_i{e}^{-j2\mathrm{\π\Δ}\hat{f}i{T}_s}\right|}^2=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_k{r}_m^{*}{e}^{-j2\mathrm{\π\Δ}\hat{f}(k-m)T_s}---\left(6\right)$

其中，是对Δf的估计。使上式最大的就是Δf的最大似然估计。

在式(6)中对求偏导，能使偏导方程取零值的九四使该式最大的值。这样我们要做的工作就是求解方程：

$\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_k{r}_m^{*}{e}^{-j2\mathrm{\π\Δ}\hat{f}(k-m)T_s}=0---\left(7\right)$

上式继续可以等效为：

$\mathrm{Im}\left\{\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}k(N-k)R\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π\Δ}\hat{f}k{T}_s}\right\}=0---\left(8\right)$

其中R(k)是r_k的自相关函数：

$R\left(k\right)=\frac{1}{N-k}\underset{i=k+1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_i{r}_{i-k}^{*},$ 0≤k≤N-1   (9)

式(8)的零点存在且能使式(8)达到最大值。通过对式(8)的简化和Taylor级数展开，我们可以得到方程的解：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{\mathrm{\π}{T}_s(M+1)}\arg \left\{\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}R\left(k\right)\right\},$ M≤N-1  (10)

arg{}算子表示求复数的辐角，arg{.}∈[-π,π)。该方法的精确度为：

|Δf|<[(M+1)T_s]^-1  (11)

通常可以令M＝1来简化运算，这样式(10)可以化简为

$\mathrm{\&Delta;}\hat{f}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}{T}_s}\arg \left\{\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_i{r}_i^{*}\right\}---\left(12\right)$

可见根据是(12)可以得到载波偏差的估计值

延迟相乘法，请参考图3。延迟相乘法原理为：

基带输入信号s(t)经过低通滤波器后得到信号x(k)，对x(k)进行延迟取共轭运算后得到信号x^*(k-1)与原信号x(k)进行相乘，并对结果进行求解角度运算，从而估计出频率偏差值。进行频偏估计的计算公式为：

$\hat{f}=\frac{2}{\mathrm{\&pi;T}}\arg \left\{\underset{k=0}{\overset{L_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(k\right)x^{*}(k-1)\right\}---\left(13\right)$

这两种算法在一定程度上校正了突发信号频偏，不过在实际应用中还存在以下问题：

基于载波相位的最大似然(ML)估计算法，需要以假设接收误差信号1≤k≤N  (5)为基准，它是通过本地训练序列与信道估计值来获得，本地训练序列为已知，信道估计值通常采用预估的方式确定，当信道估计不准确的时候得到的误差信号不准确，对后续的频偏估计有影响。

延迟相乘法采用估计出来的频差来修正接收到的信号频率，虽然算法结构简单易于实现，但在低信噪比时估计频偏性能较差，通常估计出来的频差有直流，且码字不一样直流也不一样，另外估计出来的结果波动比较大，要在很长一段时间内的平均值才比较准确。

综上所述，本申请发明人在实现本申请实施例中发明技术方案的过程中，发现上述技术至少存在如下技术问题：

在现有技术中，由于现有的突发信号频偏处理方法对信道估计的依赖，当信道估计不精确或没有信道估计的情况下频偏估计会不准确，所以，现有技术中的突发信号频偏处理方法存在当信道估计不精确或没有信道估计时，频偏估计会不准确的技术问题。

发明内容

本发明提供了一种应用于卫星电话的突发信号频偏校正方法，解决了现有技术中的突发信号频偏处理方法存在当信道估计不精确或没有信道估计时，频偏估计会不准确的技术问题，克服了现有技术中存在的对信道估计的依赖，频偏估计准确，且所需的硬件环境条件更加宽松，运行时功耗更小，实现的方法更简单化的技术效果。

为解决上述技术问题，本申请实施例提供了一种应用于卫星电话的突发信号频偏校正方法，所述方法包括：

接收信号并进行数据缓存；

生成本地标准序列并进行成形滤波处理；

将缓存的信号和本地成形滤波后的序列进行滑动相关，根据相关峰找到突发信号的起始位置；

根据获得的所述突发信号的起始位置，从缓存器中取出完整的一组突发信号和本地的标准序列进行对应点的相位差计算；

根据连续接收的N个对应点求得相位差斜率，其中，所述N为大于等于2的正整数；

对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理；

对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值Δf。

进一步的，所述接收信号并进行数据缓存具体为：利用式1进行接收信号并进行数据缓存，其中，式1为：r_k＝e^{j·2π·Δf·k·T}·s_k＝Ir_k+j·Qr_k，1≤k≤N  (1)，其中，r_k表示接收端接收到的信号，s_k表示发送端发送的信号，e^{j·2π·Δf·k·T}表示信号在信道传输过程中叠加上的频偏，Ir_k表示接收端复信号r_k的同相分量，Qr_k表示接收端复信号r_k的正交分量。

进一步的，所述生成本地标准序列并进行成形滤波处理具体为：利用式2生成本地标准序列并进行成形滤波处理，其中，式2为：s_k＝Is_k+j·Qs_k(2)，其中，Is_k表示发射端复信号s_k的同相分量，Qs_k表示发射端复信号s_k的正交分量。本地根据发射端已知的训练序列以及编码方式进行编码，然后进行根升余弦滤波得到基带的OQPSK信号Is_k'和Qs_k'。

进一步的，所述根据相关峰找到突发信号的起始位置具体为：根据a(t)的峰值找到突发信号的起始位置，其中，其中，a(t)为本地序列和接收到序列的相关值，N为卫星HMB码序列的长度，N＝1～144，当Is_k＝Is_k′时a(t)有最大值，根据a(t)的峰值可以找到突发信号的起始位置。

进一步的，所述对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值Δf具体为：利用式4进行线性处理，得到频偏估计值Δf，其中，式4为： $\mathrm{\&Delta;f}=\left(\arctan \left(\frac{{\mathrm{Qr}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Qs}}_k}\right)\right)/(2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;k\&CenterDot;T)---\left(4\right),$ 其中，T＝1/f_s，f_s为采样率，k为进行线性运算的点数。

进一步的，所述对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理包括：

去除有一个异常跳变点；

处理有连续两个异常跳变点；

处理有±2π的相位跳变；

处理有异常的相位跳变。

本申请实施例中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：

由于采用了首先接收信号并进行数据缓存，然后生成本地标准序列并进行成形滤波处理，然后将缓存的信号和本地成形滤波后的序列进行滑动相关，根据相关峰找到突发信号的起始位置，然后根据获得的所述突发信号的起始位置，从缓存器中取出完整的一组突发信号和本地的标准序列进行对应点的相位差计算，然后根据连续接收的N个对应点求得相位差斜率，其中，所述N为大于等于2的正整数，然后对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理，最后对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值Δf的技术方案，即无信道估计的情况下对突发信号频偏估计算法的技术手段，所以，有效解决了现有技术中的突发信号频偏处理方法存在当信道估计不精确或没有信道估计时，频偏估计会不准确的技术问题，进而实现了克服了现有技术中存在的对信道估计的依赖，频偏估计准确，且所需的硬件环境条件更加宽松，运行时功耗更小，实现的方法更简单化的技术效果。

附图说明

图1是本申请实施例一中应用于卫星电话的突发信号频偏校正方法的流程示意图；

图2是本申请实施例一中延迟相乘法的实现流程图；

图3是本申请实施例一中采样点之间差值的绝对值处理流程示意图；

图4是本申请实施例一中跳变条件CON的判决处理的流程示意图；

图5是本申请实施例一中判决条件CON1的流程运算示意图。

具体实施方式

本发明提供了一种应用于卫星电话的突发信号频偏校正方法，解决了现有技术中的突发信号频偏处理方法存在当信道估计不精确或没有信道估计时，频偏估计会不准确的技术问题，实现了克服了现有技术中存在的对信道估计的依赖，频偏估计准确，且所需的硬件环境条件更加宽松，运行时功耗更小，实现的方法更简单化的技术效果。

本申请实施中的技术方案为解决上述技术问题。总体思路如下：

采用了首先接收信号并进行数据缓存，然后生成本地标准序列并进行成形滤波处理，然后将缓存的信号和本地成形滤波后的序列进行滑动相关，根据相关峰找到突发信号的起始位置，然后根据获得的所述突发信号的起始位置，从缓存器中取出完整的一组突发信号和本地的标准序列进行对应点的相位差计算，然后根据连续接收的N个对应点求得相位差斜率，其中，所述N为大于等于2的正整数，然后对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理，最后对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值Δf的技术方案，即无信道估计的情况下对突发信号频偏估计算法的技术手段，所以，有效解决了现有技术中的突发信号频偏处理方法存在当信道估计不精确或没有信道估计时，频偏估计会不准确的技术问题，进而实现了克服了现有技术中存在的对信道估计的依赖，频偏估计准确，且所需的硬件环境条件更加宽松，运行时功耗更小，实现的方法更简单化的技术效果。

为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明。

实施例一：

在实施例一中，提供了一种应用于卫星电话的突发信号频偏校正方法，请参考图1-图5，所述方法包括：

S10，接收信号并进行数据缓存；

S20，生成本地标准序列并进行成形滤波处理；

S30，将缓存的信号和本地成形滤波后的序列进行滑动相关，根据相关峰找到突发信号的起始位置；

S40，根据获得的所述突发信号的起始位置，从缓存器中取出完整的一组突发信号和本地的标准序列进行对应点的相位差计算；

S50，根据连续接收的N个对应点求得相位差斜率，其中，所述N为大于等于2的正整数；

S60，对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理；

S70，对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值Δf。

其中，在本申请实施例中，所述接收信号并进行数据缓存具体为：利用式1进行接收信号并进行数据缓存，其中，式1为：r_k＝e^{j·2π·Δf·k·T}·s_k＝Ir_k+j·Qr_k，1≤k≤N  (1)，其中，r_k表示接收端接收到的信号，s_k表示发送端发送的信号，e^{j·2π·Δf·k·T}表示信号在信道传输过程中叠加上的频偏，Ir_k表示接收端复信号r_k的同相分量，Qr_k表示接收端复信号r_k的正交分量，其中，所述j为复数形式的表达方式，没有具体含义。

其中，在本申请实施例中，所述生成本地标准序列并进行成形滤波处理具体为：利用式2生成本地标准序列并进行成形滤波处理，其中，式2为：s_k＝Is_k+j·Qs_k  (2)，其中，Is_k表示发射端复信号s_k的同相分量，Qs_k表示发射端复信号s_k的正交分量。本地根据发射端已知的训练序列以及编码方式进行编码，然后进行根升余弦滤波得到基带的OQPSK信号Is_k'和Qs_k'。

其中，在实际应用中，所述将缓存的信号和本地成形滤波后的序列进行滑动相关，根据相关锋找到突发信号的起始位置，具体的实现为使接收信号和本地成形滤波后的序列保持一个采样钟的偏移量在相关器内进行相对滑动。因为此本申请实施例中方案的相位移动是连续的，所有相关峰是一个连续量，一旦检测到相关峰的最大值，则标志找到了突发信号的起始位置。

其中，在本申请实施例中，所述根据相关峰找到突发信号的起始位置具体为：根据a(t)的峰值找到突发信号的起始位置，其中，其中，a(t)为本地序列和接收到序列的相关值，N为卫星HMB码序列的长度，N＝1～144，当Is_k＝Is_k'时a(t)有最大值，根据a(t)的峰值可以找到突发信号的起始位置。

其中，在实际应用中，所述根据获得的所述突发信号的起始位置，从缓存器中取出完整的一组突发信号和本地的标准序列进行对应点的相位差计算具体实现方式为：

将式(2)带入式(1)可得：

Ir_k+j·Qr_k＝(Is_k+j·Qs_k)·(cos(2π·Δf·k·T)+j·sin(2π·Δf·k·T))  (14)

其中1≤k≤N。

将式(14)展开得：

Ir_k＝Is_k·cos(2π·Δf·k·T)-Qs_k·sin(2π·Δf·k·T)  (15)

Qr_k＝Is_k·sin(2π·Δf·k·T)+Qs_k·cos(2π·Δf·k·T)  (16)

将接收到的基带突发信号Ir、Qr_k和本地的标准序列Is_k′、Qs_k′进行如下的运算：

Qr_k·Is_k'-Ir_k·Qs_k'＝Is_k·Is_k'·sin(2π·Δf·k·T)+Qs_k·Is_k'·cos(2π·Δf·k·T)

-Is_k·Qs_k'·cos(2π·Δf·k·T)+Qs_k·Qs_k'·sin(2π·Δf·k·T)  (17)

Ir_k·Is_k'+Qr_k·Qs_k'＝Is_k·Qs_k'·sin(2π·Δf·k·T)+Qs_k·Qs_k'·cos(2π·Δf·k·T)

+Is_k·Is_k'·cos(2π·Δf·k·T)-Qs_k·Is_k'·sin(2π·Δf·k·T)  (18)

当Is_k≈Is_k'以及Qs_k≈Qs_k'时，式(17)和式(18)可以化简为：

Qr_k·Is_k'-Ir_k·Qs_k'＝((Is_k)²+(Qs_k)²)sin(2π·Δf·k·T)  (19)

Ir_k·Is_k+Qr_k·Qs_k＝((Is_k)²+(Qs_k)²)cos(2π·Δf·k·T)  (20)

其中，在实际应用中，所述根据连续接收的N个对应点求得相位差斜率具体实现方式为：

用式(19)除以式(20)可得：

$\frac{{\mathrm{Qr}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Qs}}_k}=\frac{\sin (2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;f}\&CenterDot;k\&CenterDot;T)}{\cos (2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;f}\&CenterDot;k\&CenterDot;T)}=\tan (2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;f}\&CenterDot;k\&CenterDot;T)---\left(21\right)$

这里得到了只包含频差分量的等式

由式(21)可得：

$f\left(k\right)=\mathrm{\&Delta;f}\&CenterDot;2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;k\&CenterDot;T=\arctan \left(\frac{{\mathrm{Qr}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Qs}}_k}\right)---\left(22\right)$

其中Δf·2π·k·T为接收第k个符号时计算出的相位误差，连续接收N个点就可得到连续N个接收符号所对应的相位误差曲线，求此曲线的斜率即为频率偏移值。Δf为载波频差估计值，其中k＝1-N，N为大于等于2的正整数。

其中，在实际应用中，因为噪声影响存斜率曲线在相位跳变和异常毛刺，所以对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理。

其中，在本申请实施例中，所述对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值Δf具体为：利用式4进行线性处理，得到频偏估计值Δf，其中，式4为： $\mathrm{\&Delta;f}=\left(\arctan \left(\frac{{\mathrm{Qr}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Qs}}_k}\right)\right)/(2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;k\&CenterDot;T)---\left(4\right),$ 其中，T＝1/f_s，f_s为采样率，k为进行线性运算的点数。

其中，在实际应用中，所述对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理具体为：取载波相位斜率曲线的两段值，求其平均值，根据直线定理，已知一直线上两点之间的距离和两点的值，可求得其斜率。

其中，所述对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值Δf具体为：Δf＝(f(k₂)'-f(k₁)')/(2π·Δk·T)  (23)，其中T＝1/f_s，f_s为采样率，f(k₁)'和f(k₂)'分别为载波相位斜率曲线上两段点数的平均值，Δk为两段值之间的点数差值。

其中，在本申请实施例中，所述对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理包括：

首先去除有一个异常跳变点；

然后处理有连续两个异常跳变点；

然后处理有±2π的相位跳变；

最后处理有异常的相位跳变。

其中，在实际应用中，所述去除有一个异常跳变点具体实现方式为：利用式15进行载波相位差估计值，具体为：

r(i)＝Δf·2π·i·T，1≤i≤m  (24)，其中m为大于2小于突发信号斜率曲线的正整数，分别延迟1～4个采样点后的信号分别r(i)_delay1，r(i)_delay2，r(i)_delay3，r(i)_delay4，对r(i)、r(i)_delay1、r(i)_delay2进行如下相减求绝对值运算：

abs(1)＝abs(r(i)_delay2-r(i)_delay1)，abs(2)＝abs(r(i)_delay1-r(i))，其中，abs(1)为r(i)_delay2减去r(i)_delay1的绝对值，abs(2)为r(i)_delay1减去r(i)的绝对值。

在该系统中当abs(1)>3300同时abs(2)>3300时，认为曲线出现一个异常跳变点，此时忽略该点，进行如下处理，因为该过程有两个时钟的处理延迟，

其中，r₁(i)为消除了一个异常跳变点后的相位差斜率。

其中，在实际应用中，所述处理有连续两个异常跳变点的具体实现方式为：

该级输入为r₁(i)，将r₁(i)分别延迟1～5个采样点后的信号为r₁(i)_delay1、r₁(i)_delay2、r₁(i)_delay3、r₁(i)_delay4、r₁(i)_delay5，对r₁(i)、r₁(i)_delay1、r₁(i)_delay2、r₁(i)_delay3进行如下相减求绝对值运算：

abs₁(1)＝abs(r₁(i)_delay3-r₁(i)_delay2)；

abs₁(2)＝abs(r₁(i)_delay2-r₁(i)_delay1)；

abs₁(3)＝abs(r₁(i)_delay1-r₁(i))；

abs₁(4)＝abs(r₁(i)_delay2-r₁(i))；

abs₁(1)、abs₁(2)、abs₁(3)、abs₁(4)为相邻一个采样点或两个采样点之间差值的绝对值。

请参考图3，对相减后的绝对值进行如下流程处理：当abs₁(1)、abs₁(2)同时大于3300(根据实测信号选择的值)的条件下，当sig_1为0时，认为有两个异常跳变点，第一个跳变点的值为r₂(i)＝(r₁(i)_delay3+r₁(i)_delay5)/2，同时让sig_2为1；当sig_1为1则第二个跳变点的值r₂(i)＝r₁(i)_delay4。当abs₁(1)、abs₁(2)不同时为1时，当sig_2等于1时，两个跳变点中的第二个跳变点为r₂(i)＝(r₁(i)_delay3+r₁(i)_delay2)/2，同时将sig_2置0。当sig_2为0时，判定abs₁(1)、abs₁(2)、abs₁(3)是否同时大于3300，当同时大于3300时则第一个跳变点的值为r₂(i)＝(r₁(i)_delay5+r₁(i)_delay3)/2，同时sig_1置1；当abs₁(1)、abs₁(2)、abs₁(3)不同时大于3300时则判断abs₁(1)和abs₁(4)是否同时大于3300，当abs₁(1)和abs₁(4)同时大于1时则表示有两个异常跳变点，此时第一个异常跳变点为r₂(i)＝(r₁(i)_delay2+r₁(i)_delay5)/2，同时将sig_2的值置1；当abs₁(1)和abs₁(4)不同时大于3300时，则表示没有两个异常跳变点，r₂(i)保持原有值r₂(i)＝r₁(i)_delay4，该过程有两个时钟的处理延迟。

sig_1和sig_2的初始值都为0，当存在连续两个异常跳变点时，根据上图中的条件进行判决处理，一般取其两点平均值，其中sig_1和sig_2分别为异常第一点和第二点的判断条件，当没存在异常跳变时则保持原有值，r₂(i)为在r₁(i)基础上消除有连续两个异常跳变点后的相位差斜率。

其中，在实际应用中，所述处理有±2π的相位跳变具体实现方式为：该级输入的信号为r₂(i)，将r₂(i)分别延迟1～3个采样点后的信号为r₂(i)_delay1、r₂(i)_delay2、r₂(i)_delay3。

对r₂(i)、r₂(i)_delay1、r₂(i)_delay2、r₂(i)_delay3分别进行如下运算：

abs₂(1)＝abs(r₂(i)_delay3-r₂(i))；

abs₂(2)＝abs(r₂(i)_delay3-r₂(i)_delay1)；

abs₂(3)＝abs(r₂(i)_delay3-r₂(i)_delay2)；

abs₂(4)＝abs(r₂(i)_delay2-r₂(i))；

abs₂(5)＝abs(r₂(i)_delay2-r₂(i)_delay1)；

sig_sub(1)＝sign(r₂(i)_delay3-r₂(i))；

sig_sub(2)＝sign(r₂(i)_delay2-r₂(i))；

其中abs()为求绝对值运算，sign()为求符号运算。

当第一次跳变的时候根据如下跳变条件CON进行如下判决处理，其中：CON＝((abs₂(1)>33000)&&(abs₂(2)<33000)&&(abs₂(3)<33000))||((abs₂(4)>33000)&&(abs₂(5)<33000))，其中，请参考图4，当CON条件不满足时则表明不存在±2π的相位跳变，此时r₃(i)保持原有值不变r₃(i)＝r₂(i)_delay3。当CON条件满足时，则根据sig_sub(1)和sig_sub(2)来判决是正向跳变还是反向跳变，当sig_sub(1)和sig_sub(2)同时为0时则为反向跳变r₃(i)＝r₂(i)_delay3+51472，反之为正向跳变r₃(i)＝r₂(i)_delay3-51472。

当出现±2π的相位跳变时，根据两个跳变点之差的符号值，还判断是正向跳变还是反向跳变。正向跳变则原有值减去51472(2×π×2¹³)，如果是反向跳变则原有值加上51472。当没发生跳变时，则保持原有值。r₃(i)为在r₂(i)基础上去掉±2π的相位跳变后的相位差斜率。

其中，在实际应用中，所述处理有异常的相位跳变具体实现方式为：该级输入的信号为r₃(i)，将r₃(i)分别延迟1～3个采样点后的信号为r₃(i)_delay1、r₃(i)_delay2、r₃(i)_delay3。

对r₃(i)、r₃(i)_delay1、r₃(i)_delay2、r₃(i)_delay3分别进行如下操作：

abs₃(1)＝abs(r₃(i)_delay3-r₃(i))；

abs₃(2)＝abs(r₃(i)_delay3-r₃(i)_delay1)；

abs₃(3)＝abs(r₃(i)_delay3-r₃(i)_delay2)；

sig_sub(1)＝sign(r₃(i)_delay3-r₃(i))；

其中abs()为求绝对值运算，sign()为求符号运算。

在该系统中根据判决条件CON1进行如下流程运算，其中：

CON1＝(abs₃(1)>66000)&&(abs₃(2)<66000)&&(abs₃(3)<66000)。请参考图5，当CON1不为1时则表示没有异常跳变点，此时r₄(i)保持原有值r₄(i)＝r₃(i)_delay3。当CON1为1时则表示有异常跳变点，这时在根据sig_sub(1)来判定是正向跳变还是反向跳变。当sig_sub(1)为1时则是正向跳变r₄(i)＝r₃(i)_delay3-102944，反之为方向跳变r₄(i)＝r₃(i)_delay3+102944。

根据CON1条件判断是否存在异常跳变点，当存在异常跳变时，根据r₃(i)_delay3与r₃(i)差值的符号位来判断是正向跳变还是反向跳变。正向跳变则减去102944，反向跳变则加上102944。其中值66000和值102944是根据实测信号值进行选定的。r₄(i)为在r₃(i)基础上消除掉异常的相位跳变后的相位差斜率，基本上消除掉了由于噪声等影响产生的跳变和毛刺现象。

上述本申请实施例中的技术方案，至少具有如下的技术效果或优点：

由于采用了首先接收信号并进行数据缓存，然后生成本地标准序列并进行成形滤波处理，然后将缓存的信号和本地成形滤波后的序列进行滑动相关，根据相关峰找到突发信号的起始位置，然后根据获得的所述突发信号的起始位置，从缓存器中取出完整的一组突发信号和本地的标准序列进行对应点的相位差计算，然后根据连续接收的N个对应点求得相位差斜率，其中，所述N为大于等于2的正整数，然后对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理，最后对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值Δf的技术方案，即无信道估计的情况下对突发信号频偏估计算法的技术手段，所以，有效解决了现有技术中的突发信号频偏处理方法存在当信道估计不精确或没有信道估计时，频偏估计会不准确的技术问题，进而实现了克服了现有技术中存在的对信道估计的依赖，频偏估计准确，且所需的硬件环境条件更加宽松，运行时功耗更小，实现的方法更简单化的技术效果。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (6)

1.一种应用于卫星电话的突发信号频偏校正方法，其特征在于，所述方法包括：

接收信号并进行数据缓存；

生成本地标准序列并进行成形滤波处理；

将缓存的信号和本地成形滤波后的序列进行滑动相关，根据相关峰找到突发信号的起始位置；

根据获得的所述突发信号的起始位置，从缓存器中取出完整的一组突发信号和本地的标准序列进行对应点的相位差计算；

根据连续接收的N个对应点求得相位差斜率，其中，所述N为大于等于2的正整数；

对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理；

对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值Δf。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收信号并进行数据缓存具体为：利用式1进行接收信号并进行数据缓存，其中，式1为：r_k＝e^{j·2π·Δf·k·T}·s_k＝Ir_k+j·Qr_k，1≤k≤N(1)，其中，k为大于等于1的正整数，r_k表示接收端接收到的信号，s_k表示发送端发送的信号，e^{j·2π·Δf·k·T}表示信号在信道传输过程中叠加上的频偏，Ir_k表示接收端复信号r_k的同相分量，Qr_k表示接收端复信号r_k的正交分量。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述生成本地标准序列并进行成形滤波处理具体为：利用式2生成本地标准序列并进行成形滤波处理，其中，式2为：s_k＝Is_k+j·Qs_k(2)，其中，Is_k表示发射端复信号s_k的同相分量，Qs_k表示发射端复信号s_k的正交分量，本地根据发射端已知的训练序列以及编码方式进行编码，然后进行根升余弦滤波得到基带的OQPSK信号Is_k'和Qs_k'。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据相关峰找到突发信号的起始位置具体为：根据a(t)的峰值找到突发信号的起始位置，其中，(3)，其中，a(t)为本地序列和接收到序列的相关值，N为卫星HMB码序列的长度，N＝1～144，当Is_k＝Is_k'时a(t)有最大值，根据a(t)的峰值可以找到突发信号的起始位置。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述对所述去相位跳变和去毛刺处理后的斜率曲线进行线性处理，得到频偏估计值Δf具体为：利用式4进行线性处理，得到频偏估计值Δf，其中，式4为： $\mathrm{\&Delta;f}=\left(\arctan \left(\frac{{\mathrm{Qr}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Is}}_k-{\mathrm{Ir}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Qs}}_k}{{\mathrm{Ir}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Is}}_k+{\mathrm{Qr}}_k\&CenterDot;{\mathrm{Qs}}_k}\right)\right)/(2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;k\&CenterDot;T)$ (4)，其中，T＝1/f_s，f_s为采样率，k为进行线性运算的点数。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对得到的斜率曲线进行去相位跳变和去毛刺处理包括：

去除有一个异常跳变点；

处理有连续两个异常跳变点；

处理有±2π的相位跳变；

处理有异常的相位跳变。