JP2934235B1 - 直接シーケンス・スペクトラム拡散通信システムにおける搬送波のオフセットおよび拡散コードのタイミング・オフセットを補正するための方法およびアーキテクチャ - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 搬送波周波数のオフセット、および拡散コー
ドのタイミング・オフセットを補正する。 【解決手段】 搬送波周波数のオフセットの整数部分
は、受信信号を、拡散コードの周期の逆数の整数倍の場
所に中心周波数がある拡散コードとマッチさせ、マッチ
した結果のうち振幅が最大のものをサーチして得る。サ
ーチされたものの振幅をその隣のマッチした結果の振幅
と比較して方向フラグを得る。搬送波周波数のオフセッ
トの整数部分を補正６０３した後、２つの連続したマッ
チした結果の位相角の間の差を計算することができ、方
向フラグに従って搬送波周波数のオフセットの小数部分
を計算６０４する。搬送波周波数のオフセット９補正
後、最小遅延拡散を生じるチャネル・インパルス応答の
第１の径路を求めてサーチして拡散コードのタイミング
・オフセットを補正６０５する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直接シーケンス・
スペクトラム拡散通信の分野に関し、特に直接シーケン
ス・スペクトラム拡散通信システムにおける搬送波周波
数のオフセットおよび拡散コードのタイミング・オフセ
ットの補正に関する。

【０００２】

【従来の技術、及び、発明が解決しようとする課題】直
接シーケンス拡散通信においては、データを検出する前
に、搬送波および拡散コードに対して同期化するため
に、搬送波周波数のオフセットおよび拡散コードのタイ
ミング・オフセットが補正されなければならない。拡散
コードのタイミング・オフセットを補正するために、従
来の技術においてはスライディング相関器が使われてき
ている。しかし、そのような方法は時間が掛かり、搬送
波を復元する前に効果的に行うことができない。という
のは、受信された信号が搬送波周波数のオフセットによ
って影響されるからである。

【０００３】もう１つの方法は、コードの逆拡散のため
にマッチ型フィルタを使い、そして次にフェーズロック
・ループを使って搬送波周波数のオフセットを推定す
る。しかし、この従来の方法の適用は搬送波周波数のオ
フセットが拡散コードの周期の逆数より小さいという条
件に制限される。実際には、直接シーケンス・スペクト
ラム拡散通信においては、搬送波周波数のオフセットは
拡散コードの周期の逆数より一般に大きく、したがっ
て、従来の方法はほとんど適用できない。

【０００４】米国特許第４，６０１，００５号および
４，９９８，１１１号は、拡散コードの高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）を、受信された信号のＦＦＴとマッチさせ
る方法を提供する。この２つの特許の方法は全地球測位
システム（ＧＰＳ）のために設計され、そして搬送波周
波数のオフセットの推定精度を改善するために、マッチ
させるフィルタのＦＦＴ計算の点数を増加する方法を利
用している。そのような方法は５０ビット／秒のＧＰＳ
信号のデータ伝送速度に対しては実用的である。しか
し、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムなどの、一
般的な直接シーケンス・スペクトラム拡散通信システム
のデータ伝送速度は５０ビット／秒より遥かに大きい。
したがって、上記の方法は一般的な直接シーケンス・ス
ペクトラム拡散通信システムにおいては実用的ではな
い。さらに、上記の特許は両方とも拡散コードの開始点
として、マッチ型フィルタの出力の最大のピークを使用
する。というのは、衛星通信チャネルにおいてはメイン
径路が１つだけしかなく、したがって、最大のピークが
１つだけしか発生されないからである。しかし、一般的
な直接シーケンス・スペクトラム拡散通信システムの伝
送チャネルは複数の径路を有するのが普通であり、実例
としては、ＣＤＭＡシステムの通信チャネルは複数径路
のフェージング・チャネルであり、したがって、マッチ
型フィルタの出力の最大ピークはそのチャネルの第１の
径路ではない可能性がある。

【０００５】上記の従来の技術の欠点およびそれに付随
する問題点に基づいて、本発明の目的は、一般的な直接
シーケンス・スペクトラム拡散通信システムにおいて、
搬送波周波数のオフセットを補正するための方法および
装置を提供することである。本発明のもう１つの目的
は、一般的な直接シーケンス・スペクトラム拡散通信シ
ステムの搬送波周波数のオフセット、および拡散コード
のタイミング・オフセットの両方を補正するための方法
および装置を提供することである。本発明のさらにもう
１つの目的は、すべての直接シーケンス・スペクトラム
拡散通信システムにおける搬送波周波数のオフセットお
よび、前記システムにおける拡散コードのタイミング・
オフセットを補正するための方法および装置を提供する
ことである。

【０００６】さらに、本発明のもう１つの目的は、小型
でコンパクトな設計を達成するために、集積回路技術に
よって実装されるように、直接シーケンス・スペクトラ
ム拡散通信システムにおける搬送波周波数のオフセッ
ト、および拡散コードのタイミング・オフセットの全面
的にディジタル化された補正のための方法および装置を
提供することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、先ず最初に、
搬送波周波数のオフセットの補正が搬送波周波数のオフ
セットの整数部分の補正と、搬送波周波数のオフセット
の小数部分の補正とに分けて提供され、搬送波周波数の
オフセットの整数部分は拡散コードの周期の逆数の整数
倍の値として定義され、搬送波周波数のオフセットの小
数部分は拡散コードの周期の逆数より小さい。

【０００８】搬送波周波数のオフセットの整数部分は直
ぐに得られる。それはその規則性に従って、受信された
信号を、拡散コードの周期の逆数の整数倍の場所に受信
周波数がある拡散コードとのマッチを取り、そのマッチ
した結果のうち、振幅が最大のものをサーチすることに
よって得られる。搬送波周波数のオフセットの小数部分
は拡散コードの周期の逆数より小さいという事実に基づ
いて、搬送波周波数のオフセットの小数部分は、上記の
マッチした結果から計算される位相角の差を使うことに
よって計算することができる。

【０００９】本発明の上記の方法はランダムな搬送波周
波数のオフセットを簡単にそして効果的に補正すること
ができ、そして完全にディジタル化された方法で実用に
供することができ、また、拡散コードのタイミング・オ
フセットを補正するための任意の従来技術と組み合わせ
て使うことができる。さらに、搬送波周波数のオフセッ
トが補正された直接シーケンス・スペクトラム拡散通信
システムに対して、本発明は先ず最初に拡散コードのタ
イミング・オフセットが、遅延拡散が最小であるものを
サーチするためにエネルギー遅延が最小の特性を持つチ
ャネルが最小位相システムであるという事実を使って、
求めることができるということを提供する。拡散コード
のタイミング・オフセットを補正するための本発明の方
法は、完全にディジタル化された方法で実装される。

【００１０】搬送波周波数のオフセットおよび拡散コー
ドのタイミング・オフセットを補正するための本発明の
上記の方法は、複数径路のフェージング・チャネルにお
ける直接シーケンス・スペクトラム拡散通信システムに
おいて使うことができる。いくつかの直接シーケンス・
スペクトラム拡散通信システムにはパイロット信号があ
るが、それがないものもある。パイロット信号がある
か、あるいはそれがない直接シーケンス・スペクトラム
拡散通信システムに対して、本発明の方法および装置は
搬送波周波数のオフセットおよび拡散スペクトル・コー
ド・シリーズのタイミング・オフセットを補正するため
に、同じ構造を利用することができる。本発明の詳細の
技術的内容および他の技術的特徴が、付属図面と一緒に
次の記述の中で説明される。

【００１１】

【発明の実施の形態】本発明の方法および装置は、すべ
ての直接シーケンス・スペクトラム拡散通信システムに
適用することができ、特に複数径路のフェージング・チ
ャネルにおける直接シーケンス・スペクトラム拡散通信
システムに適用することができる。本発明の第１の実施
形態のシステム・アーキテクチャが図１に示されてい
る。ここで、アンテナ１０１から受信された無線周波数
信号は、ＲＦフロントエンド・モジュール１０２によっ
てダウン・コンバートされて複素等価ベースバンド信号
となり、その複素等価ベースバンド信号は実部（Ｉ
（ｔ））および虚部（Ｑ（ｔ））を含み、サンプリング
周期（Ｔ_c）でＡ／Ｄ変換器１０３によってサンプルさ
れる。但し、Ｔ_cは複素離散時系列ｒ［ｎ］（ｒ［ｎ］
＝Ｉ［ｎ］＋ｊＱ［ｎ］）を形成するための拡散コード
のチップ・タイムであり、この時系列はメモリ１０４に
記憶される。記憶された複素離散時系列は長さＮのセク
ションにセグメント化される。但し、Ｎはパイロット信
号の拡散コードの長さ（Ｎ_p）、またはデータ信号の拡
散コードの長さ（Ｎ_d）のいずれかが可能である。セグ
メンテーションの後、セグメント化された離散時系列
（ｒ［ｎ］）は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の計算を通
って周波数領域における受信された信号（Ｒ［ｋ］）を
出力する。

【００１２】搬送波周波数のオフセットおよび拡散コー
ドのタイミング・オフセットの補正について説明する前
に、ＦＦＴのマッチ型フィルタの特性およびＦＦＴの変
調特性が次のように最初に説明される。

【００１３】Ｉ．ＦＦＴのマッチ型フィルタの特性 ｘ₁［ｎ］およびｘ₂［ｎ］は長さＮの離散時系列信号
（ｎは０とＮ−１との間にある）であり、そのＦＦＴは
それぞれＸ₁［ｋ］およびＸ₂［ｋ］である。Ｘ₃［ｋ］
はＸ₁［ｋ］とＸ₂ ^*［ｋ］の積に等しく、ｘ₃［ｎ］はｘ
₁［ｎ］とｘ₂ ^*［（（−ｎ））_N］の巡回コンボリューシ
ョンの結果である。（注：（（ｘ））_Nｘ ｍｏｄ
Ｎ、（（ｘ））_Nは０とＮ−１との間にある。記号^*は複
素共役演算を表す）。

【数１】 但し、（（ｎ＋ｍ））_Nはｎ＋ｍをＮで割った余りに等
しく、そしてそれは０とＮ−１との間にある。

【００１４】II．ＦＦＴの変調特性 長さＮの離散時系列信号ｘ［ｎ］のＦＦＴはＸ［ｋ］で
ある。ｘ［ｎ］の搬送波ｅｘｐ（ｊ（２π／Ｎ）ｉｎ）
に対する変調はｘ［ｎ］Ｗ_N ^-inである。但し、Ｗ_Nはｅ
ｘｐ（−ｊ２π／Ｎ）である。変調された信号のＦＦＴ
はＸ［（（ｋ−ｉ））_N］である。パイロット信号が存
在するかどうかによって、搬送波周波数のオフセットお
よび拡散コードのタイミング・オフセットの補正の方法
が異なる可能性がある。しかし、その異なるプロセスを
同じインフラストラクチャの中に実装することができ
る。本発明の第１の実施形態はパイロット信号が存在す
る場合の実施形態である。

【００１５】Ｉ．パイロット信号が存在する場合 パイロット信号が存在する場合、先ず最初に搬送波周波
数のオフセットの整数部分をサーチし、そして次に搬送
波周波数の小数部分を推定し、そして最後に拡散コード
のタイミングをサーチする。

【００１６】ａ．搬送波周波数のオフセットの整数部分
の補正 搬送波周波数のオフセットの整数部分はパイロット信号
の拡散コードの周期の逆数（１／Ｎ_pＴ_c）の整数倍であ
る。ＦＦＴのマッチ型フィルタが搬送波周波数のオフセ
ットの整数部分をサーチするために使われる。受信され
た信号を、中心周波数がパイロット信号の拡散コードの
周期の逆数の整数倍の場所にあるパイロット信号の拡散
コードとマッチさせることによって、搬送波周波数のオ
フセットの整数部分をそのマッチされた結果の振幅に従
って求めることができる。パイロット信号の拡散コード
がｃ_p［ｎ］であり、ｃ_p［ｎ］のＦＦＴがＣ_p［ｋ］で
あると仮定して、セグメント化されたセクションの中の
受信された信号ｒ［ｎ］は次のようになる。

【数２】

【００１７】但し、αはセグメント化されたセクション
の開始点とパイロット信号の拡散コードの開始点との間
の差であり、ω_offは搬送波周波数のオフセットであ
り、χはランダムな位相であり、そしてｎ［ｎ」はノイ
ズである（そのチャネルの中の１つのメイン径路だけが
考慮され、そのチャネルの中の複数の径路の場合は、各
径路はユニタリ径路に等しい）。Ｒ［ｋ］Ｃ_p ^*［（（ｋ
−ｉ））Ｎ_p］のＩＦＦＴはＣＲ_i［ｎ］であり、それは
マッチ型フィルタの出力である。ＣＲ_i［ｎ］は次のよ
うに書かれる。

【数３】 但し、ｎ’［ｎ］は入力ノイズによって発生され、それ
が０に等しい時、ＣＲｉ［α］は次のようになる。

【数４】 式（４）に従って、ｉ＝０の場合、｜ＣＲ₀［α］｜／
Ｎ_pが図２にプロットされており、その中で、｜ω_off｜
≦π／Ｎ_pの時、｜ＣＲ₀［α］｜／Ｎ_pは０．６３６よ
り大きく、そして｜ω_off｜≧２π／Ｎ_pの時、｜ＣＲ₀
［α］｜／Ｎ_pは０．２２より小さい。

【００１８】式（４）のｉの値を変えることは、２πｉ
／Ｎの周波数の搬送波に対してマッチ型フィルタのイン
パルス応答（すなわち、パイロット信号の拡散コード）
を変調することである。受信された信号を、中心周波数
が２πｉ／Ｎにあるマッチ型フィルタの変調されたイン
パルス応答とマッチした後、その振幅の出力は｜ＣＲ_i
［α」｜／Ｎ_pである。搬送波周波数のオフセットとマ
ッチ型フィルタのインパルス応答の中心周波数との間の
差がπ／Ｎ_pより小さかった場合（｜ω_off−２πｉ／Ｎ
_p｜＜π／Ｎ_p）、マッチ型フィルタの振幅出力は０．６
３６より大きくなり、そうでない場合、それは０．２２
より小さくなる。

【００１９】式（４）に従って、パイロット信号の拡散
コードのＦＦＴはマッチ型フィルタの振幅出力、｜ＣＲ
_i［α］｜／Ｎ_pを得るために、巡回シフトさせる（すな
わち、ｉの値を変える）ことができる。搬送波周波数の
オフセットの整数部分が２πｌ／Ｎ_pであった場合、｜
ＣＲ_l［α」｜Ｎ_pは最大値を持つことになる。搬送波周
波数のオフセットの整数部分を補正した後、搬送波周波
数のオフセットの小数部分、△ω_offは次のように書く
ことができる。

【数５】 但し、２πｌ／Ｎ_pは搬送波周波数のオフセットの推定
された整数部であり、｜△ω_off｜はπ／Ｎ_pより小さい
か、またはそれに等しい。図２から、｜ＣＲ₀［α」｜
／Ｎ_pは０の周波数に対して対称的である。２πｌ／Ｎ_p
≦ω_off≦２π（ｌ＋１）／Ｎ_pであって、△ω_offの値
がπ／Ｎ_pに近い時、｜ＣＲ_l［α］｜／Ｎ_pの値は｜Ｃ
Ｒ_l+1［α］｜／Ｎ_pの値に近付き、そしてマッチ型フィ
ルタの出力の回転は反時計回りである。同様に、２π
（ｌ−１）／Ｎ_p≦ω_off≦２πｌ／Ｎ_pであって、△ω
_offの値が−π／Ｎ_pに近い時、｜ＣＲ_l-1［α］｜／Ｎ_p
の値は｜ＣＲ_l［α］｜／Ｎ_pの値に近付き、そしてマッ
チ型フィルタの出力の回転方向は時計回りとなる。

【００２０】Ｒ［ｋ］は複素乗算器１０８の中でＣ
_p ^*［（（ｋ−ｉ））Ｎ_p］によって乗算される。Ｒ
［ｋ］Ｃ_p ^*［（（ｋ−ｎ））Ｎ_p］のＩＦＦＴを計算す
るためにＩＦＦＴユニットが使われる。その後、ＩＦＦ
Ｔユニットの出力の振幅が１１２で計算される。次に、
搬送波周波数のオフセットの整数部分の補正１１４を進
行させることができる。１１４のシステム・ブロック図
が図３に示されている。先ず最初に、ＩＦＦＴ計算３０
１の、Ａ_p［ｉ］として記録される最大の振幅のサーチ
が進められる。搬送波周波数のオフセットの可能な範囲
において、ｉの値を変化させ、そして上記の計算を繰り
返す。搬送波周波数が２．４ＧＨｚ、拡散コードのチッ
プ速度が１０ＭＨｚ、拡散コードの長さが１０２４、そ
して搬送波周波数のオフセットが搬送波周波数の１０ｐ
ｐｍより小さい例の場合、ｉのサーチ範囲は｛−３，−
２，−１，０，１，２，３｝である。

【００２１】すべてのＡ_p［ｉ］を比較し、そのうちの
最大のものをＡ_p［ｌ］として３０２で選択することに
よって、搬送波周波数のオフセットの整数部分をＷｌと
して求めることができる。Ａ_p［ｌ］、Ａ_p［ｌ＋１］お
よびＡ_p［ｌ−１］の値が３０３において比較される。
Ａ_p［ｌ］とＡ_p［ｌ＋１］との大きさが近い場合、方向
フラグが１となる。そしてＡ_p［ｌ］とＡ_p［ｌ−１］と
の大きさが近い場合、方向フラグは−１となる。さもな
ければ、方向フラグは０である。最後に、搬送波周波数
のオフセットの整数部分の制御信号の出力が、拡散コー
ドのＦＦＴの複素共役数１０９に対して、あるいは自動
周波数シンセサイザ１０５に対して送信され、搬送波周
波数のオフセットの整数部分が補正される（補正の後、
ｉの値は、その補正が拡散コードのＩＦＦＴの複素共役
数１０９によって行われた場合は１にセットされ、その
補正が自動周波数シンセサイザ１０５によって行われた
場合は０にセットされる）。マッチ型フィルタの出力の
計算を新しく行うこと、および最大の振幅（ＡＰ_max）
をサーチすることが進められる。開始信号、方向フラグ
およびＡＰ_maxが出力として提供される。

【００２２】ｂ．搬送波周波数のオフセットの小数部分
の補正 搬送波周波数のオフセットの小数部分は、ＦＦＴのマッ
チ型フィルタからの２つの連続した出力の間の位相角の
差を推定することによって得られる。式（４）に従っ
て、点αにおけるマッチ型フィルタの２つの連続した出
力のうちの第１の出力が次の値であると仮定して（搬送
波周波数のオフセットの整数部分は２π／Ｎ_pであるこ
とが分かっている）、

【数６】 点αにおける第２の出力は次のようになる。

【数７】 式（６）および（７）から、ＦＦＴのマッチ型フィルタ
からの２つの連続した出力の間の位相角の差（△θ）は
△ω_offＮ_pであることが分かる。上記の搬送波周波数の
オフセットの整数部分の補正の後、｜△ω_off｜はπ／
Ｎ_pより小さいか、あるいはそれに等しいので、｜△ω
_offＮ_p｜はπより小さいか、あるいはπに等しい。ＦＦ
Ｔのマッチ型フィルタからの２つの連続した出力の間の
位相角の差の計算値が、パイロット信号の拡散コードの
周期で除算されて搬送波周波数のオフセットの整数部
分、△θ／Ｎ_pＴ_c（離散時間の形式では、Ｔ_c＝１）が
得られる。搬送波周波数のオフセットの小数部分の補正
において、方向フラグが位相角の差の計算方法を決定す
るために使われる。方向フラグが−１の時、位相角の差
（△θ）は時計回りの方向に計算され、０〜−３６０度
の範囲の値になる。方向フラグが１の場合、位相角の差
（△θ）は反時計回りの方向に計算され、０〜３６０度
の範囲の値になる。方向フラグが０の時、位相角の差を
計算するために時計回りの方向か、あるいは反時計回り
の方向からのいずれかが使われ、０〜１８０度の範囲の
値または０〜−１８０度の範囲の値が△θの値として選
定される。

【００２３】このシステムは広帯域ＣＤＭＡシステムで
あると仮定して、複数径路のフェージング現象がチャネ
ルの中に存在する可能性がある。より良い評価を得るた
めに、幾つかのメイン径路を選択して搬送波周波数のオ
フセットの小数部分を推定することができる。搬送波周
波数のオフセットの小数部分の補正のシステム・ブロッ
ク図１１５が図４に示されている。ＡＰ_max入力に従っ
てしきい値を決定することにより、そのしきい値より大
きいマッチ型フィルタの振幅出力のｐ個の径路がメイン
径路であるとして４０１で選択される。各メイン径路の
角度（θ［ｊ］）が４０２において計算され、そして次
に、各メイン径路の位相角の差（△θ［ｊ］）が方向フ
ラグに従って４０３で計算される。さらに、各メイン径
路の位相角の差の時間平均値（ａｖｇ_t｛△θ
［ｊ］｝）が４０４において計算され、そしてｐ個の径
路のすべてのａｖｇ_t｛△θ［ｊ］｝の平均値（△θ
〜）が次のように計算される。

【数８】 △θ〜／Ｎ_pは搬送波周波数のオフセットの小数部分の
推定値である。その制御信号は搬送波周波数のオフセッ
トの小数部分の補正のために、自動周波数シンセサイザ
１０５へ送信される。そして次に、開始信号がタイミン
グ・オプションの補正を開始するために提供される。

【００２４】ｃ．拡散コードのタイミングの補正 搬送波周波数のオフセットの補正の後、ＦＦＴのマッチ
型フィルタからの振幅の出力が｜ｈ［（（ｎ−α））Ｎ
_p］｜として書き込まれ、それは巡回シフトされたチャ
ネルのインパルス応答の振幅である。ＦＦＴのマッチ型
フィルタの巡回コンボリューションの特性のために、拡
散コードのタイミングはマッチ型フィルタからの出力の
うちの最初のメイン径路ではない可能性があり、したが
って、チャネルのインパルス応答の開始点をサーチする
ことが必要である。そのチャネルが最小エネルギー遅延
の特性を持つ最小位相システムであると仮定して、その
チャネルのインパルス応答のメイン径路は、より密集し
ている。すなわち、メイン径路の拡散の最小範囲にあ
る。拡散コードのタイミング・オフセットの補正のシス
テム・ブロック図が図５に示されている。ＡＰ_max入力
に従ってしきい値を決定することによって、そのしきい
値より大きいマッチ型フィルタからの振幅出力の径路が
メイン径路として５０１において定義される。各メイン
径路は、５０２においてすべてのメイン径路のうちの拡
散範囲（Ｄ［ｊ］）を計算するためのタイミングの開始
点として仮定される。Ｄ［ｊ］の計算は次の通りであ
る。ｊ番目のメイン径路の開始点の巡回サイクルが、そ
のｊ番目のメイン径路からマッチ型フィルタの出力の最
後の点までとして定義され、そしてさらに続いて、マッ
チ型フィルタの出力の最初の点からｊ番目のメイン径路
の前の点までであるとして定義される。Ｄ［ｊ］は巡回
サイクルの最初のメイン径路から最後のメイン径路まで
の巡回距離である。Ｄ［ｊ］の最小値がＤ［α］として
選択され、α番目のメイン径路がチャネルのインパルス
応答のタイミングまたは拡散コードのタイミングの開始
点であるように選択される。

【００２５】II．パイロット信号が存在しない場合 本発明の第２の実施形態は、パイロット信号がない場合
を考える。そのような場合においては、搬送波周波数の
オフセットおよび拡散コードのタイミング・オフセット
を推定するためにデータ信号が使われる。データ・ビッ
トの変調はＢＰＳＫであると仮定される。データが変調
されているために、搬送波周波数のオフセット・データ
を補正する前に拡散コードのタイミングを得る必要があ
る。図６は第２の実施形態の拡散周波数およびタイミン
グの補正のフロー・ダイアグラムである。６０１におい
て「実効出力」を生成するために、ＦＦＴのマッチ型フ
ィルタの中の整数の周波数オフセットの異なる整数倍に
中心周波数がある、変調されているデータ信号の拡散コ
ードのＦＦＴと、受信された信号がマッチされる。その
「実効出力」がマッチ型フィルタの振幅出力において作
られたピークである。実効出力は６０２において拡散コ
ードのタイミングをサーチするために使われる。拡散コ
ードのタイミングを補正した後、搬送波周波数のオフセ
ットの整数部分に対するサーチが６０３において進めら
れる。次に、搬送波周波数のオフセットの小数部分が、
６０４においてマッチ型フィルタの出力の位相角の差を
使い、そして６０５において拡散コードのタイミングに
対する別のサーチを行うことによって推定される。

【００２６】ａ．「実効出力」の発生 ＦＦＴのマッチ型フィルタは「実効出力」をサーチする
ための受信信号を処理するために使われる。セグメント
化されたセクションのタイミングは拡散コードのタイミ
ングと同期化されていない可能性があるので、データの
変調および搬送波周波数のオフセットの両方が、マッチ
型フィルタの振幅出力に影響する可能性がある。データ
信号の拡散コードがｃ_d［ｎ］であって、そのＦＦＴが
Ｃ_d［ｋ］であると仮定して、１つのセグメント化され
たセクションの内部の受信信号ｒ［ｎ］は次のようにな
る。

【数９】 但し、αはそのセグメント化されたセクションの開始点
とデータ信号の拡散コードの開始点との間の差であり、
ω_offは搬送波周波数のオフセット、χはランダムな位
相、そしてｎ［ｎ］はノイズである。ｄｍ［ｎ］はセグ
メント化されたセクションの中の２つの連続したデータ
・ビットによって形成されるシリーズであり、その中で
ｕ［ｎ］はステップ関数であり、ｄ１はそのセクション
の最初のビットであり、そしてｄ２は第２のビットであ
る。ここでは１つのチャネルの中の１つのメイン径路が
考慮される。複数径路のチャネルにおいては、各径路は
ユニタリ径路と同じである。Ｒ［ｋ］Ｃ_d［（（ｋ−
ｉ））Ｎ_d］のＩＦＦＴはＣＲ _i［Ｎ］であり、次のよう
に書くことができる。

【数１０】 但し、ｎ’［ｎ］は入力ノイズから発生される。ｎ’
［ｎ］の値が０の時、ＣＲ_i［ｎ］は次のようになる。

【数１１】 式（１１）に従って、そしてｉ＝０およびｄ１＝−ｄ２
の場合について、｜ＣＲ₀［α」｜／Ｎ_dがα＝０、α＝
Ｎ_d／４およびα＝Ｎ_d／２において図７の中でプロット
されており、それから、α＝Ｎ_d／２であってω_off＝０
の時、｜ＣＲ₀［α］｜／Ｎ_dは０であり、そしてα＝Ｎ
_d／２であってω_off＝±２π／Ｎ_dの時、｜ＣＲ₀［α］
｜／Ｎ_dは０．６３６である。第１の例から、搬送波周
波数のオフセットは存在しないが、マッチ型フィルタの
出力がデータ変調の結果として０であることが分かる。
第２の例において、入力信号が、中心周波数が２π／Ｎ
_dまたは−２π／Ｎ_dであるデータ信号の拡散コードとマ
ッチした場合、振幅出力は０．６３６である。したがっ
て、入力信号を異なる中心周波数のデータ信号の拡散コ
ードとマッチさせる際に、ピークがそのマッチングの１
つの中で発生される。ｄ１＝ｄ２の時、その状況は第１
の実施形態（パイロット信号が存在している）の場合と
同じになり、ピークは確実に発生される。

【００２７】Ｒ［ｋ］は複素乗算器１０８においてＣ_d ^*
［（（ｋ−ｉ））Ｎ_d］で乗算される。その後、ＩＦＦ
Ｔユニットの出力の振幅が計算される。ＩＦＦＴ計算の
最大振幅がサーチされ、Ａ_p［ｉ］として記録される。
搬送波周波数のオフセットの可能な範囲内で、ｉの値を
変えて上記の計算を繰り返す。搬送波の周波数が２．４
ＧＨｚである例の場合、拡散コードのチップ・レートは
１０ＭＨｚであり、拡散コードの長さは１０２４であ
り、そして搬送波周波数のオフセットは搬送波周波数の
１０ｐｐｍ以下であり、ｉのサーチ範囲は｛−３，−
２，−１，０，１，２，３｝である。すべてのＡ
_p［ｉ］を比較して、そのうちの最大のものをＡＰ_maxと
して選択することによって、Ｒ［ｋ］とＣ_d ^*［（（ｋ−
１））Ｎ_d］とのマッチングの出力が「実効出力」とな
る。ステップａによって得られた「実効出力」が、タイ
ミングの第１補正のための次のステップ（ステップｂ）
の中で使われる。そのシステム・ブロック図は図３に示
されているものと同じである。

【００２８】ｂ．タイミングの第１補正 ステップａの後、「実効出力」がマッチ型フィルタから
発生され、そのピークは巡回シフトされたチャネルのイ
ンパルス応答のメイン径路の中にある。したがって、タ
イミングを補正する方法および原理は、そのタイミング
の補正のためのステップから得られる「実効出力」を使
うこと以外は、パイロット信号が存在している場合と同
じである。そのシステム・ブロック図が図５に示されて
いる。

【００２９】ｃ．搬送波周波数のオフセットの整数部分
の補正 ステップｂの後、データ信号の拡散コードのタイミング
がそのセグメント化されたセクションのタイミングに同
期化され、したがって、データの変調はマッチ型フィル
タの振幅出力には影響しない。したがって、搬送波周波
数のオフセットの整数部分を補正する方法および原理は
パイロット信号が存在している場合と同じである。ステ
ップｃにおいて、搬送波周波数のオフセットの整数部分
が補正され、方向フラグが発生されてそれ以降のステッ
プ（ステップｄ）において使われる。搬送波周波数のオ
フセットの整数部分の補正は、ステップａにおける「実
効出力」の発生の方法と似ている。その理由は、それら
はすべてマッチ型フィルタの最大振幅出力をサーチして
比較し、したがって、図３に示されているのと同じシス
テム・ブロック図の共通のサブシステムを共有すること
ができるからである。

【００３０】ｄ．搬送波周波数のオフセットの小数部分
の補正 データ変調のない場合、搬送波周波数のオフセットの小
数部分によって、ＦＦＴのマッチ型フィルタからの２つ
の連続した出力の間の位相角の差（△θ）が生じる。デ
ータ変調がある場合、マッチ型フィルタからの２つの連
続した出力間の位相角の差（△φ）を測定することがで
きる。しかし、データ変調によって△φと△θとの間に
１８０度のあいまい性が生じる可能性があり、したがっ
て、△φは△θを推定するために補正される必要があ
る。式（１１）に従って、点αにおけるマッチ型フィル
タの２つの連続した出力のうちの第１の出力が次のよう
であると仮定する（搬送波周波数のオフセットの整数部
分は２πｌ／Ｎ_pとして知られている）。

【数１２】 点αにおける第２の出力は次式で表される。

【数１３】 但し、ｄ１は第１のデータ・ビットであり、ｄ２は第２
のデータ・ビットである。搬送波周波数のオフセットの
上記の補正の後、｜△θ｜（△θ＝△ω_offＮ_d）はπよ
り小さいか、あるいはπに等しい。ｄ１＝ｄ２の時、△
φは△θに等しい。ｄ１＝−ｄ２の時△φは△θ⁺πま
たは△θ^-πに等しい。第２の場合（ｄ１＝−ｄ２）、
△θ⁺πと△θ^-πとは値が同じである。というのは、逆
正接関数は０〜３６０度の範囲の角度だけを決定するか
らである。

【００３１】マッチ型フィルタの出力の位相角の差が方
向フラグを使うことによって計算され、次にデータの変
調によって生じる１８０度のあいまいさが補正されて、
搬送波周波数のオフセットの小数部分によって生じる位
相角の差が得られる。方向フラグが１の時、マッチ型フ
ィルタの出力の回転方向は反時計回りである。△φと△
θは両方とも正であるので、それらは△φ⁺および△θ⁺
にそれぞれ変更される。△φ⁺は反時計回りに計算さ
れ、そして０〜３６０度の範囲にある。△φ⁺は△θ⁺ま
たは△θ⁺＋πである可能性がある。データの変調によ
って生じる１８０度のあいまい性をなくすために、△φ
⁺を、表１に与えられているように、方向フラグが１の
時に△θ⁺が９０〜２７０度の範囲にあるという特性を
使うことによって、△θ⁺であるように補正することが
できる。

【００３２】

【表１】 方向フラグが−１の時、マッチ型フィルタの出力の回転
方向は時計回りである。△φおよび△θが両方とも負で
あるので、それらはそれぞれ△φ^-および△θ^-に変更さ
れる。△φ^-は時計回りに計算され、０〜−３６０度の
範囲にある。△φ^-は△θ^-または△θ^-−πであり得
る。データの変調によって生じる１８０度のあいまい性
をなくすために、表２に与えられているように、方向フ
ラグ＝−１の時、△θ^-は−９０〜−２７０度の範囲に
あるという性質を使うことによって、△φ^-を△θ^-であ
るように補正することができる。

【００３３】

【表２】 方向フラグが０の時、位相角の差の絶対値は１８０度よ
り小さく（｜△θ｜＜１８０）、そしてマッチ型フィル
タの出力の回転方向は未定である。したがって、△φ^-
は時計回りに計算され、一方、△φ⁺は反時計回りに計
算される。△φ^-は０〜−３６０度の範囲にあり、そし
て△φ⁺は０〜３６０度の範囲にある。△θ⁺が０〜１８
０度の範囲にあって、△θ^-が０〜−１８０度の範囲に
あると仮定して、△φ⁺が１８０度より大きいか、ある
いは△φ^-が−１８０度より小さい時、データの変調に
よって生じる１８０度のあいまい性が補正される必要が
ある。△φ⁺が１８０度より大きい時、△θ⁺は△φ^-π
に等しい。△φ^-が−１８０度より小さい時、△θ^-は△
φ^-＋πに等しい。表３は△φ⁺、△θ⁺、△φ^-および△
θ^-の関係を示している。表３から、△φ^-は△φ⁺−２
πに等しく、そして△θ^-は△θ⁺−πに等しいことが分
かる。したがって、方向フラグが０の時、△θ⁺を先ず
計算することができ、そしてそれを使ってそこから１８
０度を差し引くことにより、△θ^-が得られる。

【００３４】

【表３】 システムが広帯域ＣＤＭＡシステムであると仮定して、
複数径路のフェージング現象がそのチャネルの中に存在
する可能性がある。より良い推定値を得るために、いく
つかのメイン径路を選択して搬送波周波数のオフセット
の小数部分を推定することができる。そのシステム・ブ
ロック図が図８に示されている。ＡＰ_max入力に従って
しきい値を決定することによって、そのしきい値より大
きいマッチ型フィルタからの振幅出力のｐ個のメイン径
路を、８０１において選択することができる。各メイン
径路の角度（φ［ｊ］）が８０２において計算され、次
に、各メイン径路の位相角の差が８０３において方向フ
ラグに従って計算され、そして８０４において補正され
る。次に、各メイン径路の中の位相角の差の時間平均値
が８０５において計算される。方向フラグが１の時、各
メイン径路の位相角の差の時間平均値（ａｖｇ_t｛△θ⁺
［ｊ］｝）が計算され、そしてすべてのメイン径路にわ
たって△θ〜⁺として平均化される。

【数１４】 △θ〜⁺／Ｎ_dは搬送波周波数のオフセットの小数部分の
推定値である。方向フラグが−１の時、各メイン径路の
位相角の差の時間平均値（ａｖｇ_t｛△θ^-［ｊ］｝）が
計算され、すべてのメイン径路にわたって△θ〜⁺とし
て平均化される。

【数１５】 △θ〜^-／Ｎ_dは搬送波周波数のオフセットの小数部分の
推定値である。方向フラグが０でない時、搬送波周波数
のオフセットの小数部分の制御信号が、搬送波周波数の
オフセットの小数部分を補正するために自動周波数シン
セサイザ１０５へ送信され、開始信号がタイミングの補
正を開始するために提供される。方向フラグが０の時、
各メイン径路の位相角の差が反時計回りに計算されて補
正される。そして次に、メイン径路の位相角の差の時間
平均値（ａｖｇ_t｛△θ⁺［ｊ］｝）が計算され、すべて
のメイン径路にわたって△θ〜⁺として平均化される。
時計回りに推定された位相角の差の値（△θ〜^-）は△
θ〜⁺−πである。時計回りおよび反時計回りに推定さ
れた搬送波周波数のオフセットの小数部分は、それぞれ
△θ〜⁺／Ｎ_dおよび△θ〜^-／Ｎ_dである。これらの２つ
の値のうちの１つだけが正しい。試行錯誤の方法を使う
ことによって、その正しい値を選定することができる。
マッチ型フィルタからの出力の最大振幅を、その２つの
値を使って補正された搬送波周波数のオフセットの小数
部分と比較することによって、その２つのうちの正しい
値がその比較の大きい方の最大振幅として得られるもの
となる。

【００３５】△θ〜⁺／Ｎ_dが先ず最初に搬送波周波数の
オフセットを補正するために自動周波数シンセサイザに
対して送信され、そしてその補正の後のマッチ型フィル
タの最大振幅出力（ＡＰ⁺ _max）が記録される。次に、△
θ^-／Ｎ_dが搬送波周波数のオフセットを補正するために
自動周波数シンセサイザに対して送信され、そしてこの
補正の後のマッチ型フィルタの最大振幅出力（Ａ
Ｐ^- _max）も記録される。ＡＰ⁺ _maxとＡＰ^- _maxとが比較さ
れ、そしてその比較のうちの大きいものに対応する搬送
波周波数のオフセットの小数部分の推定値が正しい値と
して判定される。搬送波周波数のオフセットの小数部分
の制御信号が、搬送波周波数のオフセットの小数部分を
補正するために自動周波数シンセサイザに対して送信さ
れ、そしてタイミングの補正を開始する前に開始信号が
提供される。

【００３６】ｅ．タイミングの第２補正 タイミングの第１補正において、搬送波周波数のオフセ
ットによってマッチ型フィルタからの信号出力の信号対
ノイズ比（ＳＮＲ）の減衰が発生する可能性があり、そ
れによってタイミングの補正が正しくなくなる。したが
って、タイミングの第２の補正を行う必要があり得る。
ステップｄの後、搬送波周波数のオフセットが補正され
ており、したがって、タイミングの第２の補正によって
より良い結果が得られる。タイミングを補正する方法は
ステップｃで与えられている方法と同じである。

【００３７】本発明の技術的特徴および技術内容が上記
のように完全に開示された。この開示および本発明の示
すところに基づいて、この分野の技術に熟達した人によ
ってなされる変更または置き換えは本発明の範囲から除
外されてはならない。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明の第１の実施形態のシステム・
アーキテクチャのブロック図を示す図である。

【図２】図２は、本発明の第１の実施形態のマッチ型フ
ィルタのマッチされた結果を示す図である。

【図３】図３は、図１の中の搬送波周波数のオフセット
の整数部分を補正する部分のブロック図を示す図であ
る。

【図４】図４は、図１の中の搬送波周波数の小数部分を
補正する部分のブロック図を示す図である。

【図５】図５は、図１の中の拡散コードのタイミング・
オフセットを補正する部分のブロック図を示す図であ
る。

【図６】図６は、本発明の第２の実施形態のフローチャ
ートを示す図である。

【図７】図７は、本発明の第２の実施形態のマッチ型フ
ィルタのマッチされた結果を示す図である。

【図８】図８は、本発明の第２の実施形態の搬送波周波
数のオフセットの小数部分を補正するためのブロック図
を示す図である。

【符号の説明】

１０１ アンテナ １０２ ＲＦフロントエンド １０３ Ａ／Ｄ変換器 １０４、１１３ メモリ １０５ 自動周波数シンセサイザ １０６、１０８ 複素乗算器 １０７ 高速フーリエ（ＦＦＴ）ユニット １０９ 拡散コードのＦＦＴの複素共役数を発生するた
めの記憶ユニット １１１ 逆高速フーリエ（ＩＦＦＴ）ユニット １１２ 振幅計算ユニット １１４ 搬送周波数のオフセットの整数部分の評価ユニ
ット １１５ 搬送周波数のオフセットの少数部分の評価ユニ
ット １１６ 拡散コードのタイミングの評価ユニット

フロントページの続き (72)発明者 ユー − マイウ ジョン 台湾．タオユアン ヒシエン，ルン − タン，チア − アン，チュン − チェン ロード，セク．チア − アン 481 (56)参考文献 特開 平10−28076（ＪＰ，Ａ) 特表 平10−500555（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 1/707

Claims (28)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直接シーケンス・スペクトラム拡散通信
   システムにおいて搬送波周波数のオフセットを補正する
   ための方法であって、 受信された信号と、中心周波数が拡散コードの周期の逆
   数の整数倍の場所にある拡散コードとのマッチを取るス
   テップと、 マッチした結果の、振幅が最大であるものをサーチし、
   前記拡散コードの周期の逆数の或る整数倍である、搬送
   波周波数のオフセットの整数部分を得るステップと、 サーチされた結果をその前および次のマッチした結果と
   比較することによって、方向フラグを決定するステップ
   と、 前記方向フラグに従って、２つの連続したマッチした結
   果の位相角の差を計算するステップと、 前記位相角の差を使うことによって、搬送波周波数のオ
   フセットの小数部分を計算するステップと、 搬送波周波数のオフセットの前記整数部分および小数部
   分を補正するステップとを含む方法。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、前記拡
   散コードが既知のパイロット信号の拡散コードである方
   法。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の方法において、前記拡
   散コードがデータ信号の拡散コードであって、前記マッ
   チングのステップの前に、 前記データ信号の拡散コードと前記受信された信号との
   マッチングから発生されるピークをサーチするステップ
   と、 最小遅延拡散範囲のピーク値を使うことによって、前記
   データ信号の拡散コードのタイミングを補正するステッ
   プとをさらに含む方法。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の方法において、前記マ
   ッチングは高速フーリエ変換のマッチ型フィルタによっ
   て実行される方法。
5. 【請求項５】 請求項１または請求項３に記載の方法に
   おいて、前記方向フラグを決定するステップにおいて、
   そのサーチされたものがその次にマッチした結果に対し
   て振幅が近い時、方向フラグが反時計回りを示すように
   セットされ、マッチした結果がその前の結果に対して振
   幅が近い時、方向フラグが時計回りを示すようにセット
   され、それ以外の場合、方向フラグが０であるようにセ
   ットされる方法。
6. 【請求項６】 請求項５に記載の方法において、位相角
   の差を計算する前記ステップの中で、前記方向フラグが
   ０であった場合、位相角の差を反時計回りまたは時計回
   りのいずれかで計算することができるが、その計算され
   た位相角の差は０〜１８０度の範囲または０〜−１８０
   度の範囲に入っている必要がある方法。
7. 【請求項７】 請求項１または請求項３に記載の方法に
   おいて、搬送波周波数のオフセットの小数部分を計算す
   る前記ステップが、前記位相角の差を前記拡散コードの
   長さで除算するステップをさらに含む方法。
8. 【請求項８】 請求項１または請求項３に記載の方法に
   おいて、搬送波周波数のオフセットの小数部分を計算す
   る前記ステップが、 前記マッチングから得られた振幅が所定のしきい値より
   大きい径路をメイン径路として定義するステップと、 前記方向フラグに従って各メイン径路のマッチした２つ
   の連続した結果の間の位相角の差を計算するステップ
   と、 これらの位相角の差の平均値を計算するステップと、 前記平均値を前記拡散コードの長さで除算するステップ
   とをさらに含む方法。
9. 【請求項９】 請求項１または請求項３に記載の方法に
   おいて、搬送波周波数のオフセットの前記整数部分が、
   方向フラグを決定する前記ステップの後で正しく補正さ
   れる方法。
10. 【請求項１０】 直接シーケンス・スペクトラム拡散通
    信システムにおいて、搬送波周波数のオフセットおよび
    拡散コードのタイミング・オフセットを補正するための
    方法であって、 受信された信号と、中心周波数が拡散コードの周期の逆
    数の整数倍の場所にある拡散コードとのマッチを取るス
    テップと、 マッチした結果の、振幅が最大のものをサーチし、前記
    拡散コードの周期の逆数の或る整数倍である、搬送波周
    波数のオフセットの整数部分を得るステップと、 サーチされた結果をその前および次のマッチした結果と
    比較することによって方向フラグを決定するステップ
    と、 前記方向フラグに従って２つの連続したマッチした結果
    の位相角の差を計算するステップと、 前記位相角の差を使うことによって、搬送波周波数のオ
    フセットの小数部分を計算するステップと、 搬送波周波数のオフセットの前記整数部分および小数部
    分を補正するステップと、 マッチングから得られた、最小遅延拡散の振幅を使うこ
    とによって、前記拡散コードのタイミング・オフセット
    を補正するステップとを含む方法。
11. 【請求項１１】 請求項１０に記載の方法において、前
    記拡散コードが既知のパイロット信号の拡散コードであ
    る方法。
12. 【請求項１２】 請求項１０に記載の方法において、前
    記拡散コードがデータ信号の拡散コードであって、前記
    マッチングのステップの前に、 前記データ信号の拡散コードと前記受信された信号との
    マッチングから発生されるピークをサーチするステップ
    と、 最小遅延拡散範囲のピーク値を使うことによって、前記
    データ信号の拡散コードのタイミングを補正するステッ
    プとをさらに含む方法。
13. 【請求項１３】 請求項１０または請求項１２に記載の
    方法において、前記マッチングは高速フーリエ変換のマ
    ッチ型フィルタによって実行される方法。
14. 【請求項１４】 請求項１０または請求項１２に記載の
    方法において、前記方向フラグを決定するステップにお
    いて、そのサーチされたものがその次にマッチした結果
    に対して振幅が近い時、方向フラグが反時計回りを示す
    ようにセットされ、マッチした結果がその前の結果に対
    して振幅が近い時、方向フラグが時計回りを示すように
    セットされ、それ以外の場合、方向フラグが０であるよ
    うにセットされる方法。
15. 【請求項１５】 請求項１４に記載の方法において、位
    相角の差を計算する前記ステップの中で、前記方向フラ
    グが０であった場合、位相角の差を反時計回りまたは時
    計回りのいずれかで計算することができるが、その計算
    された位相角の差は０〜１８０度の範囲または０〜−１
    ８０度の範囲に入っている必要がある方法。
16. 【請求項１６】 請求項１０または請求項１２に記載の
    方法において、搬送波周波数のオフセットの小数部分を
    計算する前記ステップが、 前記位相角の差を前記拡散コードの長さで除算するステ
    ップをさらに含む方法。
17. 【請求項１７】 請求項１０または請求項１２に記載の
    方法において、搬送波周波数のオフセットの小数部分を
    計算する前記ステップが、 前記マッチングから得られた振幅が所定のしきい値より
    大きい径路をメイン径路として定義するステップと、 前記方向フラグに従って各メイン径路のマッチした２つ
    の連続した結果の間の位相角の差を計算するステップ
    と、 これらの位相角の差の平均値を計算するステップと、 前記平均値を前記拡散コードの長さで除算するステップ
    とをさらに含む方法。
18. 【請求項１８】請求項１０または請求項１２に記載の方
    法において、前記拡散スペクトルのシリーズのタイミン
    グを補正するステップが、 マッチングから得られた振幅が所定のしきい値より大き
    いものとしてメイン径路を定義するステップと、 各メイン径路を開始点として使うことによって、すべて
    のメイン径路の遅延拡散範囲を計算するステップと、 前記拡散コードのタイミングの開始点として最小遅延拡
    散範囲の開始メイン径路を使うステップとをさらに含む
    方法。
19. 【請求項１９】 請求項１０または請求項１２に記載の
    方法において、搬送波周波数のオフセットの前記整数部
    分が、方向フラグを決定する前記ステップの後で正しく
    補正される方法。
20. 【請求項２０】直接シーケンス・スペクトラム拡散通信
    システムにおいて使われ、アンテナおよびＲＦフロント
    エンドを含んでいる受信機であって、該受信機が、 受信された信号を、中心周波数が拡散コードの周期の逆
    数の整数倍の場所にある拡散コードとマッチさせるため
    のマッチング装置と、 前記マッチング装置からの出力振幅を受信し、前記出力
    振幅のうちの最大の値をサーチすることによって、前記
    拡散コードの周期の逆数の或る整数倍である搬送波周波
    数のオフセットの整数部分を求めるためのサーチ装置
    と、 サーチされた結果を、その前および次のマッチした結果
    と比較することによって方向フラグを決定するための比
    較装置と、 前記方向フラグに従って、前記マッチング装置の２つの
    連続した出力の位相角の差を計算し、そして前記位相角
    の差を使うことによって、搬送波周波数のオフセットの
    小数部分を計算するための第１の計算装置と、 前記サーチ装置および前記第１の計算装置からの出力を
    読んで、搬送波周波数のオフセットの前記整数部分およ
    び小数部分を補正するための第１の補正装置と、 搬送波周波数のオフセットが補正された後の前記マッチ
    ング装置の出力を受け取り、前記出力の振幅の最小拡散
    を計算して前記拡散コードのタイミングを決定するため
    の第２の計算装置と、 前記第２の計算装置からの出力を読んで、前記拡散コー
    ドのタイミングを補正するために、前記マッチング装置
    の入力信号ウインドウを変更するための第２の補正装置
    とを含む受信機。
21. 【請求項２１】 請求項２０に記載の受信機において、
    前記拡散コードが既知のパイロット信号の拡散コードで
    ある受信機。
22. 【請求項２２】 請求項２０に記載の受信機において、
    前記拡散コードがデータ信号の拡散コードであり、そし
    て前記サーチ装置は前記マッチング装置からの出力振幅
    のピークをサーチするためにも使われ、そして前記第２
    の計算装置は前記ピークの最小遅延拡散範囲を計算する
    ためにも使われ、前記データ信号の拡散コードのタイミ
    ングを決定するようになっている受信機。
23. 【請求項２３】 請求項２０または請求項２２に記載の
    受信機において、前記マッチング装置が高速フーリエ変
    換のマッチ型フィルタである受信機。
24. 【請求項２４】 請求項２０または請求項２２に記載の
    受信機において、前記サーチ装置が、 前記拡散コードの中心周波数をシフトするための制御ユ
    ニットと、 前記マッチング装置からの前記出力振幅からの最大のも
    のを選択するための選択ユニットとを含む受信機。
25. 【請求項２５】 請求項２１に記載の受信機において、
    前記第１の計算装置が、 しきい値より大きいマッチング装置からの振幅出力をメ
    イン径路として選択するための選択ユニットと、 前記方向フラグに従って各メイン径路の２つの連続した
    マッチした結果の間の位相角の差を計算するための第１
    の計算ユニットと、 前記位相角の差の平均値を計算するための平均化ユニッ
    トと、 前記平均値を前記拡散コードの長さで割って搬送波周波
    数のオフセットの前記小数部分を得るための第２の計算
    ユニットとを含む受信機。
26. 【請求項２６】 請求項２２に記載の受信機において、
    前記第１の計算装置が、 マッチング装置からの、しきい値より大きい振幅出力を
    メイン径路として選択するための選択ユニットと、 前記方向フラグに従って、各メイン径路の２つの連続し
    たマッチした結果の間の位相角の差を計算するための第
    １の計算ユニットと、 前記方向フラグに従って、計算された位相角の差の、デ
    ータ変調によって生じたあいまい性を補正するための補
    正ユニットと、 前記補正された位相角の差の平均値を計算するための平
    均化ユニットと、 前記平均値を前記拡散コードの長さで割って搬送波周波
    数のオフセットの前記小数部分を得るための第２の計算
    ユニットとを含む受信機。
27. 【請求項２７】 請求項２０または請求項２２に記載の
    受信機において、前記第１の計算装置が起動される前
    に、前記第１の補正装置によって搬送波周波数のオフセ
    ットの前記整数部分が補正されている受信機。
28. 【請求項２８】 請求項２０または請求項２２に記載の
    受信機において、前記第２の計算装置が、 しきい値より大きいマッチング装置からの出力振幅をメ
    イン径路として選択するための選択ユニットと、 各メイン径路を開始点として使って、すべてのメイン径
    路の遅延拡散範囲をそれぞれ計算するための計算ユニッ
    トと、 最小遅延拡散範囲の開始メイン径路を前記拡散コードの
    タイミングの開始点として使うための判定ユニットとを
    含む受信機。