DE19836582A1

DE19836582A1 - Verfahren und Architektur zur Korrektur von Trägerfrequenzoffset und Spreizcodetaktgabeoffset in einem Direct Sequence-Spreizspektrum-Kommunikationssystem

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Publication number: DE19836582A1
Application number: DE19836582A
Authority: DE
Inventors: Chia-Chi Huang; Shin-Yuan Wang; Yuh-Maiw Jong
Original assignee: National Chung Shan Institute of Science and Technology NCSIST
Current assignee: National Chung Shan Institute of Science and Technology NCSIST
Priority date: 1998-07-21
Filing date: 1998-08-12
Publication date: 2000-02-24
Also published as: JP2000068893A; FI981650A; SE9802606D0; JP2934235B1; NL1009731C8; US6266361B1; FI981650A0; SE9802606L; FI117734B; SE511515C2; NL1009731C2

Abstract

Ein Verfahren und eine Architektur zur Korrektur des Trägerfrequenzoffsets und des Spreizcodetaktgabeoffsets in einem Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssystem werden offenbart. Bei der vorliegenden Erfindung wird der Trägerfrequenzoffset in einen ganzzahligen Teil und einen gebrochenen Teil unterteilt, wobei der ganzzahlige Teil als ganzzahliges Vielfaches des Kehrwerts der Periode eines Spreizcodes definiert ist. Der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets kann durch Anpassung empfangener Signale an jeweils einen Spreizcode erhalten werden, dessen Mittelfrequenz bei ganzzahligen Vielfachen des Kehrwerts der Periode des Spreizcodes angeordnet ist, und Auswahl desjenigen der Ergebnisse der Anpassung, das die größte Amplitude aufweist. Außerdem kann ein Richtungsflag erhalten werden, indem die Amplitude des ausgewählten Ergebnisses der Anpassung mit den Amplituden derjenigen Ergebnisse der Anpassung, die dem ausgewählten benachbart sind, verglichen wird. Nach der Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets kann die Differenz zwischen den Phasenwinkeln von zwei aufeinanderfolgenden Ergebnissen der Anpassung berechnet und zur Berechnung des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets gemäß dem Richtungsflag verwendet werden. Nach der Korrektur des Trägerfrequenzoffset kann die Korrektur des Taktgabeoffsets des Spreizcodes erfolgen, indem der erste Weg der Kanalimpulsantwort gesucht wird, der die minimale Verzögerungsspreizung hervorruft.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Direct Sequence- Spreizspektrumkommunikation, insbesondere die Korrektur von Trägerfrequenzoffset und Spreizcodetaktgabeoffset in einem Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssystem.

Bei Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikation müssen vor der Datenerfassung der Trägerfrequenzoffset und der Spreizcodetaktgabeoffset korrigiert werden, um den Träger und den Spreizcode zu synchronisieren. In der Technik wird ein gleitender Nachstellkorrelator verwendet, um den Spreizcodetaktgabeoffset zu korrigieren. Allerdings ist ein derartiger Weg zeitraubend und kann vor der Trägerwiederherstellung nicht wirksam durchgeführt werden, da das empfangene Signal von dem Trägerfrequenz offset beeinflußt wird.

Bei einem anderen Verfahren wird ein angepaßtes Filter zur Codeentspreizung und dann ein Phasenregelkreis (PLL-Kreis) zum Schätzen des Trägerfrequenzoffsets verwendet. Die Anwendung dieses Verfahrens nach dem Stand der Technik ist allerdings auf die Bedingung beschränkt, daß der Trägerfrequenzoffset kleiner ist als der Kehrwert der Periode des Spreizcodes. Bei Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikation ist allerdings der Trägerfrequenzoffset im allgemeinen größer als der Kehrwert der Periode des Spreizcodes, weshalb das Verfahren nach dem Stand der Technik sich kaum anwenden läßt.

Die US-Patente Nr. 4,601,005 und 4,998,111 geben ein Verfahren zum Anpassen der Schnellen Fourier-Transformierten (FFT) des Spreizcodes an die FFT von empfangenen Signalen an. Das Verfahren der beiden Patente ist für das globale Positionierungssystem (GPS) ausgelegt und verbessert die Genauigkeit des Schätzwertes des Trägerfrequenzoffsets durch Vergrößern der Anzahl der Punkte von FFT-Berechnungen eines angepaßten Filters. Ein derartiges Verfahren ist für eine Datenübertragungsrate von GPS-Signalen von 50 Bit/s praktikabel. Allerdings liegt die Datenübertragungsrate eines allgemeinen Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssystems wie beispielsweise eines Codemultiplex-Vielfachzugriffssystems (CDMA = code division multiple access) weit über 50 Bits. Das oben erwähnte Verfahren läßt sich deshalb bei einem allgemeinen Direct Sequence-Spreizspektrumkommuni kationssystem nicht praktizieren. Außerdem verwenden beide oben erwähnten Patente den ausgegebenen maximalen Spitzenwert eines angepaßten Filters als Ausgangspunkt eines Spreizcodes, da es bei einem Satellitenkommunikationskanal nur einen Hauptweg gibt und deshalb nur ein maximaler Spitzenwert erzeugt wird. Der Übertragungskanal eines allgemeinen Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssystems weist allerdings gewöhnlich mehrere Wege auf, z. B. ist der Kommunikations kanal eines CDMA-Systems ein schwundbehafteter Mehrwegekanal, und somit ist möglicherweise der ausgegebene maximale Spitzenwert eines angepaßten Filters nicht der erste Weg des Kanals.

Auf der Grundlage der Nachteile des oben erwähnten Stands der Technik und der damit verbundenen Probleme besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung in der Bereitstellung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zur Korrektur des Trägerfrequenzoffsets in einem allgemeinen Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssystem.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zur Korrektur sowohl des Trägerfrequenzoffsets als auch des Spreizcodetaktgabeoffsets eines allgemeinen Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssystems.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zur Korrektur von Trägerfrequenzoffset in allen Direct Sequence-Spreizspektrum kommunikationssystemen und des Taktgabeoffsets des Spreizcodes in den besagten Systemen.

Schließlich besteht eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung in der Bereitstellung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zur vollständig digitalisierten Korrektur des Trägerfrequenzoffsets und des Spreizcodetakt gabeoffsets in einem Direct Sequence-Spreizspektrumsystem zur Umsetzung mit integrierter Schaltungstechnik, um eine kleine und kompakte Bauweise zu erzielen.

Die vorliegende Erfindung sieht vor, daß die Korrektur des Trägerfrequenzoffsets unterteilt wird in die Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets und die Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets, wobei der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets als ein ganzzahliges Vielfaches des Kehrwerts der Periode eines Spreizcodes definiert ist und der gebrochene Teil des Trägerfrequenzoffsets kleiner ist als der Kehrwert der Periode des Spreizcodes.

Der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets kann gemäß seiner Regelmäßigkeit schnell erhalten werden durch Anpassen der empfangenen Signale an jeweils einen Spreizcode, dessen Mittenfrequenz bei ganzzahligen Vielfachen des Kehrwerts der Periode des Spreizcodes angeordnet ist, und durch Auswahl desjenigen Ergebnisses der Anpassung, das die größte Amplitude aufweist.

Aufgrund der Tatsache, daß der gebrochene Teil des Trägerfrequenzoffsets kleiner ist als der Kehrwert der Periode des Spreizcodes, kann der gebrochene Teil des Trägerfrequenzoffsets berechnet werden, indem die aus den oben erwähnten Ergebnissen der Anpassung berechnete Phasen winkeldifferenz verwendet wird.

Das oben beschriebene Verfahren der vorliegenden Erfindung kann beliebige Trägerfrequenzoffsets einfach und wirksam korrigieren und kann auf vollständig digitalisierte Weise ausgeführt und zusammen mit jedem beliebigen Verfahren nach dem Stand der Technik zur Korrektur des Taktgabeoffsets eines Spreizcodes verwendet werden.

Für ein Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssystem, für das der Trägerfrequenzoffset korrigiert worden ist, sieht die vorliegende Erfindung außerdem vor, daß der Taktgabeoffset eines Spreizcodes bestimmt werden kann, indem die Tatsache genutzt wird, daß ein Kanal ein Minimalphasensystem ist, das die Eigenschaft minimaler Energieverzögerung hat, um den einen Kanal mit minimaler Verzögerungsspreizung zu suchen. Das Verfahren der vorliegenden Erfindung zur Korrektur des Taktgabeoffsets eines Spreizcodes kann auf vollständig digitalisierte Weise realisiert werden.

Das oben erwähnte Verfahren der vorliegenden Erfindung zur Korrektur des Trägerfrequenzoffsets und des Spreizcodetaktgabeoffsets kann in einem Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssystem in einem schwundbe hafteten Mehrwegekanal verwendet werden.

Einige Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssysteme weisen ein Pilotsignal auf, andere nicht. Für ein Direct Sequence- Spreizspektrumkommunikationssystem mit oder ohne Pilotsignal können das Verfahren und die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung die gleiche Struktur zur Korrektur der Trägerfrequenzoffsets und des Spreizspektrum- Codeserien-Taktgabeoffsets verwenden.

Der technische Inhalt im einzelnen und andere technische Merkmale der vorliegenden Erfindung werden in der nachfolgenden Beschreibung mit den beiliegenden Zeichnungen erläutert.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen:

Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild der Systemarchitektur gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Fig. 2 zeigt das angepaßte Ergebnis des angepaßten Filters gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild des Teils der Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets in Fig. 1.

Fig. 4 zeigt das Blockschaltbild des Teils der Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets in Fig. 1.

Fig. 5 zeigt das Blockschaltbild des Teils der Korrektur des Spreizcodetaktgabeoffsets in Fig. 1.

Fig. 6 zeigt das Flußdiagramm der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Fig. 7 zeigt das angepaßte Ergebnis des angepaßten Filters gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Fig. 8 zeigt das Blockschaltbild der Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Bezugszeichenliste Fig. 1

101

Antenne

102

HF-Vorstufe

103

A/D-Wandler

104

Speicher

105

Automatischer Frequenzsynthesizer

106

Komplexmultiplizierer

107

Schnelle-Fourier-Transformations-Einheit (FFT-Einheit)

108

Komplexmultiplizierer

109

Speichereinheit zum Erzeugen der komplexen Konjugierten der FFT des Spreizcodes

111

Inverse Schnelle-Fourier-Transformations-Einheit (IFFT-Einheit)

112

Amplitudenberechnungseinheit

113

Speicher

114

Schätzungseinheit des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets

115

Schätzungseinheit des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets

116

Schätzungseinheit der Taktgabe des Spreizcodes

Fig. 3

301

Suche und Aufzeichnung der maximalen Amplitude (A_p

[i])

302

Auswahl der größten ausgegebenen Amplitude

303Vergleich von A_p[1-1], A_p[1] und A_p[1+1], um über das Richtungsflag zu entscheiden
304Bestimmung des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets

Fig. 4

401

Einstellung des Schwellwerts und Wahl der Hauptwege

402

Berechnung des Hauptwegphasenwinkels (θ[j])

403

Berechnung der Hauptwegphasenwinkeldifferenz (Δθ[j]) gemäß dem Richtungsflag

404

Zeitliche Mittelwertbildung (avg_t

{Δθ[j]})

405

Mittelwertbildung über den Weg

406Berechnen des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets

(Δ/N_p)

Fig. 5

501

Einstellung des Schwellwerts und Wahl der Hauptwege

502

Berechnung des Spreizbereichs der Hauptwege (D[j])

503

Bestimmung der Taktgabe

Fig. 6

601

Erzeugung einer "effektiven Ausgabe"

602

Erste Korrektur der Taktgabe

603

Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets

604

Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets

605

Zweite Korrektur der Taktgabe

Fig. 8

801

Einstellung des Schwellwerts und Wahl der Hauptwege

802

Berechnung des Hauptwegphasenwinkels

803

Berechnung der Hauptwegphasenwinkeldifferenz (Δϕ⁺

[j] oder Δϕ^-

[j]) gemäß dem Richtungsflag

804

Korrektur der Phasenwinkeldifferenz gemäß dem Richtungsflag (Δθ⁺

[j] oder Δθ^-

[j])

805

Zeitliche Mittelwertbildung avg_t

{Δθ⁺

[j]} oder avg_t

{Δθ^-

[j]}

806

Mittelwertbildung über den Weg

807Berechnung des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets

(Δ⁺/N_d oder Δ^-/N_d)

808Bestimmung des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets (Vergleich von AP⁺ _max und AP^- _max)

Das Verfahren und die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung können bei allen Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssystemen verwendet werden, insbesondere bei einem Direct Sequence-Spreizspektrumkom munikationssystem in einem schwundbehafteten Mehrwegekanal.

Die Systemarchitektur einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 1 gezeigt. Ein von einer Antenne 101 empfangenes Hochfrequenzsignal wird von einem HF-Vorstufenmodul 102 in ein komplexes, äquivalentes Basisbandsignal abwärtskonvertiert, wobei das komplexe, äquivalente Basisbandsignal einen Realteil (I(t)) und einen Imaginärteil (Q(t)) enthält und von einem A-D-Wandler 103 mit einer Abtastperiode (T_c) abgetastet wird, wobei T_c ein Chiptakt eines Spreizcodes ist, um eine komplexe, diskrete Zeitreihe r[n] (r[n] = I[n] + jQ[n]) zu bilden, die in einem Speicher 104 gespeichert wird. Die gespeicherte komplexe, diskrete Zeitreihe wird in Abschnitte von der Länge N segmentiert, wobei N die Länge eines Pilotsignalspreizcodes (N_p) oder die Länge eines Datensignalspreizcodes (N_d) sein kann. Nach der Segmentierung werden auf die segmentierte diskrete Zeitreihe (r[n]) Schnelle-Fourier-Transformationsberechnungen (FFT-Berechnungen) angewendet, um ein empfangenes Signal (R[k]) im Frequenzbereich zu erzeugen.

Vor der Erörterung der Korrektur des Trägerfrequenzoffsets und des Spreizcodetaktgabeoffsets werden die Eigenschaften des FFT-angepaßten Filters und die Modulationseigenschaften der FFT zunächst wie folgt beschrieben:

I. Eigenschaften des FFT-angepaßten Filters:
x₁[n] und x₂[n] sind diskrete Zeitsignale der Länge N (n zwischen 0 und N-1), deren FFT X₁[k] bzw. X₂[k] sind. Wenn X₃[k] gleich dem Produkt aus X₁[k] und X₂*[k] ist, ist x₃[n] das Ergebnis der Kreisfaltung von x₁[n] und x₂*[((-n))N]. (Anmerkung: ((x))_N ∼ x mod N, wobei ((x))_N zwischen 0 und N-1 liegt. Das Symbol * repräsentiert die komplexe Konjugation): X₃[k] = X₁[k]X₂*[k],

wobei ((n+m))_N gleich dem Modulus von n+m geteilt durch N ist und zwischen 0 und N-1 liegt.

II. Modulationseigenschaften der FFT:
Die FFT eines diskreten Zeitsignals x[n] mit der Länge N ist X[k]. Die Modulation von x[n] zu dem Träger exp(j(2π/N)in) ist x[n]W_N ^-in, wobei W_N gleich exp(-j2π/N) ist. Die FFT des modulierten Signals ist X[((k-i))_N].

Je nachdem, ob ein Pilotsignal vorliegt oder nicht, kann der Prozeß des Verfahrens der Korrektur des Trägerfrequenzoffsets und des Spreizcodetaktgabeoffsets unterschiedlich sein. Allerdings können die unterschiedlichen Prozesse alle in der gleichen Infrastruktur realisiert werden. Die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft den Fall, bei dem das Pilotsignal vorliegt.

I. Ein Pilotsignal liegt vor:

Bei Vorhandensein eines Pilotsignals ist es erforderlich, zunächst den ganzzahligen Teil des Trägerfrequenzoffsets zu suchen und danach den gebrochenen Teil des Trägerfrequenzoffsets zu schätzen und schließlich den Takt des Spreizcodes zu suchen.

a. Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets

Der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets ist das ganzzahlige Vielfache des Kehrwerts der Periode eines Pilotsignalspreizcodes (1/N_pT_c). Mit einem FFT-angepaßten Filter wird der ganzzahlige Teil des Trägerfre quenzoffsets gesucht. Durch Anpassung empfangener Signale an jeweils einen Pilotsignalspreizcode, dessen Mittenfrequenz bei ganzzahligen Vielfachen des Kehrwerts der Periode des Pilotsignalspreizcodes liegt, kann der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets gemäß den Amplituden der angepaßten Ergebnisse bestimmt werden.

Angenommen, der Pilotsignalspreizcode ist c_p[n] und die FFT von c_p[n] ist C_p[k], so ist das empfangene Signal r[n] innerhalb eines segmentierten Abschnitts:

r[n] = c_p [((n+α))_Np]exp[jω_offn+χ]+n[n] (2)

wobei α die Differenz zwischen dem Anfangspunkt eines segmentierten Abschnitts und dem des Pilotsignalspreizcodes, ω_off der Trägerfrequenzoffset, χ die Zufallsphase und n[n] das Rauschen ist (es wird nur ein Hauptweg in dem Kanal betrachtet, während im Fall von mehreren Wegen im Kanal jeder Weg mit einem unitären Weg identisch ist).

Die IFFT von R[k]C_p*[((k-i))_Np] ist CR_i[n], was die Ausgabe des angepaßten Filters ist. CR_i[n] kann geschrieben werden als

wobei n'[n] durch das Eingangsrauschen erzeugt wird; wenn letzteres gleich Null ist, ist CR_i[α]

Die Werte von i von Gleichung (4) zu verändern bedeutet, die Impulsantwort des angepaßten Filters (d. h. des Pilotsignalspreizcodes) auf den Träger mit der Frequenz 2πi/N zu modulieren. Nach dem Anpassen empfangener Signale an die modulierte Impulsantwort des angepaßten Filters, wobei sich die Mittenfrequenz bei 2πi/N befindet, ist die Amplitudenausgabe |CR_i[α]|/N_p. Wenn die Differenz zwischen dem Trägerfrequenzoffset und der Mittenfrequenz der Impulsantwort des angepaßten Filters weniger als π/N_p(|ω_off-2πi/N_p| < π/N_p) beträgt, ist die Amplitudenausgabe des angepaßten Filters größer als 0,636, ansonsten ist sie kleiner als 0,22.

Gemäß Gleichung (4) kann die FFT des Pilotsignalspreizcodes im Kreis verschoben werden (d. h. durch Verändern des Wertes von i), um eine Amplitudenausgabe des angepaßten Filters zu erhalten, [CR_i[α]|/N_p. Falls der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets 2π1/N_p beträgt, wird |CR₁[α]|/N_p einen maximalen Wert haben.

Nach dem Korrigieren des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets kann der gebrochene Teil des Trägerfrequenzoffsets, Δω_off, geschrieben werden als

Δω_off = ω_off-2π1/N_p

wobei 2π1/N_p der geschätzte ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets und |Δω_off| gleich oder kleiner ist als π/N_p. Gemäß Fig. 2 ist |CR₀[α]|/N_p symmetrisch zu der Frequenz Null. Wenn 2π1/N_p ≦ ω_off ≦2π(1+1)/N_p und der Wert von Δω_off nahe π/N_p liegt, wird der Wert von |CR₁[α]|/N_p nahe demjenigen von |CR₁₊₁[α]|/N_p sein, und die Drehung der Ausgabe des angepaßten Filters ist entgegengesetzt dem Uhrzeigersinn. Analog dazu, wenn 2π(1-1)/N_p ≦ ω_off ≦ 2π1/N_p und der Wert von Δω_off nahe -π/N_p liegt, wird der Wert von |CR_1-1[α]|/N_p nahe demjenigen von |CR₁[α]|/N_p sein, und die Drehrichtung der Ausgabe des angepaßten Filters wird im Uhrzeigersinn sein.

Der Wert R[k] wird in dem Komplexmultiplizierer 108 mit dem Wert C_p*[((k-i))_Np] multipliziert. Mit der IFFT-Einheit wird die IFFT von R[k]C_p*[((k-n))N_p] berechnet. Danach wird die Amplitude der Ausgabe der IFFT-Einheit berechnet, 112. Anschließend kann die Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets, 114, erfolgen.

Das Systemblockschaltschema von 114 ist in Fig. 3 gezeigt. Zuerst wird die Suche nach den maximalen Amplituden der IFFT-Berechnung, die als A_p[i] aufgezeichnet sind, 301, durchgeführt. In dem möglichen Bereich des Trägerfrequenzoffsets wird der Wert von i verändert und die obige Berechnung wiederholt. Wenn z. B. die Trägerfrequenz 2,4 GHz beträgt, die Chiprate des Spreizcodes 10 MHz ist, die Länge des Spreizcodes 1024 ist, und der Trägerfrequenzoffset unter 10 ppm der Trägerfrequenz liegt, so ist der Suchbereich von i {-3, -2, -1, 0,1,2,3}.

Durch Vergleichen aller A_p[i] und Auswählen des größten als A_p[1], 302, kann der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets als W^-1 bestimmt werden. Die Werte von A_p[1], A_p[1+1] und A_p[1-1] werden verglichen, 303. Wenn A_p[1] und A_p[1+1] von betragsmäßig nahe beieinanderliegen, ist das Richtungsflag 1, wenn dagegen A_p[1] und A_p[1-1] betragsmäßig nahe beeinanderliegen, ist das Richtungsflag -1. Ansonsten ist das Richtungsflag 0. Schließlich wird die Ausgabe des Steuersignals des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets zu der komplexen Konjugierten 109 der FFT des Spreizcodes oder zu dem automatischen Frequenzsynthesizer 105 zur Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets übertragen. (Nach der Korrektur wird der Wert von i auf 1 gesetzt, wenn die Korrektur durch die komplexe Konjugierte 109 der FFT des Spreizcodes erfolgt, und er wird auf Null gesetzt, wenn die Korrektur durch den automatischen Frequenzsynthesizer 105 erfolgt). Es wird eine Wiederholung der Berechnung der Ausgabe des angepaßten Filters und eine Suche nach der maximalen Amplitude (AP_max) durchgeführt. Ein Anfangssignal, das Richtungsflag und die AP_max werden als die Ausgabe bereitgestellt.

b. Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets

Der gebrochene Teil des Trägerfrequenzoffsets wird durch Schätzen der Phasenwinkeldifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgaben aus dem FFT-angepaßten Filter erhalten. Angenommen, die erste Ausgabe der zwei aufeinanderfolgenden Ausgaben des angepaßten Filters ist am Punkt α wie folgt (der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets ist als 2π1/N_p bekannt):

so ist die zweite Ausgabe an Punkt α gemäß Gleichung (4):

Aus Gleichungen (6) und (7) kann entnommen werden, daß die Phasenwinkeldifferenz (Δθ) zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgaben von dem FFT-angepaßten Filter Δω_offN_p ist. Nach der oben erwähnten Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets ist |Δω_off| kleiner oder gleich π/N_p, wodurch |Δω_offN_p| kleiner oder gleich π ist. Die berechnete Phasenwinkeldifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgaben von dem FFT-angepaßten Filter wird durch die Periode des Pilotsignalspreizcodes dividiert, um den gebrochenen Teil des Trägerfrequenzoffsets Δθ/N_pT_c (in diskreter Zeitform T_c = 1) zu erhalten. Bei der Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets wird mit dem Richtungsflag die Berechnungsart der Phasenwinkeldifferenz entschieden. Wenn das Richtungsflag -1 ist, wird die Phasenwinkeldifferenz (Δθ) im Uhrzeigersinn berechnet und liegt zwischen 0 und -360 Grad. Wenn das Richtungsflag 1 ist, wird die Phasenwinkeldifferenz (Δθ) entgegen dem Uhrzeigersinn berechnet und liegt zwischen 0 und 360 Grad. Wenn das Richtungsflag 0 ist, wird die Phasenwinkeldifferenz entweder im Uhrzeigersinn oder entgegen dem Uhrzeigersinn berechnet, und entweder die zwischen 0 und 180 Grad oder die zwischen 0 und -180 Grad liegende Phasenwinkeldifferenz wird als Δθ gewählt.

Wenn angenommen wird, daß es sich bei dem System um ein breitbandiges CDMA-System handelt, dann kann in den Kanälen ein Mehrwegschwund vorliegen. Um eine bessere Schätzung zu erhalten, können einige wenige Hauptwege gewählt werden, um den gebrochenen Teil des Trägerfrequenzoffsets zu schätzen. Das Systemblockschaltbild der Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets 115 wird in Fig. 4 gezeigt.

Durch Festlegung eines Schwellwerts gemäß der Eingabe AP_max werden p Wege mit einer Amplitudenausgabe des angepaßten Filters, die größer als der Schwellwert ist, als Hauptwege gewählt, 401. Der Winkel (θ[j]) jedes Hauptwegs wird berechnet, 402, und dann wird die Phasenwinkeldifferenz (Δ[j]) jedes Hauptwegs gemäß dem Richtungsflag berechnet, 403.

Weiterhin wird der zeitliche Mittelwert (avg_t{Δθ[j]}) der Phasenwinkeldifferenz jedes Hauptwegs berechnet, 404, und der Mittelwert (Δθ) des avg_t{Δθ[j]} aller p Wege ist wie folgt:

Δ/N_p ist der Schätzwert des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoff sets. Sein Steuersignal wird zu dem automatischen Frequenzsynthesizer 105 zur Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets übertragen. Anschließend wird ein Anfangssignal geliefert, um die Korrektur des Taktgabeoffsets einzuleiten.

c. Korrektur der Taktgabe des Spreizcodes

Nach der Korrektur des Trägerfrequenzoffsets kann die Amplitudenausgabe von dem FFT-angepaßten Filter als |h[((n-α))_Np]| geschrieben werden, was die Amplitude der kreisverschobenen Kanalimpulsantwort ist. Aufgrund der Kreisfaltungseigenschaft des FFT-angepaßten Filters ist der Takt des Spreizcodes möglicherweise nicht der erste Hauptweg der Ausgabe von dem angepaßten Filter, wodurch es erforderlich ist, den Anfangspunkt der Kanalimpulsantwort zu suchen. Unter der Annahme, daß der Kanal ein Minimalphasensystem mit der Eigenschaft minimaler Energieverzögerung ist, sind die Hauptwege der Kanalimpulsantwort des Kanals stärker gebündelt, d. h. der Bereich der Spreizung von Hauptwegen ist minimal. Das Systemblockschaltbild der Korrektur des Taktgabeoffsets des Spreiz codes ist in Fig. 5 gezeigt.

Durch Bestimmen eines Schwellwerts gemäß der Eingabe AP_max werden Wege mit Amplitudenausgabe von dem angepaßten Filter, die größer als der Schwellwert sind, als Hauptwege definiert, 501. Jeder Hauptweg wird als der Anfangspunkt des Taktes angenommen, um den Spreizbereich (D[j]) aller Hauptwege zu berechnen, 502. Die Berechnung von D[j] ist wie folgt: Ein kreisförmiger Zyklus vom Anfangspunkt des j-ten Hauptweges ist definiert als von dem j-ten Hauptweg zu dem letzten Punkt der Ausgabe des angepaßten Filters und kontinuierlich von dem ersten Punkt der Ausgabe des angepaßten Filters zu dem Punkt vor dem j-ten Hauptweg. D[j] ist der Kreisabstand von dem ersten Hauptweg zu dem letzten Hauptweg des kreisförmigen Zyklus. Das Minimum von D[j] ist als D[α] gewählt, so daß der α-te Hauptweg der Anfangspunkt des Taktes der Kanalimpulsantwort oder des Taktes des Spreizcodes ist.

II. Es liegt kein Pilotsignal vor:

Bei der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung soll der Fall ohne ein Pilotsignal betrachtet werden. Mit dem Datensignal wird der Trägerfrequenzoffset und der Spreizcodetaktgabeoffset in einem derartigen Fall geschätzt. Die Modulation der Datenbits wird als BPSK angenommen. Wegen der Datenmodulation muß vor der Korrektur von Trägerfrequenzoffsetdaten der Takt des Spreizcodes erhalten werden. Fig. 6 ist das Flußdiagramm der Korrektur der Trägerfrequenz und Taktgabe der zweiten Ausführungsform. Empfangene Signale werden an die FFT jeweils desjenigen Datensignalspreizcodes angepaßt, dessen Mittenfrequenz zu unterschiedlichen Vielfachen des ganzzahligen Frequenzoffsets moduliert ist, und zwar in einem FFT-angepaßten Filter, um die "effektive Ausgabe" zu erzeugen, 601. Die "effektive Ausgabe" ist der in der Amplitudenausgabe des angepaßten Filters erzeugte Spitzenwert. Mit der effektiven Ausgabe wird der Takt des Spreizcodes gesucht, 602. Nach der Korrektur des Takts des Spreizcodes wird die Suche nach dem ganzzahligen Teil des Trägerfrequenzoffsets durchgeführt, 603. Schließlich wird der gebrochene Teil des Trägerfrequenzoffsets unter Verwendung der Phasenwinkeldifferenz der angepaßten Filterausgabe geschätzt, 604, gefolgt von einer weiteren Suche nach dem Takt des Spreizcodes, 605.

a. Erzeugung der "effektiven Ausgabe"

Mit dem FFT-angepaßten Filter werden empfangene Signale verarbeitet, um die "effektive Ausgabe" zu suchen. Da der Takt der segmentierten Abschnitte nicht mit dem des Spreizcodes synchronisiert werden kann, können sowohl die Datenmodulation als auch der Trägerfrequenzoffset die Amplitudenausgabe des angepaßten Filters beeinflussen.

Unter der Annahme, daß der Datensignalspreizcode c_d[n] und seine FFT C_d[k] ist, ist das empfangene Signal r[n] innerhalb eines segmentierten Abschnitts:

r[n] = dm[n]c_d[((n + α))_Nd]exp{jω_offn + χ} + n[n]
dm[n] = d1.(u[n]-u[n-α]) + d2.(u[n-α]-u[n-N_d]) (9)

wobei α die Differenz zwischen dem Anfangspunkt des segmentierten Abschnitts und dem des Datensignalspreizcodes ist, ω_off der Trägerfrequenzoffset, χ eine zufällige Phase und n[n] das Rauschen ist. dm[n] ist die von zwei aufeinanderfolgenden Datenbits in dem segmen tierten Abschnitt gebildete Reihe, in der u[n] eine Schrittfunktion ist, d1 das erste Bit des Abschnitts und d2 das zweite Bit ist. Hier wird ein Hauptweg in einem Kanal betrachtet, während bei einem Mehrwegkanal jeder Weg mit einem unitären Weg identisch ist. Die IFFT von R[k] C_d[((k-i))_Nd] ist CR_i[N], was geschrieben werden kann als

wobei n'[n] aus dem Eingangsrauschen erzeugt wird. Wenn der Wert von n'[n] gleich 0 ist, ist CR_i[n]

Gemäß Gleichung (11) und für den Fall i = 0 und d1 = -d2 wird in Fig. 7 NA = |CR₀[α]|/N_d bei α = 0, α = N_d/4 und α = N_d/2 als Funktion der Frequenzoffsets FS aufgetragen, woraus hervorgeht, daß |CR₀[α]|/N_d = 0 ist wenn α = N_d/2 und ω_off = 0 ist, und |CR₀[α]|/N_d = 0,636 ist bei α = N_d/2 und ω_off = ± 2π/N_d. Aus dem ersten Beispiel kann bestimmt werden, daß, obwohl kein Trägerfrequenzoffset vorliegt, die Ausgabe des angepaßten Filters als Ergebnis der Datenmodulation Null beträgt. Bei dem zweiten Beispiel liegt eine Amplitudenausgabe von 0,636 vor, wenn das Eingangssignal an denjenigen Datensignalspreizcode angepaßt ist, dessen Mittenfrequenz 2π/N_d oder -2π/N_d beträgt. Auf diese Weise wird bei der Anpassung des Eingangssignals an den Datensignalspreizcode mit anderen Mittenfrequenzen bei einer der Anpassungen ein Spitzenwert erzeugt. Bei d1 = d2 ist die Situation mit der in der ersten Ausführungsform identisch (bei der ein Pilotsignal vorliegt), und ein Spitzenwert wird auf jeden Fall erzeugt.

Der Wert R[k] wird in dem Komplexmultiplizierer 108 mit C_d*[((k-i))N_d] multipliziert. Danach wird die Amplitude der Ausgabe der IFFT-Einheit berechnet. Die maximalen Amplituden der IFFT-Berechnung werden gesucht und als A_p[i] aufgezeichnet. In dem möglichen Trägerfrequenzoffsetbereich wird der Wert von i verändert und die obige Berechnung wiederholt. Beträgt diese Trägerfrequenz zum Beispiel 2,4 GHz, ist die Chiprate des Spreizcodes 10 MHz, die Länge des Spreizcodes 1024, und liegt der Trägerfrequenzoffset unter 10 ppm der Trägerfrequenz, so ist der Suchbereich von i {-3,-2,-1,0,1,2,3}.

Bei Vergleich aller Werte von A_p[i] und Wahl des größten als AP_max ist die Ausgabe der Anpassung von R[k] an C_d*[((k-1))_Nd] die "effektive Ausgabe".

Die in Schritt a erhaltene "effektive Ausgabe" wird in einem darauffolgenden Schritt (Schritt b) für die erste Korrektur des Taktes verwendet. Das Systemblockschaltbild dafür ist das gleiche wie in Fig. 3 gezeigt.

b. Erste Korrektur des Taktes

Nach Schritt a wird die "effektive Ausgabe" von dem angepaßten Filter erzeugt, und ihr Spitzenwert liegt im Hauptweg der im Kreis verschobenen Kanalimpulsantwort. Das Verfahren und das Prinzip der Korrektur der Taktgabe sind deshalb mit dem Fall eines bestehenden Pilotsignals identisch, mit der Ausnahme, daß zum Korrigieren des Taktes die aus Schritt a erhaltene "effektive Ausgabe" verwendet wird. Das Systemblockschaltbild dafür ist in Fig. 5 gezeigt.

c. Korrektur des ganzzeiligen Teils des Trägerfrequenzoffsets

Nach Schritt b ist der Takt des Datensignalspreizcodes zu dem des segmentierten Abschnitts synchronisiert, und die Datenmodulation beeinflußt somit nicht die Amplitudenausgabe des angepaßten Filters. Das Verfahren und das Prinzip der Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets ist deshalb mit dem Fall eines existierenden Pilotsignals identisch.

In Schritt c wird der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets korrigiert, und es wird ein Richtungsflag zur Verwendung in einem nachfolgenden Schritt (Schritt d) erzeugt. Die Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets ist analog zu der Art und Weise, wie in Schritt a die "effektive Ausgabe" erzeugt wird, und zwar aus dem Grund, daß sie alle die maximale Amplitudenausgabe des angepaßten Filters suchen und vergleichen, weshalb sie alle ein gleiches Untersystem gemeinsam haben können, für das das Systemblockschaltbild das gleiche ist wie das in Fig. 3 gezeigte.

d. Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets

Ohne Datenmodulation bewirkt der gebrochene Teil des Trägerfrequenzoffsets die Phasenwinkeldifferenz (Δθ) zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgaben von dem FFT-angepaßten Filter. Mit Datenmodulation kann die Phasenwinkeldifferenz (Δϕ) zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgaben von dem angepaßten Filter gemessen werden. Allerdings kann die Datenmodulation eine Mehrdeutigkeit von 180 Grad zwischen Δϕ und Δθ hervorrufen, weshalb Δϕ zur Schätzung von Δθ korrigiert werden muß. Unter der Annahme, daß die erste Ausgabe der beiden aufeinanderfolgenden Ausgaben des angepaßten Filters am Punkt α wie folgt ist (der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets ist als 2π1/N_p bekannt):

gilt gemäß Gleichung (11), daß die zweite Ausgabe am Punkt α

ist, wobei d1 das erste Datenbit und d2 das zweite Datenbit ist. Nach der obigen Korrektur des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets ist |Δθ|(Δθ = Δω_offN_d) gleich oder kleiner als π. Wenn d1 = d2 ist, so ist Δϕ = Δθ, bei d1 = -d2 ist Δϕ gleich Δθ + π oder Δθ-π. Im zweiten Fall (d1 = -d2) haben Δθ + π und Δθ-π den gleichen Wert, da die inverse Tangensfunktion den Winkel nur zwischen 0 und 360 Grad bestimmen kann.

Die Phasenwinkeldifferenz der Ausgabe von dem angepaßten Filter wird unter Verwendung des Richtungsflag berechnet, und dann wird die Mehrdeutigkeit von 180 Grad, die durch die Datenmodulation hervorgerufen wird, berichtigt, um die von dem gebrochenen Teil des Trägerfrequenzoffsets hervorgerufene Phasenwinkeldifferenz zu erhalten. Wenn das Richtungsflag 1 ist, ist die Drehrichtung der Ausgabe des angepaßten Filters entgegengesetzt dem Uhrzeigersinn. Da sowohl Δϕ als auch Δθ positiv sind, werden sie zu Δϕ⁺ bzw. Δθ⁺ geändert. Δϕ⁺ wird entgegengesetzt dem Uhrzeigersinn berechnet und liegt zwischen 0 und 360 Grad. Δϕ⁺ kann Δθ⁺ oder Δθ⁺ + π sein. Um die von der Datenmodulation hervorgerrufene Mehrdeutigkeit von 180 Grad zu überwinden, kann Δϕ⁺ so korrigiert werden, daß es Δθ⁺ ist, indem die Eigenschaft verwendet wird, daß Δθ⁺ zwischen 90 und 270 Grad liegt, wenn das Richtungsflag = 1 ist, wie in Tabelle 1 angegeben.

Tabelle 1

Wenn das Richtungsflag -1 ist, verläuft die Drehrichtung der Ausgabe des angepaßten Filters im Uhrzeigersinn. Da sowohl Δϕ als auch Δθ negativ sind, werden sie zu Δϕ^- bzw. Δθ^- geändert. Δϕ^- wird im Uhrzeigersinn berechnet und liegt zwischen 0 und -360 Grad. Δϕ^- kann Δθ^- oder Δθ^- +π sein. Um die von der Datenmodulation hervorgerrufene Mehrdeutigkeit von 180 Grad zu überwinden, kann Δϕ^- so korrigiert werden daß es Δθ^- ist, indem die Eigenschaft verwendet wird, daß Δθ^- zwischen 90 und -270 Grad liegt, wenn das Richtungsflag = -1 ist, wie in Tabelle 2 angegeben.

Tabelle 2

Wenn das Richtungsflag 0 ist, ist der Absolutwert der Phasenwinkeldifferenz kleiner als 180 Grad (|Δθ| |< 180), und die Drehrichtung der Ausgabe des angepaßten Filters ist unbestimmt. Deshalb wird Δϕ^- im Uhrzeigersinn berechnet, während Δϕ⁺ entgegengesetzt dem Uhrzeigersinn berechnet wird. Δϕ^- liegt zwischen 0 und -360 Grad, und Δϕ⁺ liegt zwischen 0 und 360 Grad. Angenommen, Δθ⁺ liegt zwischen 0 und 180 Grad und Δθ^- zwischen 0 und -180 Grad, dann ist, wenn Δϕ⁺ größer als 180 Grad ist oder Δϕ^- kleiner als -180 Grad ist, die durch die Datenmodulation hervorgerufene Mehrdeutigkeit von 180 Grad aufgehoben: Wenn Δϕ⁺ größer als 180 Grad ist, dann ist Δθ⁺ gleich Δϕ⁺-π; wenn Δϕ^- kleiner als -180 Grad ist, dann ist Δθ^- gleich Δϕ^-+π. Tabelle 3 zeigt die Beziehung zwischen Δϕ⁺, Δθ⁺, Δϕ^- und Δθ^-. Aus Tabelle 3 kann entnommen werden, daß Δϕ^- gleich Δϕ⁺-2π ist und Δθ^- gleich Δθ⁺-π ist. Deshalb kann, wenn das Richtungsflag 0 ist, Δθ⁺ zunächst berechnet und verwendet werden, um durch Subtrahieren von 180 Grad davon Δθ^- zu erhalten.

Tabelle 3

Unter der Annahme, daß es sich bei dem System um ein breitbandiges CDMA-System handelt, kann es in seinen Kanälen zu Mehrwegschwund kommen. Um eine bessere Schätzung zu erhalten, können einige wenige Hauptwege gewählt werden, um den gebrochenen Teil des Träger frequenzoffsets zu schätzen. Das Systemblockschaltbild ist in Fig. 8a gezeigt.

Durch Bestimmung eines Schwellwerts gemäß der Eingabe AP_max können p Hauptwege mit einer Ausgabeamplitude des von dem angepaßten Filters, die größer ist als der Schwellwert, gewählt werden, 801. Der Winkel (ϕ[j]) jedes Hauptwegs wird berechnet, 802, und dann wird die Phasen winkeldifferenz jedes Hauptwegs gemäß dem Richtungsflag berechnet, 803, und korrigiert, 804. Schließlich wird der zeitliche Mittelwert der Phasenwinkeldifferenz in jedem Hauptweg berechnet, 805.

Wenn das Richtungsflag 1 ist, können die zeitlich gemittelten Phasenwinkeldifferenzen jedes Hauptwegs (avg_t{Δθ⁺[j]}) berechnet und über alle Hauptwege als Δ⁺ gemittelt werden:

Δ⁺/N_d ist der Schätzwert des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoff sets.

Wenn das Richtungsflag -1 ist, können die zeitlich gemittelten Phasenwinkeldifferenzen jedes Hauptwegs (avg_t{Δθ^-[j]}) berechnet und über alle Hauptwege als Δ^- gemittelt werden:

Δ^-/N_d ist der Schätzwert des gebrochenen Teils des Trägerfre quenzoffsets.

Wenn das Richtungsflag nicht Null ist, wird das Steuersignal des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets zu dem automatischen Frequenzsynthesizer 105 zur Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets übertragen, und ein Anfangssignal zum Einleiten der Korrektur des Taktes wird geliefert.

Wenn das Richtungsflag Null ist, wird die Phasenwinkeldifferenz jedes Hauptwegs entgegen dem Uhrzeigersinn berechnet und korrigiert. Danach werden die zeitlich gemittelten Phasenwinkeldifferenzen jedes Hauptwegs (avg_t{Δθ⁺[j]}) berechnet und über alle Hauptwege als Δ⁺ gemittelt. Die geschätzte Phasenwinkeldifferenz im Uhrzeigersinn (Δ^-), ist Δ⁺-π. Der im Uhrzeigersinn und entgegen dem Uhrzeigersinn geschätzte gebrochene Teil des Trägerfrequenzoffsets beträgt Δ⁺/N_d bzw. Δ^-/N_d. Nur einer dieser beiden Werte ist korrekt. Der korrekte kann durch ein Versuch- und Irrtum-Verfahren gewählt werden. Bei einem Vergleich der maximalen Amplituden der Ausgaben von dem angepaßten Filter mit dem unter Verwendung der beiden Werte korrigierten gebrochenen Teil des Trägerfrequenzoffsets wird der korrekte der beiden Werte derjenige sein, der zu der größeren maximalen Amplitude des Vergleichs führt.

Zuerst wird Δ⁺/N_d zu dem automatischen Frequenzsynthesizer übertragen, um den Trägerfrequenzoffset zu korrigieren, und dann wird die Ausgabe maximaler Amplitude (AP⁺ _max) des angepaßten Filters nach der Korrektur aufgezeichnet. Danach wird Δ^-/N_d zu dem automatischen Frequenzsynthesizer zur Korrektur des Trägerfrequenzoffsets übertragen, und die Ausgabe (AP^- _max) des angepaßten Filters, die nach dieser Korrektur die maximale Amplitude aufweist, wird ebenfalls aufgezeichnet. AP⁺ _max und AP^- _max werden verglichen, und der Schätzwert des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets, der dem größeren des Vergleichs entspricht, wird als der korrekte bestimmt. Das Steuersignal des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets wird zu dem automatischen Frequenzsynthesizer zur Korrektur des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets übertragen, und ein Anfangssignal wird zum Einleiten der Korrektur des Takts geliefert.

e. Zweite Korrektur des Taktes

Bei der ersten Korrektur des Taktes ist es möglich, daß der Trägerfrequenzoffset eine Abnahme des Signal-zu-Rauschverhältnisses (SNR = signal-to-noise ratio) der Signalausgabe des angepaßten Filters bewirkt, was dazu führt, daß die Korrektur des Taktes falsch ist. Aus diesem Grund ist möglicherweise eine zweite Korrektur des Taktes erforderlich. Nach Schritt d ist der Trägerfrequenzoffset korrigiert worden, weshalb die zweite Korrektur des Taktes zu einem besseren Ergebnis führt. Das Verfahren zur Korrektur des Taktes ist das gleiche, wie es in Schritt c angegeben ist.

Die technischen Merkmale und technischen Inhalte der vorliegenden Erfindung sind oben vollständig offenbart worden. Irgendwelche Modifikationen oder irgendwelche Äquivalente, die von Fachleuten durchgeführt bzw. verwendet werden und auf der Offenbarung und der Lehre der vorliegenden Erfindung beruhen, sollen aus dem Schutzbereich der vorliegenden Erfindung nicht ausgeschlossen sein.

Claims

1. Verfahren zur Korrektur von Trägerfrequenzoffset in einem Direct Sequence-Spreizspektrumkommunikationssystem, das folgende Schritte enthält:
Anpassung empfangener Signale an jeweils einen Spreizcode, dessen Mittenfrequenz bei ganzzahligen Vielfachen des Kehrwerts der Periode des Spreizcodes angeordnet ist;
Auswahl desjenigen Ergebnisses der Anpassung, das die größte Am plitude aufweist, um den ganzzahligen Teil des Trägerfrequenzoffsets zu erhalten, der ein gewisses ganzzahliges Vielfaches des Kehrwerts der Periode des Spreizcodes ist;
Bestimmung eines Richtungsflags durch Vergleich des ausgewählten mit dem vorausgehenden und dem nächstfolgenden Ergebnis der An passung;
Berechnung einer Phasenwinkeldifferenz aus zwei aufeinanderfolgenden Ergebnissen der Anpassung gemäß dem Richtungsflag;
Berechnung des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets durch Verwendung der Phasenwinkeldifferenz; und
Korrektur des ganzzahligen Teils und des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Spreizcode ein bekannter Pilotsignalspreizcode ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Spreizcode ein Datensignal spreizcode ist und das Verfahren vor dem Anpassungsschritt weiterhin folgende Schritte enthält:
Suchen der aus der Anpassung der empfangenen Signale an den Datensignalspreizcode erzeugten Spitzenwerte; und
Korrektur des Taktes des Datensignalspreizcodes durch Verwendung der Spitzenwerte mit minimalem Verzögerungsspreizungsbereich.

4. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Anpassung durch ein Schnelle-Fourier-Transformations-angepaßtes Filter durchgeführt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, bei dem in dem Schritt der Bestimmung eines Richtungsflags, wenn das ausgewählte Ergebnis der Anpassung betragsmäßig in der Nähe des nächstfolgenden Ergebnisses der Anpassung liegt, das Richtungsflag so gesetzt wird, daß es eine Richtung entgegen dem Uhrzeigersinn anzeigt; dagegen, wenn das ausgewählte Ergebnis der Anpassung betragsmäßig in der Nähe des vorausgehenden Ergebnisses der Anpassung liegt, das Richtungsflag so gesetzt wird, daß es eine Richtung im Uhrzeigersinn anzeigt; und ansonsten das Richtungsflag auf Null gesetzt wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem in dem Schritt der Berechnung einer Phasenwinkeldifferenz, wenn das Richtungsflag Null ist, die Phasenwinkeldifferenz entweder entgegen dem Uhrzeigersinn oder im Uhrzeigersinn berechnet werden kann, aber die berechnete Phasenwin keldifferenz zwischen 0 und 180 Grad oder zwischen 0 und -180 Grad sein soll.

7. Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, wobei der Schritt der Berechnung des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets weiterhin das Divi dieren der Phasenwinkeldifferenz durch die Länge des Spreizcodes enthält.

8. Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, wobei der Schritt der Berechnung des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets weiterhin folgendes enthält:
Definieren von Hauptwegen als solche Wege, deren aus der Anpas sung enthaltene Amplitude größer ist als ein vordefinierter Schwell wert;
Berechnung der Phasenwinkeldifferenz zwischen zwei aufeinanderfol genden Ergebnissen der Anpassung jedes Hauptweges gemäß dem Richtungsflag;
Berechnung des Mittelwerts dieser Phasenwinkeldifferenzen; und Dividieren des Mittelwerts durch die Länge des Spreizcodes.

9. Verfahren nach Anspruch 1 oder 3, wobei der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets unmittelbar nach dem Schritt der Bestimmung eines Richtungsflags korrigiert wird.

10. Verfahren zur Korrektur von Trägerfrequenzoffset und Spreizcode taktgabeoffset in einem Direct Sequence-Spreizspektrumkommunika tionssystem, das folgende Schritte enthält:
Anpassung empfangener Signale an jeweils einen Spreizcode, dessen Mittenfrequenz bei ganzzahligen Vielfachen des Kehrwerts der Periode des Spreizcodes angeordnet ist;
Auswahl desjenigen Ergebnisses der Anpassung, das die größte Am plitude aufweist, um den ganzzahligen Teil des Trägerfrequenzoffsets zu erhalten, der ein gewisses ganzzahliges Vielfaches des Kehrwerts der Periode des Spreizcodes ist;
Bestimmung eines Richtungsflags durch Vergleich des ausgewählten mit dem vorausgehenden und dem nächstfolgenden Ergebnis der An passung;
Berechnung einer Phasenwinkeldifferenz aus zwei aufeinanderfolgenden Ergebnissen der Anpassung gemäß dem Richtungsflag;
Berechnung des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets durch Verwendung der Phasenwinkeldifferenz;
Korrektur des ganzzahligen Teils und des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets; und
Korrektur des Taktgabeoffsets des Spreizcodes unter Verwendung der aus der Anpassung erhaltenen Amplituden mit minimaler Verzöge rungsspreizung.

11. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem der Spreizcode ein bekannter Pilotsignalspreizcode ist.

12. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem der Spreizcode ein Datensi gnalspreizcode ist und das Verfahren vor dem Anpassungsschritt weiterhin folgende Schritte enthält:
Suchen der aus der Anpassung der empfangenen Signale an den Datensignalspreizcode erzeugten Spitzenwerte; und
Korrektur des Taktes des Datensignalspreizcodes durch Verwendung der Spitzenwerte mit minimalem Verzögerungsspreizungsbereich.

13. Verfahren nach Anspruch 10 oder 12, bei dem die Anpassung durch ein Schnelle-Fourier-Transformations-angepaßtes Filter durchgeführt wird.

14. Verfahren nach Anspruch 10 oder 12, bei dem in dem Schritt der Bestimmung eines Richtungsflags, wenn das ausgewählte Ergebnis der Anpassung betragsmäßig in der Nähe des nächsten Ergebnisses der Anpassung liegt, das Richtungsflag so gesetzt wird, daß es eine Richtung entgegen dem Uhrzeigersinn anzeigt; dagegen, wenn das angepaßte Ergebnis betragsmäßig in der Nähe des vorausgegangenen Ergebnisses der Anpassung liegt, das Richtungsflag so gesetzt wird, daß es eine Richtung im Uhrzeigersinn anzeigt; und ansonsten das Richtungsflag auf Null gesetzt wird.

15. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem in dem Schritt der Berechnung einer Phasenwinkeldifferenz, wenn das Richtungsflag Null ist, die Phasenwinkeldifferenz entweder entgegen dem Uhrzeigersinn oder im Uhrzeigersinn berechnet werden kann, aber die berechnete Phasenwin keldifferenz zwischen 0 und 180 Grad oder zwischen 0 und -180 Grad sein soll.

16. Verfahren nach Anspruch 10 oder 12, wobei der Schritt der Berech nung des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets weiterhin das Dividieren der Phasenwinkeldifferenz durch die Länge des Spreizcodes enthält.

17. Verfahren nach Anspruch 10 oder 12, wobei der Schritt der Berech nung des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets weiterhin fol gendes enthält:
Definieren von Hauptwegen als solche Wege, deren aus der Anpas sung erhaltene Amplitude größer ist als ein vordefinierter Schwell wert;
Berechnung der Phasenwinkeldifferenz zwischen zwei aufeinanderfol genden Ergebnissen der Anpassung jedes Hauptweges gemäß dem Richtungsflag;
Berechnen des Mittelwerts dieser Phasenwinkeldifferenzen; und Dividieren des Mittelwerts durch die Länge des Spreizcodes.

18. Verfahren nach Anspruch 10 oder 12, wobei der Schritt der Korrek tur des Taktes der Spreizspektrumcodereihe weiterhin folgendes ent hält:
Definieren von Hauptwegen als solche Wege, deren aus der Anpas sung erhaltene Amplitude größer als ein vordefinierter Schwellwert ist;
Berechnung von Verzögerungsspreizungsbereichen aller Hauptwege unter Verwendung jedes Hauptwegs als Anfangspunkt;
Verwendung des Anfangshauptwegs des minimalen Verzögerungssprei zungsbereichs als Anfangspunkt des Taktes des Spreizcodes.

19. Verfahren nach Anspruch 10 oder 12, bei dem der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets unmittelbar nach dem Schritt der Bestim mung eines Richtungsflags korrigiert wird.

20. Empfänger, der in einem Direct Sequence-Spreizspektrumkommuni kationssystem verwendet wird und eine Antenne und eine HF-Vorstufe enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger folgendes enthält:
eine Anpassungseinrichtung zur Anpassung empfangener Signale an jeweils einen Spreizcode, dessen Mittenfrequenz bei ganzzahligen Vielfachen des Kehrwerts der Periode des Spreizcodes angeordnet ist;
eine Sucheinrichtung zum Empfang der Amplituden der Anpassungs einrichtung und zur Bestimmung, durch Auswahl der größten der Amplituden, des ganzzahligen Teils des Trägerfrequenzoffsets, der ein gewisses ganzzahliges Vielfaches des Kehrwerts der Periode des Spreizcodes ist;
eine Vergleichseinrichtung zur Bestimmung eines Richtungsflags durch Vergleich des ausgewählten mit dem vorausgehenden und dem nächst folgenden Ergebnis der Anpassung;
eine erste Recheneinrichtung zur Berechnung einer Phasenwinkeldiffe renz aus zwei aufeinanderfolgenden Ausgaben der Anpassungseinrich tung gemäß dem Richtungsflag und Berechnung des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets durch Verwendung der Phasenwinkel differenz;
eine erste Korrektureinrichtung zum Lesen der Ausgaben der Suchein richtung und der ersten Recheneinrichtung zur Korrektur des ganzzah ligen Teils und des gebrochenen Teils des Trägerfrequenzoffsets;
eine zweite Recheneinrichtung zum Empfang der Ausgabe der An passungseinrichtung, nachdem der Trägerfrequenzoffset korrigiert wor den ist, und Berechnung der minimalen Spreizung der Amplituden der Ausgabe, um den Takt des Spreizcodes zu bestimmen; und
eine zweite Korrektureinrichtung zum Lesen der Ausgabe der zweiten Recheneinrichtung zur Veränderung des Eingangssignalfensters der Anpassungseinrichtung zur Korrektur des Taktes des Spreizcodes.

21. Empfänger nach Anspruch 20, bei dem der Spreizcode ein bekannter Pilotsignalspreizcode ist.

22. Empfänger nach Anspruch 20, bei dem der Spreizcode ein Daten signalspreizcode ist und die Sucheinrichtung auch zum Suchen der Spitzenwerte der Ausgabeamplituden der Anpassungseinrichtung ver wendet wird und die zweite Recheneinrichtung auch zur Berechnung des minimalen Verzögerungsspreizungsbereichs der Spitzenwerte zum Bestimmen des Taktes des Datensignalspreizcodes verwendet wird.

23. Empfänger nach Anspruch 20 oder 22, bei dem die Anpassungsein richtung ein Schnelle-Fourier-Transformations-angepaßtes Filter ist.

24. Empfänger nach Anspruch 20 oder 22, bei dem die Sucheinrichtung folgendes enthält:
eine Steuereinheit zum Verschieben der Mittenfrequenz des Spreizco des; und
eine Auswahleinheit zur Auswahl der größten der Ausgabeamplituden der Anpassungseinrichtung.

25. Empfänger nach Anspruch 21, bei dem die erste Recheneinrichtung folgendes enthält:
eine Auswahleinheit zur Auswahl derjenigen Ausgabeamplituden der Anpassungseinrichtung, die größer sind als ein Schwellwert, als Hauptwege;
eine erste Recheneinheit zur Berechnung der Phasenwinkeldifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ergebnissen der Anpassung jedes Hauptweges gemäß dem Richtungsflag;
eine Mittelwertbildungseinheit zur Berechnung des Mittelwerts der Phasenwinkeldifferenzen; und
eine zweite Recheneinheit zum Dividieren des Mittelwerts durch die Länge des Spreizcodes, um den gebrochenen Teil des Trägerfrequen zoffsets zu erhalten.

26. Empfänger nach Anspruch 22, bei dem die erste Recheneinrichtung folgendes enthält:
eine Auswahleinheit zur Auswahl derjenigen Ausgabeamplituden der Anpassungseinrichtung, die größer sind als ein Schwellwert, als Hauptwege;
eine erste Recheneinheit zur Berechnung der Phasenwinkeldifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ergebnissen der Anpassung jedes Hauptweges gemäß dem Richtungsflag;
eine Korrektureinheit zur Korrektur der durch Datenmodulation her vorgerufenen Mehrdeutigkeit der berechneten Phasenwinkeldifferenzen gemäß dem Richtungsflag;
eine Mittelwertbildungseinheit zur Berechnung des Mittelwerts der korrigierten Phasenwinkeldifferenzen; und
eine zweite Recheneinheit zum Dividieren des Mittelwerts durch die Länge des Spreizcodes, um den gebrochenen Teil des Trägerfrequenz offsets zu erhalten.

27. Empfänger nach Anspruch 20 oder 22, bei dem der ganzzahlige Teil des Trägerfrequenzoffsets von der ersten Korrektureinrichtung kor rigiert wird, bevor die erste Recheneinrichtung gestartet wird.

28. Empfänger nach Anspruch 20 oder 22, bei dem die zweite Rechen einrichtung folgendes enthält:
eine Auswahleinheit zur Auswahl derjenigen Ausgabeamplituden der Anpassungseinrichtung, die größer als ein Schwellwert sind, als Hauptwege;
eine Recheneinheit zum Verwenden jedes Hauptwegs als Anfangspunkt zur jeweiligen Berechnung des Verzögerungsspreizungsbereichs aller Hauptwege; und
eine Bestimmungseinheit zur Verwendung des Anfangshauptwegs des minimalen Verzögerungsspreizungsbereichs als Anfangspunkt des Takts des Spreizcodes.