CN101374131B - 定时同步方法及装置、前导符号的生成方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于具有中心对称相关特性和延迟相关特性的前导符号的定时同步方法和装置，包括：根据所接收前导符号的中心对称相关函数和延迟相关函数，确定所接收前导符号的定时度量函数；根据所述定时度量函数确定第一径信号的位置，并将其作为定时同步位置。由于上述方案同时利用了前导符号的中心对称相关特性和延迟相关特性，能够较好地抑制旁瓣的干扰，可以准确搜索出第一径信号的位置。此外，本发明还公开了生成具有延时相关特性和中心对称相关特性的前导符号的方法和装置，所生成的前导符号不仅能同时支持精确定时同步和频偏估计，还可以较好地支持信道估计和信噪比估计，极大地提高了前导符号的利用效率。

Description

定时同步方法及装置、前导符号的生成方法和装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术，特别涉及正交频分复用(OFDM)系统中一种基于具有中心对称相关特性和延迟相关特性的前导符号的定时同步方法和装置，以及一种前导符号的生成方法和装置。 

背景技术

通常为了使OFDM系统的接收端正确解调出发送端所发送的数据，OFDM系统必须实现发送端和接收端之间准确可靠的时间同步。同时，由于OFDM系统对载波的频偏非常敏感，OFDM系统的接收端还需要提供准确高效的载波频谱估计方法，以对载波频偏进行精确的估计和纠正。 

目前，OFDM系统中为实现发送端和接收端时间同步的定时同步方法基本均是基于前导符号来实现的。其中，所述的前导符号为OFDM系统发送端和接收端已知的符号序列，在符号序列已知的情况下，接收端可以在接收到发送端发送的前导符号后，利用所接收的前导符号进行时间同步以及载波频偏估计和纠正等操作。 

现有的基于前导符号的定时同步方法可大致划分为两大类：一类是基于前导符号延迟相关特性的定时同步算法，这类同步算法计算复杂度低，可以获得较精确的载波频偏估计性能，然而较难获得精确的同步定时性能；另一类是基于前导符号中心对称相关特性的定时同步算法，这类算法计算复杂度较高，可获得较精确的同步定时性能，但难以获得精确的载波频偏估计性能。 

由于现有定时同步方法均存在一定的缺陷，在现阶段，OFDM系统需要一种既可以实现精确同步定时，又可以实现精确载波频偏估计的前导符号，以及基于这种前导符号的定时同步技术。 

发明内容

本发明提供了一种基于具有中心对称相关特性和延迟相关特性的前导符号的定时同步方法和装置，以实现OFDM系统的精确的同步定时以及精确的载波频偏估计。 

本发明还提供了一种具有中心对称相关特性和延迟相关特性的前导符号的生成方法和装置，以支持OFDM系统的精确同步定时以及精确载波频偏估计。 

本发明所述的定时同步方法包括：根据所接收前导符号的中心对称相关函数和延迟相关函数确定所接收前导符号的定时度量函数；根据所述定时度量函数确定第一径信号的位置，并将所确定的第一径信号的位置作为定时同步位置。 

本发明所述的定时同步装置，其特征在于，包括： 

定时度量模块，用于根据所接收的前导符号的中心对称相关函数和延迟相关函数确定所接收前导符号的定时度量函数； 

门限检测时间同步模块，用于根据定时度量函数生成模块生成的定时度量函数搜索第一径信号的位置，将其作为定时同步位置。 

本发明所述的前导符号生成方法，包括：在频域生成一个长度为M且只具有两个离散相位 或 

的序列，满足 

其中，N为一个正交频分复用符号的长度， 

将所述序列映射到偶子载波位置上，其它位置填零，得到一长度为N的频域信号；对所得到的频域信号进行N点离散傅立叶反变换，并将得到的时域序列作为前导符号输出。 

本发明所述的前导符号生成装置，包括： 

序列生成模块，用于在频域生成一个长度为M且只具有两个离散的相位 

或 

的序列，满足 $M\≤\frac{N}{2},$ 其中，N为一个正交频分复用符号的长度， 

序列映射模块，用于将所述序列映射到偶子载波位置上，其它位置填零，得到一长度为N的频域信号； 

离散傅立叶反变换模块，用于对所述序列映射模块输出的频域信号进行N点离散傅立叶反变换，并将得到的时域序列作为前导符号输出。 

本发明所提出的定时同步方法及装置同时利用了接收端所接收的前导符号的中心对称相关特性和延迟相关特性，较好地抑制了旁瓣的干扰，准确搜索出定时度量函数中第一径信号的位置，从而具有良好的干扰抑制能力，使其定时同步的定时精确度明显优于传统定时同步方法。 

另外，由于根据本发明所生成的前导符号在频域可具有等能量特性，因此，不仅能同时支持精确定时同步和频偏估计，还可以较好地支持信道估计和信噪比估计，极大地提高了前导符号的利用效率。 

附图说明

下面将通过参照附图详细描述本发明的示例性实施例，使本领域的普通技术人员更清楚本发明的上述及其它特征和优点，附图中： 

图1为本发明实施例所述的具有中心对称相关特性和延迟相关特性的前导符号结构示意图； 

图2为本发明实施例所述的定时同步方法流程图； 

图3(a)显示了所接收前导符号的中心对称相关函数的一个示例； 

图3(b)显示了所接收前导符号的延迟相关函数的一个示例； 

图3(c)显示了本实施例所述的定时度量函数； 

图4为本发明实施例所述的定时同步装置结构示意图； 

图5(a)为直接根据一门限所得的定时性能示意图； 

图5(b)为本发明实施例所述的定时同步方法的性能示意图； 

图6为本发明实施例所述的前导符号生成方法流程图。 

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明做进一步详细说明。 

本发明的实施例给出了一种基于具有中心对称相关特性和延迟相关特性的前导符号的定时同步方法。 

在本实施例中，所述具有中心对称相关特性和延迟相关特性的前导符号可以是任何同时具有中心对称相关特性和延迟相关特性的前导符号，例如，可以是具有如图1所示结构的前导符号，该前导符号的长度为一个OFDM符号的长度N，由C、 

C以及 

四部分组成，其中，C表示长度为N/4的时域符号序列， 

表示序列C的反转序列的共轭序列。 

本实施例所述的定时同步方法的具体过程如图2所示，OFDM系统的接收端在接收到发送端发送的前导符号后，执行如下操作： 

步骤201：根据所接收前导符号的中心对称相关函数和延迟相关函数确定所接收前导符号的定时度量函数； 

步骤202：根据所述定时度量函数确定第一径信号的位置，将其作为定时同步位置。 

其中，上述步骤201具体包括： 

步骤2011：确定所接收前导符号的中心对称相关函数。实际应用中，可以利用如下公式(1)确定所接收前导符号的中心对称相关函数。 

${\mathrm{\Γ}}_s\left(d\right)=\underset{k=0}{\overset{N/2-2}{\mathrm{\Σ}}}r(d+N/2-1-k)\·r(d+N/2+1+k)---\left(1\right)$

其中，r(n)为接收端接收到的前导符号。 

步骤2012：确定所接收前导符号的延迟相关函数。实际应用中，可以 利用如下公式(2)确定所接收前导符号的延迟相关函数。 

${\mathrm{\Γ}}_d\left(d\right)=\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r(d+k)\·r(d+N/2+k)---\left(2\right)$

步骤2013：确定所接收前导符号的能量。实际应用中，可以利用如下公式(3)确定所接收前导符号的能量。 

$P\left(d\right)=\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(d+k)\right|}^2---\left(3\right)$

步骤2014：根据在上述步骤中得到所接收前导符号的中心对称相关函数、延迟相关函数以及能量，确定所述定时度量函数。 

在上述步骤2014中，可以根据如下公式(4)确定所述定时度量函数。 

$M\left(d\right)=\frac{\left|{\mathrm{\Γ}}_s\left(d\right)\right|\·\left|{\mathrm{\Γ}}_d\left(d\right)\right|}{{\left(P\left(d\right)\right)}^2}---\left(4\right)$

从上述公式(4)可以看出，本实施例在定时同步过程中所使用的定时度量函数与所接收前导符号的中心对称相关函数的绝对值成正比，与所接收前导符号的延迟相关函数绝对值成正比。也就是说，本实施例所述的定时同步同时利用了前导符号的中心对称相关特性和延迟相关特性，这样做，一方面可以抑制由邻近数据信号带来的干扰，降低脉冲旁瓣的高度，另一方面还可以进一步减小定时度量的动态变化范围。具体请参见图3，其中，图3(a)显示了所接收前导符号的中心对称相关函数的一个示例，其中横轴表示采样点，纵轴表示中心对称相关函数的绝对值；图3(b)显示了所接收前导符号的延迟相关函数的一个示例，其中横轴表示采样点，纵轴表示延迟相关函数的绝对值；图3(c)显示了本实施例所述的定时度量函数，其中横轴表示采样点，纵轴表示定时度量函数的值。通过图3(a)、(b)以及(c)可以看出，通过将所接收的中心对称相关函数和延迟相关函数相乘，可以有效地抑制中心对称相关函数中旁瓣的幅度，特别是在信噪比较小的情况下，使接收端可以更加方便以及准确地确定所述定时度量函数中主瓣的位置。 

需要说明的是，在上述步骤2014中，将公式(4)中的中心对称相关函数和延迟相关函数的取模运算改成模平方运算也是可行的，也就是说，在步 骤2014中，采用如下的公式(5)计算所述定时度量函数也是可以的。 

$M\left(d\right)=\frac{{\left|{\mathrm{\Γ}}_s\left(d\right)\right|}^2\·{\left|{\mathrm{\Γ}}_d\left(d\right)\right|}^2}{{\left(P\left(d\right)\right)}^4}---\left(5\right)$

另外，由于在多径信道环境中，定时同步操作将致力于定时在第一径信号的位置，而非最强径信号的位置，因此，在本实施例的步骤202中，所确定的将是第一径信号的位置，而非最强径信号的位置。 

下面将结合本发明的实施例详细说明上述步骤202所述的确定第一径信号位置的方法。 

通常，一种简单可行的做法是基于门限的检测方法，即根据一个恰当的定时同步门限，搜索定时度量函数中超过该定时同步门限的第一个脉冲的位置。然而，由于该定时度量函数具有两个旁瓣，当所述定时同步门限较低时，可能会出现将定时度量函数的第一径信号错误地定位在其旁瓣位置上的情况。 

为了解决这种由旁瓣引起的错误定时的问题，本发明的实施例提供了一种确定所述第一径信号位置的方法，主要包括： 

步骤2021：设置一个定时同步门限。 

步骤2022：搜索定时度量函数中超过所述定时同步门限的第一个脉冲的位置d₀。 

在本步骤中，若定时度量函数只具有一个主瓣，则d₀即为所期望的第一径信号的位置。然而，所述定时度量函数具有两个旁瓣，分别位于主瓣左右各N/4个采样时间的地方。在这种情况下，期望搜索到的所述第一径信号的位置必定为d₀或d₀+N/4。现在的问题是如何通过一种恰当的方法从这两个候选位置中选出正确的一个。 

理论上，旁瓣的高度大约为主瓣的1/4，由于基于的观察信号是相同的，旁瓣与主瓣将往同一个方向变化。因此，不可能出现旁瓣高于主瓣的情况。基于这种情况，可继续执行以下操作： 

步骤2023：根据所述第一个脉冲的位置d₀，定义两个相互不重叠的区域，其中，第一区域为d₀+[D₀，…，0，1，…，D₁]，第二区域为d₀+N/4+[D₀，…，0，1，…，D₁]。 

其中，D₀为零或负整数，表示相对于第一径信号的前向搜索深度，优选地，其值大约为几个采样时间。本实施例设置D₀的主要目的是为了使定时同步方法更加强壮。D₁为相对于第一径信号的后向搜索深度。通常，D₁的值应大于或接近信道的最大时延。 

步骤2024：比较定时度量函数在第一区域中最大值和第二区域中的最大值，若第一区域中的最大值大于第二区域中的最大值，则确定第一径信号的位置应为d₀；反之，若第一区域中的最大值小于第二区域中的最大值，则确定第一径信号的位置应为d₀+N/4。 

由此可以看出，通过上述步骤2021～2024所示的确定所述第一径信号位置的方法，可以准确地找到定时度量函数中主瓣的位置，从而有效解决由旁瓣引起的错误定时的问题。 

作为上述方法的变形，还可以将上述步骤2024替换为： 

步骤2024’：分别求定时度量函数在第一区域内各个采样时间上函数值的和以及在第二区域内各个采样时间上函数值的和，并比较两个和值的大小，若定时度量函数在第一区域内各个采样时间上函数值的和大于定时度量函数在第二区域内各个采样时间上函数值的和，则确定第一径信号的位置应为d₀；反之，若定时度量函数在第一区域内各个采样时间上函数值的和小于定时度量函数在第二区域内各个采样时间上函数值的和，则确定第一径信号的位置应为d₀+N/4。 

本领域技术人员可以理解，上述步骤2024和2024’所给出的两种技术方案在本质上是一样的，即均是通过比较定时度量函数在这两个区域内的大小来确定定时度量函数的主瓣是在第一区域还是在第二区域，当然，其他类似的方法，例如比较定时度量函数在这两个区域内的平均值，也是可行的。 

在实际应用中，设置一个合适的定时同步门限是非常重要的。优选地，定时同步门限的大小应当能够随着信道环境，例如信道的信噪比情况，的变化而自适应变化。考虑到本实施例中定时度量函数本身已经反映了环境的所有影响，并且通信环境在相邻两帧信号时间内具有极强的相似性，因此可将根据定时度量函数调整定时同步门限。在本实施例中，将利用当前帧所确定的定时度量函数自适应地调整下一帧的定时同步门限。具体的调整方法如下面的公式(6)所示。 

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\β}}_n=\max \{B_{\min },|M_{n-1}(\hat{d}-N/4)\left|\right\}\\ {\mathrm{\β}}_0={\mathrm{\β}}_{\min }\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，M_n(d)为在第n帧信号的定时度量函数中位置d处的定时度量值， 

为确定的定时判决位置；β_min为预先确定的定时同步门限的最小值，其具体值可根据仿真结果或实测数据确定。 

由公式(6)可见，在本实施例中，定时同步门限主要由前一帧的定时度量函数中第一径信号左侧的旁瓣值决定。也就是说，通过这种方法设置的定时同步门限将一定程度地跟随信道环境的变化而自适应的变化。然而，当信道的SNR很低或多径数目很大时，所述定时度量函数的绝对值将变得非常小。因此，为提高算法性能的强壮性，上述公式(6)还进一步限制定时同步门限必须大于或等于预先确定的定时同步门限的最小值β_min。 

在上述定时同步方法中，一方面由于定时度量函数是通过将所接收的中心对称相关函数和延迟相关函数的模值或模平方值相乘得到的，因此，中心对称相关函数中的旁瓣的幅度可以得到有效的抑制；另一方面，通过对现有门限检测方法的改进，本实施例可以精确定位定时度量函数中第一径信号的位置，从而实现精确的定时同步。 

对应上述定时同步方法，本发明的实施例还给出了一种定时同步装置，其内部结构如图4所示，主要包括： 

定时度量模块，用于根据所接收的前导符号的中心对称相关函数和延迟 相关函数确定所接收前导符号的定时度量函数； 

门限检测时间同步模块，用于根据定时度量函数生成模块生成的定时度量函数搜索第一径信号的位置，将其作为定时同步位置。 

具体而言，上述定时度量模块主要包括： 

延时相关单元，用于利用上述公式(2)确定所接收前导符号的延迟相关函数； 

第一取模单元，用于对延迟相关单元输出的延迟相关函数进行取模或求平方运算； 

中心对称相关单元，用于利用上述公式(1)确定所接收前导符号的中心对称相关函数； 

第二取模单元，用于对中心对称相关单元输出的中心对称相关函数进行取模或求平方运算； 

乘法单元，用于将所述第一取模单元输出的延迟相关函数的模值或模平方值与所述第二取模单元输出的中心对称相关函数的模值或模平方值进行乘积运算； 

信号能量计算单元，用于利用上述公式(3)或(5)确定所接收前导符号的能量； 

定时度量单元，用于将所述乘法单元输出的乘积与信号能量计算单元输出的所接收前导符号的能量相除，得到所述定时度量函数。 

上述门限检测时间同步模块主要包括： 

定时同步门限确定单元，用于根据定时度量单元输出的定时度量函数确定定时同步门限； 

第一径信号搜索单元，用于利用定时同步门限确定单元确定的定时同步门限，根据所述定时度量函数搜索所述第一径信号的位置。 

所述第一径信号搜索单元搜索所述第一径信号的具体方法可以参考前面实施例所述的方法。 

从以上的分析可以看出，本实施例所述的定时同步装置可以准确搜索出 定时度量函数中第一径信号的位置，实现精确的定时同步。 

为了实现频偏估计，在本实施例所述的定时同步装置中，还可以包括频偏估计模块，用于根据延迟相关单元输出的信号以及第一径信号搜索单元输出的定时同步位置进行频偏估计，可采用传统的Moose算法。 

下面将进一步结合附图详细说明本发明上述实施例所述的定时同步方法和装置的性能。图5(a)和(b)分别为直接根据门限所得的定时同步方法性能以及本发明实施例所述定时同步方法的性能示意图，其横坐标为相对于第一径信号的定时偏差，纵坐标为其对应的概率。如图5(a)所示，传统的直接根据门限进行定时同步时，所得到的定时同步结果主要集中在两个区域，即主瓣区域和主瓣前的旁瓣区域。而如图5(b)所示，当应用本发明实施例所述的定时同步方法后，所得到的定时同步结果只集中在主瓣区域。因此，通过比较可以发现，本发明实施例所提供的定时同步判决方法可以有效地解决由旁瓣带来的定时错误判决的问题。 

本发明的实施例还提供了一种前导符号的生成方法，通过本实施例所述的前导符号生成方法生成的前导符号将具有图1所示的结构。本实施例所述的前导符号生成方法的具体过程如图6所示，主要包括： 

步骤601：在频域生成一个长度为M且只具有两个离散相位 

或 

的序列，满足 $M\≤\frac{N}{2},$ 其中，N为一个OFDM符号的长度， 

步骤602：将所述序列映射到OFDM系统的偶子载波位置上，其它位置填零，得到一长度为N的频域信号。 

由于OFDM系统中可能存在一个或多个不能用于传输信号的虚子载波，因此，在上述步骤601中，所生成序列的长度M应当等于或小于OFDM系统中可以传输信号的偶子载波个数，也就是满足 $M\≤\frac{N}{2},$ 并且在上述步骤602中，可以将M个符号仅映射到可以传输信号的偶子载波位置上，而不映射到虚子载波上，通过这种在频域构造前导符号的方法，使得前导符号的构造具有更大的灵活性，可以更加灵活地选择信号和控制频域信号能量，使得产 生的时域前导符号具有较好的峰均比特性等。 

步骤603：对所得到的频域信号进行N点离散傅立叶反变换(IDFT)，经过IDFT变换后得到的长度为N的时域序列即为本实施例所生成的前导符号。 

具体而言，上述步骤601可以通过以下步骤实现： 

步骤6011：在频域生成一个长度为M的实信号序列； 

步骤6012：选择一个相位 

分别将所述实信号序列中每个符号旋转相位 

本领域的技术人员可以理解，经过上述相位旋转操作后，该序列上的符号的相位仅可能是 

或 

在本实施例中，由于所生成的频域信号只分配在偶子载波位置上且奇子载波位置设为零，因此，该频域序列经过N点IDFT变换后得到的时域序列将包括前后相同的两个部分，也就是说，通过本实施例所述方法生成的前导符号将具有延迟相关特性。另外，由于所生成的频域信号仅具有两个离散的相位 或 

该频域序列经过N点IDFT变换后得到的时域序列将具有广义中心对称结构，并且其中心对称相关结果具有一常相位 

也就是说，本实施例所述方法生成的前导符号还将具有中心对称相关特性，其结构将如图1所示。 

有关所述前导符号的中心对称相关特性具体说明如下： 

假设 

表示长度为N的实信号序列，则根据实信号序列与其共轭序列相等的特性，满足 $\stackrel{\‾}{X}\left(k\right)={\stackrel{\‾}{X}}^{*}\left(k\right),$ 其中， 

表示的共轭序列。 

若令 

则有 

以及 

此时，根据实信号序列与其共轭序列相等的特性可以推导得出 

将上述等式两边同时进行IDFT变换，得到 

然后，再将上述等式两边同时乘以 

可以得出 

即有 其中，x(n)为频域序列X(k)经过IDFT变换后得到的时域序列。 

通过上述推导可以看出，对于具有离散相位 

的频域序列X(k)而言，X(k)经过IDFT变换后得到的时域序列x(n)将具有广义中心对称结构，并且其中心对称相关结果具有一常相位 

在本实施例中，在频域生成的序列还可以进一步满足所述序列中符号能量相等这一条件。这样，用本实施例所述方法生成的前导符号可更好的支持信道估计和信噪比估计等其它功能，极大地提高了前导符号的利用效率。 

对应上述前导符号生成方法，本发明的一个实施例还给出了一种前导符号生成装置，主要包括： 

序列生成模块，用于在频域生成一个长度为M且只具有两个离散的相位 

或 

的序列，满足 $M\≤\frac{N}{2},$ 其中，N为一个OFDM符号的长度， 

序列映射模块，用于将所述序列映射到OFDM系统的偶子载波位置上，其它位置填零，得到一长度为N的频域信号； 

IDFT变换模块，用于对所述序列映射模块输出的频域信号进行N点IDFT变换，并将得到的时域序列作为前导符号输出。 

具体而言，所述频域序列生成模块包括： 

实信号序列生成单元，用于在频域上生成一个长度为M的实信号序列；相位旋转单元，用于选择一个相位 

满足 

并对实信号序列生成单元生成的实信号序列中的各个符号分别旋转相位 

另外，为了使所生成的前导符号可更好的支持信道估计和信噪比估计等其它功能，所述前导符号生成装置还可以进一步包括： 

连接到频域序列生成模块和序列映射模块之间的幅度调整单元，用于调整所生成序列中各个符号的幅度，使该序列中的符号能量相等。 

如前所述，由于上述前导符号生成装置是在频域上构造前导符号的，因而具有更大的灵活性。另外，通过本实施例所述前导符号生成装置所生成的前导符号在频域的各个子载波上能量是相等的，因此该前导符号可同时支持信道估计和信噪比估计等其它功能，极大地提高了前导符号的利用效率。 

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (18)

1.一种定时同步方法，其特征在于，包括：

根据所接收前导符号的中心对称相关函数和延迟相关函数确定所接收前导符号的定时度量函数；

根据所述定时度量函数确定第一径信号的位置，并将所确定的第一径信号的位置作为定时同步位置。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，利用公式

确定所述定时度量函数，其中，Γ_s(d)为所接收前导符号的中心对称相关函数，Γ_d(d)为所接收前导符号的延迟相关函数，P(d)为所接收前导符号的能量。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，利用公式

确定所述定时度量函数，其中，Γ_s(d)为所接收前导符号的中心对称相关函数，Γ_d(d)为所接收前导符号的延迟相关函数，P(d)为所接收前导符号的能量。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所接收前导符号的中心对称相关函数Γ_s(d)根据公式 ${\mathrm{\Γ}}_s\left(d\right)=\underset{k=0}{\overset{N/2-2}{\mathrm{\Σ}}}r(d+N/2-1-k)\·r(d+N/2+1+k)$ 确定，其中，r(n)为接收端接收到的前导符号，N为一个正交频分复用符号的长度。

5.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所接收前导符号的延迟相关函数Γ_d(d)根据公式

确定，其中，r(n)为接收端接收到的前导符号，N为一个正交频分复用符号的长度。

6.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所接收前导符号的能量根据公式

确定，其中，r(n)为接收端接收到的前导符号，N为一个正交频分复用符号的长度。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定第一径信号的位置包括：

设置一个定时同步门限；

确定定时度量函数超过所述定时同步门限的第一个脉冲的位置d₀；

根据所述第一个脉冲的位置d₀，定义两个相互不重叠的区域，第一区域为d₀+[D₀，…，0，1，…，D₁]，第二区域为d₀+N/4+[D₀，…，0，1，…，D₁]，其中，D₀为零或负整数，D₁为自然数，N为符号序列的长度；

在所述第一区域和第二区域内确定定时度量函数主瓣的位置，将其作为所述第一径信号的位置。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，在所述第一区域和第二区域内确定定时度量函数主瓣的位置包括：

比较定时度量函数在第一区域中最大值和第二区域中的最大值；

若第一区域中的最大值大于第二区域中的最大值，则d₀为所期望的第一径信号位置；

若第一区域中的最大值小于第二区域中的最大值，则d₀+N/4为所期望的第一径信号位置。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，在所述第一区域和第二区域内确定定时度量函数主瓣的位置包括：

分别求定时度量函数在第一区域内各个采样时间上函数值的和以及在第二区域内各个采样时间上函数值的和，并比较两个和值的大小；

若定时度量函数在第一区域内各个采样时间上函数值的和大于定时度量函数在第二区域内各个采样时间上函数值的和，则d₀为所期望的第一径信号位置；

若定时度量函数在第一区域内各个采样时间上函数值的和小于定时度量函数在第二区域内各个采样时间上函数值的和，则d₀+N/4为所期望的第一径信号位置。

10.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，根据如下公式设置所述定时同步门限， $\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\β}}_n=\max \{{\mathrm{\β}}_{\min },|M_{n-1}(\hat{d}-N/4)\left|\right\}\\ {\mathrm{\β}}_0={\mathrm{\β}}_{\min }\end{array}\right.,$ 其中，M_n(d)为在第n帧信号的定时度量函数中位置d处的定时度量值，

为确定的定时判决位置，β_min为预先确定的定时同步门限的最小值。

11.一种定时同步装置，其特征在于，包括：

定时度量模块，用于根据所接收的前导符号的中心对称相关函数和延迟相关函数确定所接收前导符号的定时度量函数；

门限检测时间同步模块，用于根据定时度量函数生成模块生成的定时度量函数搜索第一径信号的位置，将其作为定时同步位置。

12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述定时度量模块主要包括：

延时相关单元，用于确定所接收前导符号的延迟相关函数；

第一取模单元，用于对延迟相关单元输出的延迟相关函数进行取模或求模平方运算；

中心对称相关单元，用于确定所接收前导符号的中心对称相关函数；

第二取模单元，用于对中心对称相关单元输出的中心对称相关函数进行取模或求模平方运算；

乘法单元，用于将所述第一取模单元输出的延迟相关函数的模值或模平方与所述第二取模单元输出的中心对称相关函数的模值或模平方相乘；

信号能量计算单元，用于确定所接收前导符号的信号能量或信号能量的平方；

定时度量单元，用于将所述乘法单元输出的乘积与信号能量计算单元的输出相除，得到所述定时度量函数。

13.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述门限检测时间同步模块包括：

定时同步门限确定单元，用于根据定时度量模块输出的定时度量函数确定定时同步门限；

第一径信号搜索单元，用于利用定时同步门限确定单元确定的定时同步门限，根据所述定时度量函数搜索所述第一径信号的位置。

14.一种前导符号生成方法，其特征在于，包括：

在频域生成一个长度为M且只具有两个离散相位

或的序列，满足

其中，N为一个正交频分复用符号的长度，

将所述序列映射到偶子载波位置上，其它位置填零，得到一长度为N的频域信号；

对所得到的频域信号进行N点离散傅立叶反变换，并将得到的时域序列作为前导符号输出。

15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述生成一个长度为M且只具有两个离散相位或

的序列包括：

在频域生成一个长度为M的实信号序列；

选择一个相位

分别将所述实信号序列中每个符号旋转相位

16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述实信号序列中各个符号的能量相等。

17.一种前导符号生成装置，其特征在于，包括：

序列生成模块，用于在频域生成一个长度为M且只具有两个离散的相位

或

的序列，满足其中，N为一个正交频分复用符号的长度，

序列映射模块，用于将所述序列映射到偶子载波位置上，其它位置填零，得到长度为N的频域信号；

离散傅立叶反变换模块，用于对所述序列映射模块输出的频域信号进行N点离散傅立叶反变换，并将得到的时域序列作为前导符号输出。

18.根据权利要求17所述的装置，其特征在于，所述序列生成模块包括：

实信号序列生成单元，用于在频域上生成一个长度为M的实信号序列；

相位旋转单元，用于选择一个相位

满足

并对实信号序列生成单元生成的实信号序列中的各个符号分别旋转相位

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