JP5250336B2 - タイミング同期方法およびその装置、並びにプリアンブルおよびその生成方法と装置 - Google Patents

Description

本発明は移動通信技術に関し、特に直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおける、中心対称相関特性および遅延相関特性を有するプリアンブルに基づくタイミング同期方法およびその装置、並びにプリアンブルおよびその生成方法と装置に関する。

通常、ＯＦＤＭシステムの受信側で送信側からのデータを正確に復調するように、ＯＦＤＭシステムでは、送信側と受信側との間の確実なタイミング同期を実現しなければならない。また、ＯＦＤＭシステムがキャリアの周波数オフセットに非常に敏感であるため、キャリアの周波数オフセットに対して推定および訂正を正確に行うように、ＯＦＤＭシステムの受信側は正確かつ高効率のキャリアスペクトル推定方法を提供することも必要である。

現在、ＯＦＤＭシステムにおいて、送信側と受信側とのタイミング同期を実現するタイミング同期方法は主にプリアンブルを用いて実現されている。ここで、前記プリアンブルは、ＯＦＤＭシステムの送信側と受信側にとって既知のシンボルシーケンスである。シンボルシーケンスが既知である場合、受信側は、送信側からのプリアンブルを受信した後、受信されたプリアンブルを用いて、タイミング同期、並びにキャリア周波数オフセット推定および訂正などの処理を行うことができる。

プリアンブルに基づく従来のタイミング同期方法は２つに大別される。１つは、プリアンブルの遅延相関特性に基づくタイミング同期アルゴリズムである。このような同期アルゴリズムは計算複雑度が低くて、それにより、比較的正確なキャリア周波数オフセット推定性能を得ることができるが、正確な同期タイミング性能を得ることが困難である。もう１つは、プリアンブルの中心対称相関特性に基づくタイミング同期アルゴリズムである。このようなアルゴリズムは計算複雑度が高くて、それにより、比較的正確な同期タイミング性能を得ることができるが、正確な周波数オフセット推定性能を得ることが困難である。

従来のタイミング同期方法のいずれにも一定の欠陥が存在しているため、現段階で、ＯＦＤＭシステムにおいては、正確な同期タイミングと正確なキャリア周波数オフセット推定の両方を実現できるプリアンブル、並びにこのプリアンブルに基づくタイミング同期技術が必要となる。

本発明は、ＯＦＤＭシステムにおいて正確な同期タイミングおよび正確なキャリア周波数オフセット推定を実現するように、中心対称相関特性および遅延相関特性を有するプリアンブルに基づくタイミング同期方法並びにその装置を提供している。

また、本発明は、ＯＦＤＭシステムにおいて正確な同期タイミングおよび正確なキャリア周波数オフセット推定をサポートするように、中心対称相関特性および遅延相関特性を有するプリアンブルの生成方法並びにその装置を提供している。

本発明に係るタイミング同期方法は、受信されたプリアンブルの中心対称相関関数および遅延相関関数に基づいて、受信されたプリアンブルのタイミングメトリック（ｔｉｍｉｎｇ ｍｅｔｒｉｃ）関数を決定するステップと、前記タイミングメトリック関数に基づいて第１パス信号の位置を決定し、決定された第１パス信号の位置をタイミング同期位置とするステップと、を含む。

本発明に係るタイミング同期装置であって、
受信されたプリアンブルの中心対称相関関数および遅延相関関数に基づいて、受信されたプリアンブルのタイミングメトリック関数を決定するタイミングメトリックモジュールと、
前記タイミングメトリックモジュールにより生成されたタイミングメトリック関数に基づいて第１パス信号の位置を探索し、それをタイミング同期位置とする閾値検出タイミング同期モジュールと、
を含むことを特徴とする装置。

本発明に係るプリアンブルの時間領域での構成が

であり、ここで、

は時間領域での任意のシンボルシーケンスであり、

は

を時間方向に反転させたシーケンスであり、

は共役複素数を表し、

である。前記プリアンブルは、長さが１つのＯＦＤＭシンボルの長さであり、シンボルのタイミング同期、システム周波数オフセット推定、チャネル状態情報推定および信号対雑音比推定を同時にサポートすることができる。

本発明に係るプリアンブルの生成方法は、１つの直交周波数分割多重シンボルの長さを

とし、

を満たすように、長さが

であり、且つ、２つの離散位相

のみを有するシーケンスを周波数領域で生成するステップと、前記シーケンスを偶数サブキャリアの位置にマッピングし、他の位置にゼロを埋めて、長さが

である周波数領域信号を得るステップと、得られた周波数領域信号に対して、

点の離散逆フーリエ変換を行うステップと、を含む。

本発明に係るプリアンブルの生成装置は、
１つの直交周波数分割多重シンボルの長さを

とし、

を満たすように、長さが

であり、且つ、２つの離散位相

のみを有するシーケンスを周波数領域で生成するシーケンス生成モジュールと、
前記シーケンスを偶数サブキャリアの位置にマッピングし、他の位置にゼロを埋めて、長さが

である周波数領域信号を得るシーケンスマッピングモジュールと、
前記シーケンスマッピングモジュールから出力された周波数領域信号に対して、

点の離散逆フーリエ変換を行い、得られた時間領域シーケンスをプリアンブルとして出力する離散逆フーリエ変換モジュールと、を含む。

本発明に係るタイミング同期方法とその装置では、受信側により受信されたプリアンブルの中心対称相関特性および遅延相関特性が同時に利用されているため、サイドローブの干渉をより良く抑制し、タイミングメトリック関数における第１パス信号の位置を正確に探索する。これにより、良好な干渉抑制能力を有し、そのタイミング同期のタイミング正確度が従来のタイミング同期方法よりも著しく優れるようになった。

また、本発明によって生成されたプリアンブルは、周波数領域でパワーが等しい特性を有することができるため、正確なタイミング同期および周波数オフセット推定を同時にサポートするのみではなく、チャネル推定および信号対雑音比推定をより良くサポートすることができる。これにより、プリアンブルの利用効率が極めて向上した。

本発明の目的、解決手段をさらに明確にするように、以下、図面を参照して実施例を挙げながら、本発明についてさらに詳しく説明する。

本発明の実施例は、中心対称相関特性および遅延相関特性を有するプリアンブルに基づくタイミング同期方法を示している。

本実施例において、前記中心対称相関特性および遅延相関特性を有するプリアンブルは、中心対称相関特性と遅延相関特性とを同時に有するいかなるプリアンブルであってもよい。例えば、図１に示すような構成を有するプリアンブルであってよい。このプリアンブルは、長さが１つのＯＦＤＭシンボルの長さ

であり、

の４つの部分からなる。ここで、

は長さが

である時間領域でのシンボルシーケンスを表し、

はシーケンス

を時間方向に反転させたシーケンスの共役シーケンスを表す。

本実施例に係るタイミング同期方法の具体的なプロセスについて、図２に示すように、ＯＦＤＭシステムの受信側は、送信側からのプリアンブルを受信した後、下記の処理を実行する。

ステップ２０１において、受信されたプリアンブルの中心対称相関関数および遅延相関関数に基づいて、受信されたプリアンブルのタイミングメトリック関数を決定する。

ステップ２０２において、前記タイミングメトリック関数に基づいて第１パス信号の位置を決定し、それをタイミング同期位置とする。

ここで、上記ステップ２０１は具体的に下記のステップを含む。

ステップ２０１１において、受信されたプリアンブルの中心対称相関関数を決定する。実際の応用では、次の数式１を用いて、受信されたプリアンブルの中心対称相関関数を決定するようにしてよい。

ここで、

は受信側により受信されたプリアンブルである。

ステップ２０１２において、受信されたプリアンブルの遅延相関関数を決定する。実際の応用では、次の数式２を用いて、受信されたプリアンブルの遅延相関関数を決定するようにしてよい。

ステップ２０１３において、受信されたプリアンブルのパワーを決定する。実際の応用では、次の数式３を用いて、受信されたプリアンブルのパワーを決定するようにしてよい。

ステップ２０１４において、上記ステップで得られた、受信されたプリアンブルの中心対称相関関数、遅延相関関数およびパワーに基づいて、前記タイミングメトリック関数を決定する。

上記ステップ２０１４において、次の数式４に基づいて前記タイミングメトリック関数を決定するようにしてよい。

上記数式４からわかるように、本実施例においてタイミング同期過程で使用されたタイミングメトリック関数は、受信されたプリアンブルの中心対称相関関数の絶対値に正比例し、受信されたプリアンブルの遅延相関関数の絶対値に正比例する。つまり、本発明に係るタイミング同期では、プリアンブルの中心対称相関特性および遅延相関特性が同時に利用されている。このようにして、隣接データ信号による干渉を抑制し、パルスのサイドローブの高さを低下させることができ、一方、タイミングメトリックの動的な変化範囲をさらに減少させることもできる。図３に具体的な例を示す。図３(ａ)は受信されたプリアンブルの中心対称相関関数の一例を示し、ここで、横軸がサンプリングポイントを表し、縦軸が中心対称相関関数の絶対値を表す。図３(ｂ)は受信されたプリアンブルの遅延相関関数の一例を示し、ここで、横軸がサンプリングポイントを表し、縦軸が遅延相関関数の絶対値を表す。図３(ｃ)は本実施例に係るタイミングメトリック関数を示し、ここで、横軸がサンプリングポイントを表し、縦軸がタイミングメトリック関数の値を表す。図３(ａ)、図３(ｂ)および図３(ｃ)からわかるように、受信されたプリアンブルの中心対称相関関数と遅延相関関数とを乗算することによって、中心対称相関関数におけるサイドローブの振幅を有効に抑制することができ、特に信号対雑音比が小さい場合、受信側で前記タイミングメトリック関数におけるメインローブの位置をさらに容易かつ正確に決定することが可能になる。

説明すべきものとして、上記ステップ２０１４において、数式４の中心対称相関関数および遅延相関関数に対する絶対値演算を絶対値の二乗演算に変えてもかまわない。即ち、ステップ２０１４において、次の数式５を用いて前記タイミングメトリック関数を算出するようにしてもよい。

また、マルチパスチャネル環境では、タイミング同期処理が、最も強いパス信号の位置ではなく、第１パス信号の位置にタイミングすることに取り組むため、本実施例のステップ２０２において、決定されるのは最も強いパス信号の位置ではなく、第１パス信号の位置である。

以下、本発明の実施例を挙げて上記ステップ２０２における第１パス信号位置の決定方法を詳しく説明する。

通常、簡単かつ実行可能な方法として、閾値に基づく検出方法がある。即ち、適切なタイミング同期閾値に基づいて、タイミングメトリック関数における、該タイミング同期閾値を超えた第１パルスの位置を探索する。ところが、該タイミングメトリック関数が２つのサイドローブを有しているため、前記タイミング同期閾値が比較的低い場合、タイミングメトリック関数の第１パス信号がそのサイドローブの位置にあると誤って決定されてしまう恐れがある。

サイドローブによるタイミングエラーという問題を解決するために、本発明の実施例は前記第１パス信号位置の決定方法を提供している。この方法は主に下記のステップを含む。

ステップ２０２１において、タイミング同期閾値を設定する。

ステップ２０２２において、タイミングメトリック関数における、前記タイミング同期閾値を超えた第１パルスの位置

を探索する。

本ステップにおいて、タイミングメトリック関数が１つのメインローブのみを有すれば、

が所望の第１パス信号の位置である。ところが、前記タイミングメトリック関数は、それぞれメインローブから左右へ各

個のサンプリング時間の位置にある２つのサイドローブを有する。この場合、所望の探索結果として、前記第１パス信号の位置は必ず

である。どのような適切な方法でこの２つの候補位置から正確な１つを選択するかが現在の問題となる。

理論上、サイドローブの高さはメインローブの約１／４である。同じ観察信号に基づいたため、サイドローブとメインローブは同一の方向へ変化する。そこで、サイドローブがメインローブより高いことは不可能である。これに従って、以下の処理を引き続き実行することができる。

ステップ２０２３において、前記第１パルスの位置

に基づいて、２つの互いに重ならない領域を定義する。ここで、第１領域は

であり、第２領域は

である。

ここで、

はゼロまたは負整数であり、第１パス信号に対して時間的に早い方向への探索の深さを表す。好ましくは、

の値は数個程度のサンプリング時間である。本実施例において、

を設定する主な目的はタイミング同期方法をよりロバストにするためである。

は第１パス信号に対して時間的に遅い方向への探索の深さである。通常、

の値は、チャネルの最大遅延時間より大きく、または、チャネルの最大遅延時間に近づくべきである。

ステップ２０２４において、タイミングメトリック関数の第１領域内の最大値と第２領域内の最大値とを比較する。第１領域内の最大値が第２領域内の最大値より大きい場合、第１パス信号の位置を

に決定する。これに対して、第１領域内の最大値が第２領域内の最大値より小さい場合、第１パス信号の位置を

に決定する。

ここからわかるように、上記ステップ２０２１〜２０２４に示された前記第１パス信号位置の決定方法によって、タイミングメトリック関数におけるメインローブの位置を正確に見つけることができる。これにより、サイドローブによるタイミングエラーの問題が有効に解決されている。

上記方法の変形として、上記ステップ２０２４を下記のステップ２０２４’に替えてもよい。

ステップ２０２４’において、第１領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和と、第２領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和とをそれぞれ求めて、２つの和の大きさを比較する。第１領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和が、第２領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和より大きい場合、第１パス信号の位置を

に決定する。これに対して、第１領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和が、第２領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和より小さい場合、第１パス信号の位置を

に決定する。

上記ステップ２０２４と２０２４’に示された２つの技術案は実質上同じである。即ち、この２つの領域におけるタイミングメトリック関数の大きさを比較することによって、タイミングメトリックのメインローブが第１領域にあるか、それとも第２領域にあるかを決定する。もちろん、他の類似方法、例えば、この２つの領域におけるタイミングメトリック関数の平均値を比較するといった方法を採用してもよい。この点は、当業者には理解できる。

実際の応用において、適切なタイミング同期閾値を設定することが非常に重要である。好ましくは、タイミング同期閾値の大きさはチャネル環境（例えば、チャネルの信号対雑音比）の変化に伴って適応的に変化できるべきである。本実施例において、環境による全ての影響がタイミングメトリック関数そのものに反映されており、かつ、隣接する２つのフレームの信号時間内の通信環境が極めて強い相似性を有するため、タイミングメトリック関数に基づいてタイミング同期閾値を調整することが可能である。本実施例において、現在のフレームで決定されたタイミングメトリック関数を用いて、次のフレームのタイミング同期閾値を適応的に調整する。具体的な調整方法は次の数式６に示す通りである。

ここで、

は第ｎフレームの信号のタイミングメトリック関数の位置

におけるタイミングメトリック値であり、

は決定されたタイミング同期位置であり、

は所定のタイミング同期閾値の最小値であり、

の具体値はシミュレーション結果または実際に測定されたデータによって決定されてよい。

数式６からわかるように、本実施例において、タイミング同期閾値は、主に、１つ前のフレームのタイミングメトリック関数における第１パス信号の左側のサイドローブ値によって決定される。つまり、この方法で設定されたタイミング同期閾値は、ある程度でチャネル環境の変化に伴って適応的に変化する。しかし、チャネルのＳＮＲがとても低く、またはマルチパスの数がとても大きい場合、前記タイミングメトリック関数の絶対値は非常に小さくなる。従って、アルゴリズム性能のロバスト性を向上させるために、上記数式６では、さらに、タイミング同期閾値が所定のタイミング同期閾値の最小値

以上でなければならないように制限されている。

上記タイミング同期方法において、タイミングメトリック関数が、受信された中心対称相関関数と遅延相関関数との絶対値または絶対値の二乗を乗算することよって得られたものであるため、中心対称相関関数におけるサイドローブの振幅が有効に抑制されることができる。一方、従来の閾値検出方法を改良することによって、本実施例ではタイミングメトリック関数における第１パス信号の位置を正確に決定することができる。これにより、正確なタイミング同期が実現される。

また、上記タイミング同期方法に対応して、本発明の実施例はタイミング同期装置を提供している。その内部構成は、図４に示すように、主に、
受信されたプリアンブルの中心対称相関関数および遅延相関関数に基づいて、受信されたプリアンブルのタイミングメトリック関数を決定するタイミングメトリックモジュールと、
前記タイミングメトリックモジュールで生成されたタイミングメトリック関数に基づいて第１パス信号の位置を探索し、それをタイミング同期位置とする閾値検出タイミング同期モジュールと、を含む。

具体的に、上記タイミングメトリックモジュールは、主に、上記数式２を用いて、受信されたプリアンブルの遅延相関関数を決定する遅延相関手段と、
遅延相関手段から出力された遅延相関関数の絶対値または絶対値の二乗を算出する第１絶対値算出手段と、
上記数式１を用いて、受信されたプリアンブルの中心対称相関関数を決定する中心対称相関手段と、
中心対称相関手段から出力された中心対称相関関数の絶対値または絶対値の二乗を算出する第２絶対値算出手段と、
前記第１絶対値算出手段から出力された遅延相関関数の絶対値または絶対値の二乗と、前記第２絶対値算出手段から出力された中心対称相関関数の絶対値または絶対値の二乗とを乗算する乗算手段と、
上記数式３または５を用いて、受信されたプリアンブルのパワーを決定する信号パワー算出手段と、
前記乗算手段から出力された積を、信号パワー算出手段からの受信されたプリアンブルのパワーで除算して、前記タイミングメトリック関数を得るタイミングメトリック手段と、を含む。

上記閾値検出タイミング同期モジュールは、主に、
タイミングメトリック手段から出力されたタイミングメトリック関数に基づいて、タイミング同期閾値を決定するタイミング同期閾値決定手段と、
タイミング同期閾値決定手段により決定されたタイミング同期閾値を用いて、前記タイミングメトリック関数に基づいて、前記第１パス信号の位置を探索する第１パス信号探索手段と、を含む。

前記第１パス信号探索手段で前記第１パス信号を探索する具体的な方法は、前の実施例に係る方法を参照してよい。

上記の分析からわかるように、本実施例に係るタイミング同期装置は、タイミングメトリック関数における第１パス信号の位置を正確に探索し、正確なタイミング同期を実現することができる。

周波数オフセット推定を実現するために、本実施例に係るタイミング同期装置において、遅延相関手段から出力された信号および第１パス信号探索手段から出力されたタイミング同期位置に基づいて周波数オフセット推定を行う周波数オフセット推定モジュールをさらに含むようにしてもよい。周波数オフセット推定は、伝統的なＭｏｏｓｅアルゴリズムを採用してよい。

以下、図面を参照して本発明の上記実施例に係るタイミング同期方法とその装置の性能をさらに詳しく説明する。図５(ａ)と図５(ｂ)はそれぞれ、閾値に直接基づいたタイミング同期方法の性能および本発明の実施例に係るタイミング同期方法の性能を示すグラフであり、その横座標は第１パス信号に対するタイミング偏差であり、縦座標はその対応確率である。図５(ａ)に示すように、従来、閾値に直接基づいてタイミング同期を行った場合、得られたタイミング同期結果は主に２つの領域に集中し、即ちメインローブ領域とメインローブ前のサイドローブ領域である。図５(ｂ)に示すように、本発明の実施例に係るタイミング同期方法を応用した場合、得られたタイミング同期結果はメインローブ領域のみに集中する。従って、比較により、本発明の実施例に係るタイミング同期方法で、サイドローブによるタイミングエラーの問題を有効に解決できることがわかる。

また、本発明の実施例はプリアンブルの生成方法を提供している。本実施例に係るプリアンブルの生成方法によって生成されたプリアンブルは、図１に示された構成を有する。本実施例に係るプリアンブルの生成方法の具体的なプロセスは、図６に示すように、主に以下のステップを含む。

ステップ６０１において、１つのＯＦＤＭシンボルの長さを

とし、

を満たすように、長さが

であり、且つ、２つの離散位相

のみを有するシーケンスを周波数領域で生成する。

ステップ６０２において、前記シーケンスをＯＦＤＭシステムにおける偶数サブキャリアの位置にマッピングし、他の位置にゼロを埋めて、長さが

である周波数領域信号を得る。

ＯＦＤＭシステムにおいて、信号伝送に使用不可の１つまたは複数のバーチャルサブキャリアがあり得るため、上記ステップ６０１において、生成されたシーケンスの長さ

は、ＯＦＤＭシステムにおける信号伝送可能な偶数サブキャリアの数以下であり、即ち

を満足すべきである。また、上記ステップ６０２において、

個のシンボルを、バーチャルサブキャリアにマッピングせず、信号伝送可能な偶数サブキャリアの位置のみにマッピングするようにしてよい。このように周波数領域でプリアンブルを構成する方法によって、プリアンブルの構成がさらに柔軟性を有し、信号の選択および周波数領域信号のパワー制御をさらに柔軟に行うことができ、生成された時間領域プリアンブルがより良いピーク対平均電力比特性などを持つようになる。

ステップ６０３において、得られた周波数領域信号に対して

点の離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行い、ＩＤＦＴ変換で得られた長さが

である時間領域シーケンスが、本実施例によって生成されたプリアンブルである。

具体的に、上記ステップ６０１は以下のステップで実現されることができる。

ステップ６０１１において、長さが

である実信号シーケンスを周波数領域で生成する。

ステップ６０１２において、

を満たすように位相

を選択し、前記実信号シーケンスにおける各シンボルの位相をそれぞれ

回転する。上記位相回転処理を行った後、該シーケンスにおけるシンボルの位相は

以外にあり得ない、ということが当業者にとって理解できる。

本実施例において、生成された周波数領域信号が偶数サブキャリアの位置のみで割り当てられ、かつ、奇数サブキャリアの位置でゼロとするため、該周波数領域シーケンスに対して

点のＩＤＦＴ変換を行って得られた時間領域シーケンスは、前後同じの両部分を含む。即ち、本実施例に係る方法によって生成されたプリアンブルは遅延相関特性を有する。また、生成された周波数領域信号が２つの離散位相

のみを有するため、該周波数領域シーケンスに対して

点のＩＤＦＴ変換を行って得られた時間領域シーケンスは広義の中心対称構成を有し、かつ、その中心対称相関結果は固定位相

を有する。即ち、本実施例に係る方法によって生成されたプリアンブルは中心対称相関特性も有する。その構成は図１に示す通りである。

前記プリアンブルの中心対称相関特性について、下記のように具体的に説明する。

長さが

である実信号シーケンスを

で表すとすれば、実信号シーケンスがその共役シーケンスと等しい特性に基づいて、

が満たされる。ここで、

は該実信号シーケンスの共役シーケンスを表す。

とすれば、

がある。

このとき、実信号シーケンスがその共役シーケンスと等しい特性に基づいて、

を導出することができる。上記等式の両側に対して同時にＩＤＦＴ変換を行って、

を得る。次に、上記等式の両側に対して、同時に

を乗算して、

を得ることができる。即ち、

がある。ここで、

は周波数領域シーケンス

に対してＩＤＦＴ変換を行って得られた時間領域シーケンスである。

上記導出からわかるように、離散位相

を有する周波数領域シーケンス

にとって、

に対してＩＤＦＴ変換を行って得られた時間領域シーケンス

は広義の中心対称構成を有し、かつ、その中心対称相関結果は固定位相

を有する。

本実施例において、周波数領域で生成されたシーケンスは、前記シーケンスにおける各シンボルのパワーが等しいという条件をさらに満たすようにしてもよい。このように、本実施例に係る方法によって生成されたプリアンブルは、チャネル推定や信号対雑音比推定などの他の機能をより良くサポートすることができる。これにより、プリアンブルの利用効率が極めて向上した。

また、上記プリアンブルの生成方法に対応して、本発明の実施例はプリアンブルの生成装置を提供している。この装置は、主に、
１つのＯＦＤＭシンボルの長さを

とし、

を満たすように、長さが

であり、且つ、２つの離散位相

のみを有するシーケンスを周波数領域で生成するシーケンス生成モジュールと、
前記シーケンスをＯＦＤＭシステムにおける偶数サブキャリアの位置にマッピングし、他の位置にゼロを埋めて、長さが

である周波数領域信号を得るシーケンスマッピングモジュールと、
前記シーケンスマッピングモジュールから出力された周波数領域信号に対して、

点のＩＤＦＴ変換を行って、得られた時間領域シーケンスをプリアンブルとして出力するＩＤＦＴ変換モジュールと、を含む。

具体的に、前記シーケンス生成モジュールは、
長さが

である実信号シーケンスを周波数領域で生成する実信号シーケンス生成手段と、

を満たすように位相

を選択し、実信号シーケンス生成手段によって生成された実信号シーケンスにおける各シンボルの位相をそれぞれ

回転する位相回転手段と、を含む。

また、生成されたプリアンブルがチャネル推定や信号対雑音比推定などの他の機能をより良くサポートするように、前記プリアンブルの生成装置は、
シーケンス生成モジュールとシーケンスマッピングモジュールとの間に接続され、生成されたシーケンスにおける各シンボルのパワーが等しくなるように、該シーケンスにおける各シンボルの振幅を調整する振幅調整手段をさらに含むようにしてもよい。

上記のように、上記プリアンブルの生成装置は、周波数領域でプリアンブルを構成するため、さらに大きな柔軟性を有する。また、本実施例に係るプリアンブルの生成装置によって生成されたプリアンブルは、周波数領域の各サブキャリアでのパワーが等しいため、チャネル推定や信号対雑音比推定などの他の機能を同時にサポートすることができる。これにより、プリアンブルの利用効率が極めて向上した。

上記は、本発明の好ましい実施例にすぎず、本発明を限定するものではない。本発明の精神と原則内で行われる種々の修正、均等切替、改良などは全て本発明の保護範囲内に含まれるべきである。

本発明の実施例に係る中心対称相関特性および遅延相関特性を有するプリアンブルの構成を示す図である。 本発明の実施例に係るタイミング同期方法のフロチャートである。 (a)は、受信されたプリアンブルの中心対称相関関数の一例を示すグラフであり、(b)は、受信されたプリアンブルの遅延相関関数の一例を示すグラフであり、(c)は、本実施例に係るタイミングメトリック関数を示すグラフである。 本発明の実施例に係るタイミング同期装置の構成を示す図である。 (a)は、閾値に直接基づいて得られたタイミング性能を示すグラフであり、(b)は、本発明の実施例に係るタイミング同期方法の性能を示すグラフである。 本発明の実施例に係るプリアンブルの生成方法のフロチャートである。

Claims (18)

1. タイミング同期方法であって、
   受信されたプリアンブルの中心対称相関関数および遅延相関関数に基づいて、受信されたプリアンブルのタイミングメトリック関数を決定するステップと、
   前記タイミングメトリック関数に基づいて第１パス信号の位置を決定し、決定された第１パス信号の位置をタイミング同期位置とするステップと、
   を含み、
   前記プリアンブルは、長さが１つの直交周波数分割多重シンボルの長さであり、且つ、時間領域での構成が
   

   

   
   であり、ここで、
   

   

   
   は時間領域での任意のシンボルシーケンスであり、
   

   

   
   は
   

   

   
   を時間方向に反転させたシーケンスであり、
   

   

   
   は共役複素数を表す
   ことを特徴とする方法。
2. 

   
   を用いて前記タイミングメトリック関数を決定し、ここで、
   

   

   
   は受信されたプリアンブルの中心対称相関関数であり、
   

   

   
   は受信されたプリアンブルの遅延相関関数であり、
   

   

   
   は受信されたプリアンブルのパワーであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 

   
   を用いて前記タイミングメトリック関数を決定し、ここで、
   

   

   
   は受信されたプリアンブルの中心対称相関関数であり、
   

   

   
   は受信されたプリアンブルの遅延相関関数であり、
   

   

   
   は受信されたプリアンブルのパワーであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 受信されたプリアンブルの中心対称相関関数
   

   

   
   は、
   

   

   
   に基づいて決定され、ここで、
   

   

   
   は受信側により受信されたプリアンブルであり、
   

   

   
   はシンボルシーケンスの長さであることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の方法。
5. 受信されたプリアンブルの遅延相関関数
   

   

   
   は、
   

   

   
   に基づいて決定され、ここで、
   

   

   
   は受信側により受信されたプリアンブルであり、
   

   

   
   はシンボルシーケンスの長さであることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の方法。
6. 受信されたプリアンブルのパワー
   

   

   
   は、
   

   

   
   に基づいて決定され、ここで、
   

   

   
   は受信側により受信されたプリアンブルであり、
   

   

   
   はシンボルシーケンスの長さであることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の方法。
7. 前記第１パス信号の位置を決定するステップは、
   タイミング同期閾値を設定するステップと、
   タイミングメトリック関数における、前記タイミング同期閾値を超えた第１パルスの位置
   

   

   
   を決定するステップと、
   前記第１パルスの位置
   

   

   
   に基づいて、２つの互いに重ならない領域を定義し、第１領域は
   

   

   
   であり、第２領域は
   

   

   
   であり、ここで、
   

   

   
   はゼロまたは負整数であり、
   

   

   
   は自然数であり、
   

   

   
   はシンボルシーケンスの長さであるステップと、
   前記第１パス信号の位置として、前記第１領域および第２領域においてタイミングメトリック関数のメインローブの位置を決定するステップと、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記第１領域および第２領域においてタイミングメトリック関数のメインローブの位置を決定するステップは、
   タイミングメトリック関数の第１領域内の最大値と第２領域内の最大値とを比較し、
   第１領域内の最大値が第２領域内の最大値より大きい場合、
   

   

   
   が所望の第１パス信号の位置となり、
   第１領域内の最大値が第２領域内の最大値より小さい場合、
   

   

   
   が所望の第１パス信号の位置となる、
   ことを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. 前記第１領域および第２領域においてタイミングメトリック関数のメインローブの位置を決定するステップは、
   第１領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和と、第２領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和とをそれぞれ求め、２つの和の大きさを比較し、
   第１領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和が、第２領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和より大きい場合、
   

   

   
   が所望の第１パス信号の位置となり、
   第１領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和が、第２領域内の各サンプリング時間におけるタイミングメトリック関数値の和より小さい場合、
   

   

   
   が所望の第１パス信号の位置となる、
   ことを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
10. 

    
    に基づいて、前記タイミング同期閾値を設定し、ここで、
    

    

    
    は第ｎフレームの信号のタイミングメトリック関数の位置
    

    

    
    におけるタイミングメトリック値であり、
    

    

    
    は決定されたタイミング同期位置であり、
    

    

    
    は所定のタイミング同期閾値の最小値である、
    ことを特徴とする請求項７に記載の方法。
11. タイミング同期装置であって、
    受信されたプリアンブルの中心対称相関関数および遅延相関関数に基づいて、受信されたプリアンブルのタイミングメトリック関数を決定するタイミングメトリックモジュールと、
    前記タイミングメトリックモジュールにより生成されたタイミングメトリック関数に基づいて第１パス信号の位置を探索し、それをタイミング同期位置とする閾値検出タイミング同期モジュールと、
    を含み、
    前記プリアンブルは、長さが１つの直交周波数分割多重シンボルの長さであり、且つ、時間領域での構成が
    

    

    
    であり、ここで、
    

    

    
    は時間領域での任意のシンボルシーケンスであり、
    

    

    
    は
    

    

    
    を時間方向に反転させたシーケンスであり、
    

    

    
    は共役複素数を表す
    ことを特徴とする装置。
12. 前記タイミングメトリックモジュールは、主に、
    受信されたプリアンブルの遅延相関関数を決定する遅延相関手段と、
    遅延相関手段から出力された遅延相関関数の絶対値または絶対値の二乗を算出する第１絶対値算出手段と、
    受信されたプリアンブルの中心対称相関関数を決定する中心対称相関手段と、
    中心対称相関手段から出力された中心対称相関関数の絶対値または絶対値の二乗を算出する第２絶対値算出手段と、
    前記第１絶対値算出手段から出力された遅延相関関数の絶対値または絶対値の二乗と、前記第２絶対値算出手段から出力された中心対称相関関数の絶対値または絶対値の二乗とを乗算する乗算手段と
    受信されたプリアンブルの信号パワーまたは信号パワーの二乗を決定する信号パワー算出手段と、
    前記乗算手段から出力された積を、信号パワー算出手段による出力で除算して、前記タイミングメトリック関数を得るタイミングメトリック手段と、
    を含むことを特徴とする請求項１１に記載の装置。
13. 前記閾値検出タイミング同期モジュールは、
    タイミングメトリック手段から出力されたタイミングメトリック関数に基づいて、タイミング同期閾値を決定するタイミング同期閾値決定手段と、
    タイミング同期閾値決定手段により決定されたタイミング同期閾値を用いて、前記タイミングメトリック関数に基づいて、前記第１パス信号の位置を探索する第１パス信号探索手段と、
    を含むことを特徴とする請求項１１に記載の装置。
14. プリアンブルの生成方法であって、
    １つの直交周波数分割多重シンボルの長さを
    

    

    
    とし、
    

    

    
    を満たすように、長さが
    

    

    
    であり、且つ、２つの離散位相
    

    

    
    のみを有するシーケンスを周波数領域で生成するステップと、
    前記シーケンスを偶数サブキャリアの位置にマッピングし、他の位置にゼロを埋めて、長さが
    

    

    
    である周波数領域信号を得るステップと、
    得られた周波数領域信号に対して、
    

    

    
    点の離散逆フーリエ変換を行うステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
15. 前記長さが
    

    

    
    であり、且つ、２つの離散位相
    

    

    
    のみを有するシーケンスを生成するステップは、
    長さが
    

    

    
    である実信号シーケンスを周波数領域で生成するステップと、
    位相
    

    

    
    を選択し、前記実信号シーケンスにおける各シンボルの位相をそれぞれ
    

    

    
    回転するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
16. 前記実信号シーケンスにおける各シンボルのパワーが等しいことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
17. プリアンブルの生成装置であって、
    １つの直交周波数分割多重シンボルの長さを
    

    

    
    とし、
    

    

    
    を満たすように、長さが
    

    

    
    であり、且つ、２つの離散位相の
    

    

    
    のみを有するシーケンスを周波数領域で生成するシーケンス生成モジュールと、
    前記シーケンスを偶数サブキャリアの位置にマッピングし、他の位置にゼロを埋めて、
    長さが
    

    

    
    である周波数領域信号を得るシーケンスマッピングモジュールと、
    前記シーケンスマッピングモジュールから出力された周波数領域信号に対して、
    

    

    
    点の離散逆フーリエ変換を行い、得られた時間領域シーケンスをプリアンブルとして出力する離散逆フーリエ変換モジュールと、
    を含むことを特徴とする装置。
18. 前記シーケンス生成モジュールは、
    長さが
    

    

    
    である実信号シーケンスを周波数領域で生成する実信号シーケンス生成手段と、
    

    

    
    を満たすように位相
    

    

    
    を選択し、実信号シーケンス生成手段により生成された実信号シーケンスにおける各シンボルの位相をそれぞれ
    

    

    
    回転する位相回転手段と、
    を含むことを特徴とする請求項１７に記載の装置。

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