CN101714965B

CN101714965B - 符号定时方法/装置、细频偏估计方法/装置

Info

Publication number: CN101714965B
Application number: CN2009100881874A
Authority: CN
Inventors: 曾勇波; 姚惠娟; 沈超; 刘慎发; 鲍东山
Original assignee: Beijing Nufront Wireless Technology Co Ltd
Current assignee: Beijing Nufront Mobile Multimedia Technology Co Ltd
Priority date: 2009-07-10
Filing date: 2009-07-10
Publication date: 2012-04-18
Anticipated expiration: 2029-07-10
Also published as: CN101714965A

Abstract

一种符号定时方法，包括：对接收信号做延迟相关运算；对延迟相关运算的结果做归一化处理；将归一化处理后的最大值的位置作为正交频分复用OFDM符号的起始位置估计值。该方法利用802.11n系统中长训练序列的结构特点，提出的符号定时算法只有一个相关峰，有效避免了CSD造成的伪相关峰现象。另外，采用延迟相关的算法做符号定时，参与相关的两段数据都带有频偏，取模运算会消去频偏的影响，因此延迟相关算法不受频偏的影响。而且，延迟相关算法可用滑动相关来实现，大大减小乘法和加法的运算量。本发明还公开一种符号定时装置和一种细频偏估计方法、一种细频偏估计装置。

Description

符号定时方法/装置、细频偏估计方法/装置

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，尤其涉及一种符号定时方法/装置和一种细频偏估计方法/装置。

背景技术

同步是数字通信系统中的一个重要问题，是对传输数据进行可靠接收的保证，其精度关系到整个通信系统的性能。正交频分复用(OFDM)技术对同步的要求更高，应尽可能地提高同步的性能。以OFDM技术为基础的IEEE802.11a\g\n系统中，同步过程通常包括帧同步、频率同步和采样时钟同步等。其中，帧同步又分为两步：帧检测(packet detection，也称符号粗定时)和符号定时(symbol timing，也称符号细同步)。

帧检测执行对信号有无的判断，当检测到信号后，初步确定帧的起始位置；符号定时的目的是在帧检测基础上进一步找到OFDM符号的起始位置即FFT窗的正确位置，如果FFT窗的起始点落到了保护间隔之外，就会引起码间干扰，破坏子载波间的正交性。频率同步的目的是纠正由于发射机和接收机两者频率振荡器的不一致性以及多普勒效应产生的频率偏移，接收机进行FFT变换之前必须对频偏进行估计和补偿，以减小频偏对子载波之间正交性的破坏。IEEE802.11a\g\n系统中，频偏估计一般采用短训练序列进行粗频偏估计和长训练序列进行细频偏估计的两步算法，细频偏估计能得到比粗频偏估计更精确的结果。采样时钟同步是为了对齐收发两端的采样时钟，采样时钟频率错误会导致子载波之间的干扰，还会引起符号定时的偏移、恶化符号定时问题。

IEEE802.11a\g\n等标准或草案定义了如下的前导符号(Preamble)用于辅助接收端快速而精确地实现同步、信道估计等过程。前导符号，如图1所示，由短训练序列和长训练序列组成，各为8μs。其中短训练序列由10个长度为0.8μs的重复短训练符号(s1～s10)组成，长训练序列由一个长度为1.6μs的保护间隔(GI，也称循环前缀CP)和两个长度为3.2μs的重复长训练符号(L1、L2)组成。GI是将长训练符号L1的后半段复制后移到L1前面而得到。

根据IEEE802.11a\g\n前导符号的特点，系统的同步过程通常是先通过接收信号的延迟相关分别进行帧检测和粗频偏估计，利用粗频偏估计的结果对所接收到的信号进行补偿去掉部分频偏，然后通过纠掉部分频偏的接收信号与已知的长训练序列符号的互相关实现符号定时，细频偏估计则采用接收信号的长训练序列部分的延迟相关来实现。

下面以IEEE802.11n为例来描述符号定时和细频偏估计过程。

符号定时：

在第j条接收链路上，用参考序列l(n)与捕获到的帧的采样序列r_j(n)作互相关得到：

X_{j} (n) = Σ_{m = 0}^{L - 1} r_{j} (n + m) \cdot l^{*} (m)

其中，L表示相关运算的求和长度。寻找互相关器输出幅值的平方的最大值出现的位置，该位置即OFDM符号起始位置的估计值：

\hat{n_{j}} = \underset{n}{\arg \max} {| X_{j} (n) |}^{2}

细频偏估计：

利用接收信号r(n)及延迟D后的信号r(n+D)互相关得到：

z = Σ_{n = 0}^{L - 1} r (n) r^{*} (n + D) = e^{- j 2 π f_{Δ} D T_{s}} Σ_{n = 0}^{L - 1} {| s (n) |}^{2}

因不同接收链路上处理方法相同，省略下标j。s(n)表示长训练符号，由此得到细频偏估计：

\hat{f_{Δ}} = - \frac{1}{2 π {DT}_{s}} \arg (z)

其中，T_s表示采样间隔，arg(*)表示求角度的函数，arg(z)表示求z所对应的角度。

现有符号定时算法是通过接收端已知的长训练序列符号与帧检测(粗同步)后的接收信号进行互相关来实现，而细频偏估计是通过符号定时之后的接收信号延迟相关运算来实现，两者是独立的过程，其缺点如下：

1、由于接收信号含有频率偏差，基于互相关运算的符号定时算法必须先纠正接收信号中的频偏，同步结果容易受残留频偏的影响；

2、为区分不同数据流上的信号，IEEE 802.11n标准规定当发射机使用多条发射链路时必须分别在每条链路上对要发送的信号进行循环移位延迟(Cyclic Shift Delay，CSD)，以保证每根天线发射的信号不同，避免意外出现的波束形成。每条发射链路上的CSD值都不一样，经过循环移位延迟后的信号在接收机看来就相当于多径信号，假设发射机具有N_T条发射链路，发射机采用直接映射方式进行空间扩展，那么接收机收到的信号将是N_T个时间上经过长度不等的循环移位后的信号之和。接收端如果用长训练序列符号与接收信号进行互相关运算，相关结果将出现N_T个大小相近的尖峰，此时，符号定时算法难以根据互相关最大值出现的位置来判断OFDM符号的起始位置。我们称由于CSD造成的相关峰为伪相关峰。

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的技术问题是提供一种符号定时方法，不仅解决了IEEE 802.11n系统由于CSD造成的伪相关峰值带来的符号定时不准的问题，而且解决了符号定时容易受残留频偏影响的问题。

在一些实施例中，所述符号定时方法包括：

对接收信号做延迟相关运算；

对延迟相关运算的结果做归一化处理；将归一化处理后的最大值的位置作为OFDM符号的起始位置估计值。

在一些实施例中，延迟相关运算中所述接收信号被延迟一个长训练序列符号长度。

在一些实施例中，延迟相关运算的相关求和长度为N表示一个长训练序列符号的长度。

在一些实施例中，用所述延迟相关运算结果除以延迟后的所述接收信号的能量，进行归一化处理。

在一些实施例中，进一步包括：利用OFDM符号的起始位置估计值和延迟相关运算的中间结果进行细频偏估计。

在一些实施例中，计算

\hat{f_{Δ}} = - \frac{1}{2 π {DT}_{s}} \arg (Q (n)),

获得细频偏估计值

其中，

\hat{n_{0}} \leq n < \hat{n_{0}} + \frac{N}{2},

表示OFDM符号的起始位置估计值；Q(n)表示延迟相关运算的中间结果，D＝N，N表示一个长训练序列符号的长度。

在一些实施例中，

Q (n) = Σ_{m = 0}^{L_{1} - 1} r (n + m) \cdot r^{*} (n + N + m),

其中L₁为小于相关求和长度的一个设定值。

本发明的另一个目的是提供一种细频偏估计方法。

在一些实施例中，所述细频偏估计方法包括：利用延迟相关运算估计OFDM符号的起始位置；利用OFDM符号的起始位置估计值和延迟相关运算的中间结果进行细频偏估计。

本发明的另一个目的是提供一种符号定时装置。

在一些实施例中，所述符号定时装置包括：

对接收信号做延迟相关运算的第一单元；

对延迟相关运算的结果做归一化处理的第二单元；和

第三单元，用于查找归一化处理后的最大值的位置，作为OFDM符号的起始位置估计值。

在一些实施例中，延迟相关运算的相关求和长度为

在一些实施例中，第二单元用第一单元的运算结果除以延迟后的所述接收信号的能量，进行归一化处理。

在一些实施例中，所述符号定时装置还包括：

第四单元，利用OFDM符号的起始位置估计值和延迟相关运算的中间结果进行细频偏估计。

在一些实施例中，第四单元计算

\hat{f_{Δ}} = - \frac{1}{2 π {DT}_{s}} \arg (Q (n)),

获得细频偏估计值

本发明的另一个目的是提供一种细频偏估计装置。

在一些实施例中，所述细频偏估计装置包括：

利用延迟相关运算估计OFDM符号的起始位置的符号定时单元；和，

利用OFDM符号的起始位置估计值和延迟相关运算的中间结果进行细频偏估计的第四单元。

在一些实施例中，所述符号定时单元包括：

对接收信号做延迟相关运算的第一单元；

对相关运算的结果做归一化处理的第二单元；和，

可以看出，该技术方案巧妙地利用了IEEE 802.11n系统中长训练序列的结构特点，提出的符号定时算法只有一个相关峰，有效避免了CSD造成的伪相关峰现象。另外，与现有的采用本地序列与接收信号的互相关算法受频偏的影响较大不同，这里采用延迟相关的算法做符号定时，参与相关的两段数据都带有频偏，取模运算会消去频偏的影响，因此延迟相关算法不受频偏的影响。而且，延迟相关算法可用滑动相关(迭代运算)来实现，大大减小乘法和加法的运算量；进一步的，如果接收机在后续过程中还有频率域的频偏纠正措施，则可省去粗频偏估计过程。

说明书附图

图1是前导符号的结构示意图；

图2是符号定时流程的一个实施例；

图3是长训练序列的结构示意图；

图4是符号定时装置的一个实施示意图；

图5是符号定时装置的另一个实施示意图；

图6是细频偏估计装置的一个实施示意图。

具体实施方式

下面将结合附图来详细说明本发明的实施例，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

图2示出了一种符号定时流程。该流程包括：

步骤11，对接收信号做延迟相关运算；

步骤12，对相关运算的结果做归一化处理；

步骤13，将归一化处理后的最大值的位置作为OFDM符号的起始位置估计值。

分析IEEE802.11a\g\n协议的长训练序列结构可知，长训练序列可以分为5段，包括两个相同的长训练序列符号及一个循环前缀CP，如图3所示。其中，A+B组成一个128点(或64点)的长训练序列符号L1/L2，循环前缀CP为长训练序列的后半段，即第一段B，因此长训练序列域可看作是[B，A，B，A，B]组成。

利用此训练序列域的结构来构造一种延迟相关的符号定时方法：

U_{1} (n) = Σ_{m = 0}^{L - 1} r (n + m) \cdot r^{*} (n + N + m) - - - (1)

U_{2} (n) = Σ_{m = 0}^{L - 1} r (n + N + m) \cdot r^{*} (n + N + m) - - - (2)

Z (n) = | \frac{U_{1} (n)}{U_{2} (n)} | - - - (3)

\hat{n_{0}} = \underset{n}{\arg \max} | Z (n) | - - - (4)

其中，N表示一个长训练序列符号的长度，也就是快速傅立叶变换(FFT)点数，L表示相关求和长度。当带宽为40MHz时，N＝128；当带宽为20MHz时，N＝64。

式(1)表示用接收信号的R1段和R2段作相关；

式(2)用于计算R2段的能量；

式(3)表示归一化处理，即用接收信号的R1段和R2段作相关再除以R2段的能量。

式(4)表示寻找归一化处理后的最大值的位置，该位置即OFDM符号起始位置的估计值。

IEEE802.11a\g没有循环移位延迟的影响，因此通过本地参考训练符号与接收信号的互相关即可得到一个相关峰，由此获得帧头开始位置。而IEEE802.11n中，由于循环移位的存在，若采用互相关方法，则会在真实的定时位置附近出现伪相关峰，从而不能正确判断帧头位置。采用上面的延迟相关方法就能有效避免伪相关峰的问题。上述方法中L的取值有多种，较好的取值是

L = \frac{3}{2} N,

此时能得到一个相关峰值而消除CSD引起的伪相关峰。如果

L < \frac{3}{2} N,

比如L＝N，则延迟相关会出现相关值平台，也就是说当相关的起点到达长训练序列起始位置(CP的起始位置)时达到较大值，随后相关值与该值相近，无法获得精确的符号起始位置；若

L > \frac{3}{2} N,

则无法出现相关峰。仔细观察前面所述符号定时过程可知：只要保证相关求和的第一个数据r(0)与最后一个数据r(0+D+L-1)在长训练域内，且D为长训练序列的周期时就可获得细频偏估计。因此可以利用符号定时的结果来做细频偏估计。将式(1)重写为：

U_{1} (n) = Σ_{m = 0}^{L - 1} r (n + m) \cdot r^{*} (n + N + m) - - - (5)

= Σ_{m = 0}^{L_{1} - 1} r (n + m) \cdot r^{*} (n + N + m) + Σ_{m = L_{1}}^{L - 1} r (n + m) \cdot r^{*} (n + N + m)

令：

Q (n) = Σ_{m = 0}^{L_{1} - 1} r (n + m) \cdot r^{*} (n + N + m) - - - (6)

P (n) = Σ_{m = L_{1}}^{L - 1} r (n + m) \cdot r^{*} (n + N + m) - - - (7)

其中，L₁＜L，目的是保证做相关的两段数据都处于同一个训练序列域。在

\hat{n_{0}} \leq n < \hat{n_{0}} + \frac{N}{2}

区间的任何Q(n)值都可用于细频偏估计。利用式(8)即可进行细频偏估计。

\hat{f_{Δ}} = - \frac{1}{2 π {DT}_{s}} \arg (Q (n)), \hat{n_{0}} \leq n < \hat{n_{0}} + \frac{N}{2} - - - (8)

其中，D＝N。可以看出，在帧检测结果的基础上，利用OFDM符号的起始位置估计值和延迟相关运算的中间结果Q(n)进行细频偏估计，由于采用滑动相关算法(迭代运算)，从而可以大大地减少细频偏估计的运算量。

上述方法巧妙地利用了IEEE802.11n中长训练序列的结构特点，具有如下优点：

1、提出的符号定时算法只有一个相关峰，有效避免了CSD造成的伪相关峰现象；

2、与现有的采用本地序列与接收信号的互相关算法受频偏的影响较大不同，这里采用延迟相关的算法做符号定时，参与相关的两段数据都带有频偏，取模运算会消去频偏的影响，因此延迟相关算法不受频偏的影响。

3、延迟相关算法可用滑动相关(迭代运算)来实现，大大减小乘法和加法的运算量；进一步的，如果接收机在后续过程中还有频率域的频偏纠正措施，则可省去粗频偏估计过程。

4、细频偏估计可直接利用符号定时算法的结果，而现有的方法需要单独做符号定时和细频偏估计。

图4示出了一种符号定时装置，该装置包括第一单元S41、第二单元S42和第三单元S43。

第一单元S41对接收信号做延迟相关运算，第二单元S42对延迟相关运算的结果做归一化处理，第三单元S43用于查找归一化处理后的最大值的位置，作为OFDM符号的起始位置估计值。

一种可选的方式是，第一单元S41按式(1)对接收信号做延迟相关运算。第二单元S42按式(3)对第一单元S41的运算结果进行归一化处理。第三单元S43按式(4)查找OFDM符号的起始位置估计值。

所述符号定时装置还可以包括一个利用OFDM符号的起始位置估计值和延迟相关运算的中间结果进行细频偏估计的第四单元，如图5所示。一种可选的方式是，第四单元S51按式(8)进行细频偏估计。

图6示出了一种细频偏估计装置，该装置包括符号定时单元S61和第四单元S51。

符号定时单元S61利用延迟相关运算估计OFDM符号的起始位置的，第四单元S51利用OFDM符号的起始位置估计值和延迟相关运算的中间结果进行细频偏估计。

一种可选的方式是，符号定时单元S61包括第一单元S41、第二单元S42和第三单元S43。

本领域技术人员可以明白，这里结合所公开的实施例描述的各种示例性的方法步骤和装置单元均可以电子硬件、软件或二者的结合来实现。为了清楚地示出硬件和软件之间的可交换性，以上对各种示例性的步骤和单元均以其功能性的形式进行总体上的描述。这种功能性是以硬件实现还是以软件实现依赖于特定的应用和整个系统所实现的设计约束。本领域技术人员能够针对每个特定的应用，以多种方式来实现所描述的功能性，但是这种实现的结果不应解释为背离本发明的范围。

利用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或者其它可编程的逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑、分立硬件组件或者他们之中的任意组合，可以实现或执行结合这里公开的实施例描述的各种示例性的单元。通用处理器可能是微处理器，但是在另一种情况中，该处理器可能是任何常规的处理器、控制器、微控制器或者状态机。处理器也可能被实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、一个或者更多结合DSP核心的微处理器或者任何其他此种结构。

结合上述公开的实施例所描述的方法的步骤可直接体现为硬件、由处理器执行的软件模块或者这二者的组合。软件模块可能存在于RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动磁盘、CD-ROM或者本领域熟知的任何其他形式的存储媒质中。一种典型存储媒质与处理器耦合，从而使得处理器能够从该存储媒质中读信息，且可向该存储媒质写信息。在替换实例中，存储媒质是处理器的组成部分。处理器和存储媒质可能存在于一个ASIC中。该ASIC可能存在于一个用户站中。在一个替换实例中，处理器和存储媒质可以作为用户站中的分立组件存在。

根据所述公开的实施例，可以使得本领域技术人员能够实现或者使用本发明。对于本领域技术人员来说，这些实施例的各种修改是显而易见的，并且这里定义的总体原理也可以在不脱离本发明的范围和主旨的基础上应用于其他实施例。以上所述的实施例仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。