CN101925172B - 一种时间同步方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种时间同步方法，包括：将接收信号与本地序列做互相关运算，将所述互相关运算结果进行时间加权平均，基于加权平均结果确定符号定时位置。在一定程度上抑制了伪相关峰的峰值，从而使主多径能量权重更大，不需搜索最大值，即可计算得到需要的结果即定时位置。采用加权平均进一步消除了CSD的影响，提高了符号定时的准确性。另外，本发明实施例中将训练序列进行移位调整后得到的序列作为本地参考序列，可减少运算量，避免峰值搜索过程，快速确定同步定时位置，提高系统性能。本发明提供的时间同步方法适用于不同流数、不同带宽的系统。

Description

一种时间同步方法及装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及时间同步方法及装置。

背景技术

同步是通信系统中一个重要的实际问题。通信系统能否有效地、可靠地工作，很大程度上依赖于有无良好的同步系统，同步是对传输数据进行可靠接收的保证，其精度关系到整个通信系统的性能。正交频分复用(OFDM，OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)是一种多载波数字通信调制技术，它具有频谱利用率高和可对抗多径时延扩展等特点，因此通常被认为是未来移动通信系统中的核心技术。在OFDM系统中，为了保证OFDM子信道上信号的正交性，接收端必须和发射端在时域和频域上均保持同步。采用OFDM技术，在接收端，为了正确解调，必须找到符号的起始位置，因此，必须进行定时估计。如果定时不正确，就可能引起严重的码间干扰。由于频偏估计是在定时估计之后进行，如果定时估计不准确，也会影响频偏的估计性能，从而导致整个OFDM系统性能下降。因此，必须在短时间内对接收数据进行快速准确的定时同步。因此，OFDM技术对同步的要求更高，应尽可能地提高同步的性能。以OFDM技术为基础的IEEE802.11a\g\n系统中，同步过程通常包括帧同步、频率同步和采样时钟同步等。其中，帧同步又分为两步：帧检测(packetdetection，也称符号粗定时)和符号定时(symboltiming，也称符号细同步)，帧检测执行对信号有无的判断，当检测到信号后，初步确定帧的起始位置；符号定时的目的是在帧检测基础上进一步找到OFDM符号的起始位置即FFT窗的正确位置，如果FFT窗的起始点落到了保护间隔之外，就会引起码间干扰，破坏子载波间的正交性。频率同步的目的是纠正由于发射机和接收机两者频率振荡器的不一致性以及多普勒效应产生的频率偏移，接收机进行FFT变换之前必须对频偏进行估计和补偿，以减小频偏对子载波之间正交性的破坏。采样时钟同步是为了对齐收发两端的采样时钟，采样时钟频率错误会导致子载波之间的干扰，还会引起符号定时的偏移、恶化符号定时问题。

现有技术中IEEE802.11a\g\n等标准或草案定义了前导符号(Preamble)，其结构如图1所示，用于辅助接收端快速而精确地实现同步、信道估计等过程。

从图1中可看到，前导符号由短训练序列和长训练序列组成，各为8μs。其中短训练序列由10个长度为0.8μs的重复短训练符号(s1～s10)组成，长训练序列由一个长度为1.6μs的保护间隔(GI，GuardInterval，其长度是循环前缀长度的两倍)和两个长度为3.2μs的重复长训练符号(L1、L2)组成。GI是将长训练符号L1的后半段复制后移到L1前面而得到。

现有的IEEE802.11a\g\n系统中符号定时通常是用已经纠掉部分频偏的接收信号与已知的长训练序列符号进行互相关运算来实现。下面以IEEE802.11n为例来描述符号定时过程。

在第j条接收链路上，用参考序列l(n)与捕获到的帧的采样序列r_j(n)作互相关得到：

$X_j\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j(n+m)\·l^{*}\left(m\right)$

L表示相关运算的求和长度。寻找互相关器输出幅值的平方的最大值出现的位置，该位置即OFDM符号起始位置的估计值：

${\hat{n}}_j=\underset{n}{\arg \max }{\left|X_j\left(n\right)\right|}^2$

现有符号定时算法是通过接收端已知的长训练序列符号与初步纠正频偏后的接收信号进行互相关来实现，其缺点如下：

为了区分不同数据流上的信号，IEEE802.11n标准规定：当发射机使用多条发射链路时，必须分别在每条链路上对要发送的信号进行循环移位延迟(CSD，CyclicShiftDelay)，以保证每根天线发射的信号不同，避免意外出现的波束形成。每条发射链路上的CSD值都不一样，根据数字信号处理理论可知，经过循环移位延迟后的信号对于接收机而言相当于多径信号。假设发射机具有N_T条发射链路，发射机采用直接映射方式进行空间扩展，那么接收机收到的信号将是N_T个时间上经过长度不等的循环移位后的信号之和。接收端如果用长训练序列符号与接收信号进行互相关运算，相关结果将出现N_T个大小相近的尖峰，此时，常规的符号定时算法难以根据互相关最大值出现的位置来判断OFDM符号的起始位置。通常业内将由CSD造成的相关峰称为伪相关峰，伪相关峰的出现使得符号定时的结果不准确；另外，需要对互相关的结果进行搜索(搜索最大值)，才能得符号定时的位置。

发明内容

本发明提供一种时间同步算法，可以避免峰值搜索过程，减少运算量，快速确定符号定时位置，尤其是提高多天线系统符号定时的精度。

本发明实施例提供的一种时间同步方法，包括：

将接收信号与本地序列做互相关运算，将所述互相关运算结果进行时间加权平均，并基于加权平均结果确定符号定时位置。

更适宜地，在进行互相关运算之前，将训练序列进行移位调整后得到的序列作为本地序列；

当接收端为多天线，则基于各天线接收到的数据流分别进行互相关运算；

将所述互相关计算结果对时间做加权平均得到定时估计值。

本发明实施例提供的一种时间同步装置，包括：

计算单元，用于将接收信号与所述本地序列做互相关运算，基于所述互相关运算结果进行时间加权平均；

定时位置确定单元，用于基于所述计算单元提供的加权平均结果确定符号定时位置。

更适宜地，该时间同步装置还包括：调整单元，用于将训练序列进行移位调整后得到的序列作为本地序列；并提供给所述计算单元。

综上所述，本发明提供的时间同步方法，与接收数据进行互相关运算并做相应的时间加权平均来确定定时位置，在一定程度上抑制了伪相关峰的峰值，从而使主多径能量权重更大，不需搜索最大值，即可计算得到需要的结果即定时位置。采用加权平均进一步消除了CSD的影响，提高了符号定时的准确性。本发明提供的时间同步方法适用于不同流数、不同带宽的系统，另外，本发明实施例中将训练序列进行移位调整后得到的序列作为本地参考序列，可减少运算量，避免峰值搜索过程，快速确定同步定时位置，提高系统性能。

附图说明

图1为现有技术中定义的前导符号结构示意图；

图2为本发明实施例提供的时间同步方法流程图；

图3是本发明实施例中的四个不同流移位序列及本地序列关系示意图；

图4a和4b是分别为本发明两种不同实施例中的互相关结果示意图；

图5是本发明实施例提供的时间同步装置架构示意图。

具体实施方式

为了正确解调，在接收端必须找到符号的起始位置，因此，必须进行定时估计。如果定时不正确，就可能引起严重的码间干扰。由于频偏估计是在定时估计之后进行，如果定时估计不准确，也会影响频偏的估计性能，从而导致整个OFDM系统性能下降。因此，必须在短时间内对接收数据进行快速准确的定时同步，即确定OFDM符号的起始位置。由于峰值搜索过程可能落在局部峰值且计算量大，本发明提出一种实现时间同步方法，确定定时位置时通过对本地序列进行移位，再与接收数据进行互相关运算，最后做时间加权平均，这样可减少搜索过程运算量，并缩短峰值搜索过程，进而快速精确地实现时间同步。

本发明提出一种基于加权平均的算法，以归一化的相关值作为加权系数，对观察区间做平均，以解决由于循环移位延迟造成的伪相关峰值带来的符号定时不准的问题。求定时位置时用加权平均，可以避免峰值搜索过程。所提出的方法可直接应用于基于IEEE802.11a\g标准的系统，由于IEEE802.11a\g是单天线系统，尽管不存在循环移位延迟CSD造成伪相关峰的问题，但采用本发明所提供的算法能避免所说的峰值搜索问题。

为使本发明的原理、特性和优点更加清楚，下面对本发明实施例的技术方案进行详细描述。

参照图2，本发明实施例提供的一种时间同步方法，包括：

S01，(该步骤为可选)预先对训练序列进行处理，得到本地序列；

例如，将训练序列进行移位调整后得到的序列作为本地序列；

S02，将接收信号与所述本地序列做互相关运算，将所述互相关运算结果进行时间加权平均，并基于加权平均结果确定符号定时位置。

通常，符号定时算法中，是将接收信号与本地序列做互相关运算，基于区间内的最大值确定符号定时基准位置。本发明实施例中，可直接采用训练序列作为本地序列与接收信号做互相关运算，或者，更适宜地，将训练序列进行移位调整后得到的序列作为本地序列；具体地，将训练序列进行移位调整为将长度为N的训练序列前M位平移到其余N-M位后面，其中M≤N/2。

例如，取M＝N/2，即将训练序列长度相同的前后两部分倒置作为接收机的本地序列，而发射端的训练序列仍保持不变。训练序列前后倒置的目的在于减小循环移位延迟CSD伪相关峰值对后面加权平均的影响。在此以40MHz带宽的802.11n系统为例，假设发射端训练序列各值的序号为[0，1，......63，64，65，......127]，则本地参考序列各值对应训练序列的序号为[64，65，......127，0，1，......63]，如图2所示，40MHz带宽时，四个不同流上的CSD分别为0ns、-400ns、-200ns和-600ns，相当于将长训练序列LTF分别循环左移0个点、16个点、8个点和24个点。(20MHz带宽时，左移点数分别减半，不影响算法的性能)。

从统计意义上看，由于无线信道的多径增益呈指数衰减，多径时延越大，能量可能越小。当只有一个流时，多径能量主要集中在第一径时刻的后面；当有多个流时由于CSD的影响，这种情况发生了变化。各个数据流经过循环移位且通过信道之后，接收机所收到的多径能量主要集中在真正的第一径的前面。由于多径衰落的随机性，能量最大的径即所谓主径的位置比较随机，不能据此作为FFT窗起始位置。

假定观察窗为[-W，W]，W小于保护间隔GI的长度，GI起点为此窗的0点。从图3中可看出，以保护间隔GI的起点为观察窗的中心点时，除CSD＝0ns的流以外，其它三个流的序列都只与接收机的本地参考序列部分相关，则对应的相关峰值会降低，如图4所示。图4a表示训练序列不移位直接作为本地序列(与发射端的序列相同)时，与接收信号做互相关运算的结果示意图，横轴0点表示CSD＝0ns时相关峰的位置，-8、-16、-24分别表示CSD为-200ns、-400ns、-600ns时的伪相关峰的位置，其余位置表示峰值较小的多径相关峰位置，可见有多个峰值接近的相关峰，而真正的第一径应在0点附近；图4b表示训练序列移位作为本地序列与接收信号做互相关运算的结果示意图，CSD绝对值越大，对应流的信号与本地序列相关性越小，故相关峰值也越小，但并未改变CSD＝0ns的流与本地序列的相关性，从而减小了伪相关峰的加权系数，CSD＝0ns对应的多径相关峰的权重更大，因此达到提高符号定时精度的目的。

在第j条接收链路上，用参考序列l(n)与捕获到的帧的采样序列r_j(n)作互相关得到：

$X_j\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_j(n+m)\·l^{*}\left(m\right)---\left(1\right)$

L表示相关运算的求和长度，l(n)是r_j(n)所含的训练序列序号前半部分与后半部分倒置得到。若接收端为单天线，则接收信号为该天线接收的数据流，或者基于多根天线中的一根天线接收的数据流做互相关运算，将所述互相关计算结果对时间做加权平均得到定时估计值。

若接收端为多天线，则基于各天线接收到的数据流分别进行互相关运算；

将所述互相关计算结果对时间做加权平均得到定时估计值。

本发明实施例中采用的算法是通过对时间做加权平均来获得定时估计值。

${\mathrm{\λ}}_c^j\left(n\right)=\left|X_j\left(n\right)\right|---\left(2\right)$

${\mathrm{\λ}}_c\left(n\right)=\frac{1}{N_r}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_c^j\left(n\right)---\left(3\right)$

其中，N_r表示接收天线数，是将多个接收天线的结果求平均值，并以该平均值作为符号定时位置。N_r＝1对应单天线情况或者多天线系统中只取一根接收天线的信号做同步的情况。

所述基于加权平均结果确定符号定时位置，具体包括：

计算各天线接收信号的能量

$E=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\λ}}_c\left(n\right)$

其中λ_c(n)为基于各天线接收到的数据流进行互相关运算的结果；

在此引入能量密度的概念。对给定的信号x(t)，假定它是能量信号，即其能量为

E＝||x(t)||²＝∫|x(t)|²dt

归一化函数|x(t)|²/E可看作信号x(t)在时域的密度函数。利用一阶矩可得到x(t)的“时间均值”

$t_0=\frac{1}{E}{\∫}_{-\∞}^{\∞}t{\left|x\left(t\right)\right|}^2\mathrm{dt}$

t₀称为x(t)的时间中心。

在符号定时算法中，取离散表达式：

$E=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\λ}}_c\left(n\right)---\left(4\right)$

N₀即为符号定时结果。表示向下取整，由于符号定时的结果应保证在循环前缀CP范围内，通常都会对符号定时位置减去一个提前量，因此采用向下取整。表示多径能量密度，也就是归一化的加权系数。

在此是以多径能量密度为归一化加权系数，当然也可采用其它求加权系数的方法，在此不再赘述。

参照图5，本发明实施例还提供一种时间同步装置500，包括：

调整单元510，用于将训练序列进行移位调整后得到的序列作为本地序列；

计算单元520，用于将接收信号与所述本地序列做互相关运算，基于所述互相关运算结果进行时间加权平均；

定时位置确定单元530，用于基于所述计算单元提供的加权平均结果确定符号定时位置。

具体地，调整单元510将训练序列进行移位调整为将长度为N的训练序列前M位平移到其余N-M位后面，其中M≤N/2。

计算单元520将接收信号与调整单元510提供的本地序列做互相关运算，定时位置确定单元530将观察区间内的加权平均值作为符号定时结果，具体过程如前方法实施例中所述基本相同。

综上所述，本发明提供的时间同步方法，不需搜索最大值，得到的结果即定时位置。其一是将训练序列前后两半倒置作为本地参考序列，在一定程度上抑制了伪相关峰的峰值，从而使多径能量更为集中；其二是加权平均进一步消除了CSD的影响，提高了符号定时的准确性。本发明提供的时间同步方法适用于不同流数、不同带宽的系统，可减少运算量，避免峰值搜索过程，快速确定同步定时位置，提高系统性能。

本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (7)

1.一种时间同步方法，其特征在于，包括：

将接收信号与本地序列做互相关运算，将所述互相关运算结果进行时间加权平均，基于加权平均结果确定符号定时位置；

其中，确定符号定时位置，包括：根据互相关运算的结果，计算接收信号能量；根据互相关运算结果和接收信号能量得到归一化的加权系数，根据归一化加权系数进行加权平均运算，得到符号定时位置。

2.如权利要求1所述的时间同步方法，其特征在于，还包括：

在进行互相关运算之前，将训练序列进行移位调整后得到的序列作为本地序列。

3.如权利要求1所述的时间同步方法，其特征在于，

若接收端为多天线，则基于各天线接收到的数据流分别进行互相关运算；

将所述互相关计算结果对时间做加权平均得到定时估计值。

4.如权利要求2所述的时间同步方法，其特征在于，

所述将训练序列进行移位调整为将长度为N的训练序列前M位平移到其余N-M位后面，其中M≤N/2。

5.如权利要求1或2所述的时间同步方法，其特征在于，

所述确定符号定时位置，具体包括：

计算接收天线接收信号的能量其中λ_c(n)为基于接收天线接收到的数据流进行互相关运算的结果，n为样本序号；

归一化后作为加权系数，按照下式计算确定符号定时位置：

6.一种时间同步装置，其特征在于，包括：

计算单元，用于将接收信号与本地序列做互相关运算，基于所述互相关运算结果进行时间加权平均；

定时位置确定单元，用于基于所述计算单元提供的加权平均结果确定符号定时位置；

其中，确定符号定时位置，包括：根据互相关运算的结果，计算接收信号能量；根据互相关运算结果和接收信号能量得到归一化的加权系数，根据归一化加权系数进行加权平均运算，得到符号定时位置。

7.如权利要求6所述的时间同步装置，其特征在于，

调整单元，用于将训练序列进行移位调整后得到的序列作为本地序列，并提供给所述计算单元。