CN110061944B - 符码时序决定装置与方法 - Google Patents

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Abstract

本发明披露了一种符码时序决定装置与方法，能够避免一通信系统的符码时序同步错误，包含：一符码时序检测电路，检测一接收信号以得到一第一符码时序，并位移该第一符码时序，以得到一第二符码时序；一估测信号产生电路，依据该第一与该第二符码时序处理该接收信号，以得到一第一与一第二通道估测频域信号；一通道脉冲响应信号产生电路，依据该第一与该第二通道估测频域信号产生一第一与一第二通道估测脉冲响应时域信号；一能量计算电路，依据一预定信号区间计算该第一与该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量；以及一判断电路，判断该第一与该第二通道估测脉冲响应时域信号之能量是否满足一预定关系，从而选用该第一符码时序或该第二符码时序。

Description

符码时序决定装置与方法
技术领域
本发明是关于符码时序决定装置与方法，尤其是关于通信系统的符码时序决定装置与方法。
背景技术
在以多根天线(multiple antennas)进行信号传送的无线正交分频多工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing,OFDM)通信系统中，为避免非预期的天线波束成形(antenna beamforming)(亦即通过不同相位的传送信号间的干涉所达到的指向性信号传输)效应以及信息在空气中非均匀传递的现象，一般而言，该通信系统的传送端会导入循环位移分集(Cyclic Shift Diversity,CSD)技术，以增加空间多样性(spatialdiversity)。举例而言，如图1所示，一无线OFDM通信系统100包含一传送端110与一接收端120，传送端110包含复数根天线，该复数根天线的每一个传送同一信号，但每一天线是依据其所搭配的CSD时间位移值，在不同的时间点传送该同一信号，因此，这些天线的传送信号不易形成特定干涉效果，从而避免了非预期的天线波束成形。然而，根据上述，接收端120会接收同一信号的多重路径版本，此多重路径版本除包含真实空间的不同传输路径所引起的版本，也包含CSD技术所引起的虚拟多重路径(pseudo multipath)的版本(如图3所示)，若接收端120误将虚拟路径当作真实路径，而采用了错误的符码时序(symbol timing)，接收端120使用的符码时序就无法与传送端110的符码时序同步，这会导致符码时序同步错误，使得接收端120无法依正确的符码时序来处理接收信号，从而影响接收端120的效能。
探讨CSD技术的问题的部分现有技术列示如下：
(1)Yuan Fang,“Symbol timing synchronization for IEEE 802.11n WLANsystems”,Electronic Design Engineering,No.13,Vol.21,Jul.2013。
(2)Yu-Zhen Chen,“Interoperable Symbol Timing SynchronizationAlgorithm between IEEE 802.11n and IEEE 802.11a/g”,thesis of GraduateInstitute of Computer and Communication Engineering,July 2012。
发明内容
本发明之一目的在于提供一种符码时序决定装置与方法，以避免先前技术的问题。
本发明之一目的在于提供一种符码时序决定装置与方法，以判断一符码时序是属于虚拟路径或真实路径，从而采用正确的符码时序以确保接收端的效能。
本发明披露了一种符码时序决定装置，能够避免一通信系统的符码时序同步错误，该符码时序决定装置之一实施例包含：一符码时序检测电路，用来检测一接收信号，以得到一第一符码时序，该符码时序检测电路进一步用来位移该第一符码时序，以得到一第二符码时序；一估测信号产生电路，用来依据该第一符码时序处理该接收信号以得到一第一通道估测频域信号，以及用来依据该第二符码时序处理该接收信号以得到一第二通道估测频域信号；一通道脉冲响应信号产生电路，用来依据该第一通道估测频域信号产生一第一通道估测脉冲响应时域信号，以及用来依据该第二通道估测频域信号产生一第二通道估测脉冲响应时域信号；一能量计算电路，用来依据该第一通道估测脉冲响应时域信号之一第一预定信号区间，计算该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量，该能量计算电路进一步用来依据该第二通道估测脉冲响应时域信号之一第二预定信号区间，计算该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量；以及一判断电路，用来判断该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量与该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量之间的一关系是否满足一预定关系，从而选用该第一符码时序与该第二符码时序的其中之一。
本发明另披露一种符码时序决定方法，能够避免一通信系统的符码时序同步错误，该符码时序决定方法之一实施例包含：检测一接收信号，以得到一第一符码时序；依据该第一符码时序处理该接收信号以得到一第一通道估测频域信号；依据该第一通道估测频域信号产生一第一通道估测脉冲响应时域信号；依据该第一通道估测脉冲响应时域信号之一第一预定信号区间，计算该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量；位移该第一符码时序，以得到一第二符码时序；依据该第二符码时序处理该接收信号以得到一第二通道估测频域信号；依据该第二通道估测频域信号产生一第二通道估测脉冲响应时域信号；依据该第二通道估测脉冲响应时域信号之一第二预定信号区间，计算该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量；判断该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量与该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量之间的一关系是否满足一预定关系；在该预定关系被满足时，选用该第二符码时序；以及在该预定关系不被满足时，选用该第一符码时序。
有关本发明的特征、实作与功效，兹配合图式作优选实施例详细说明如下。
附图说明
图1是显示现有的无线正交分频多工通信系统；
图2是显示现有的前导信号的格式；
图3是显示接收端对接收信号进行交互相关运算所得到的输出结果；
图4是显示本发明的符码时序决定装置的一实施例；
图5a是显示当符码时序是虚拟路径的符码时序时通道估测脉冲响应时域信号的序列；
图5b是显示当符码时序是虚拟路径的符码时序的位移时第二通道估测脉冲响应时域信号的序列；
图5c是显示当符码时序是真实路径的符码时序时通道估测脉冲响应时域信号的序列；
图5d是显示当符码时序是真实路径的符码时序的位移时第二通道估测脉冲响应时域信号的序列；以及
图6是显示本发明的符码时序决定方法的一实施例。
具体实施方式
正交分频多工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing,OFDM)系统已广泛地运用在通信系统中，如IEEE 802.11a/g/n/ac/ax以及长期演进(LTE)系统。正交分频多工系统对于频率偏移与符码时序同步的要求极高，为提升系统效能，通信系统的传送端会在讯框(frame)前置入前导信号(preamble)，通信系统的接收端利用这已知的前导信号来估算频率偏移与检测符码时序，从而在开始接收数据负载(data payload)前予以校正。上述前导信号的格式的一实例如图2所示，图2的前导信号的格式是用于IEEE 802.11a/g/n/ac/ax，为一已知格式，包含短训练字段(short training field,STF)与长训练字段(longtraining field,LTF)。短训练字段包含10个短训练序列(short training sequence,STS)，长训练字段包含防护间隔(guard interval,GI)以及2个长训练序列(long trainingsequence,LTS)。每个短训练序列长度为0.8μs，长训练序列长度为3.2μs，防护间隔为1.6μs。短训练序列可用于封包检测(packet detection)、自动增益控制(automatic gaincontrol,AGC)和粗略频率偏移(coarse carrier frequency offset)估算，长训练序列可用于细微频率偏移(fine carrier frequency offset)估算和符码时序同步。
传统符码时序同步的作法为将已知的长训练序列在时域(time-domain)与接收信号做交互相关(cross correlation)运算，如底下式1所示：
Figure BDA0001551459420000051
其中，τ为时间变量、r(τ+n)为接收信号、s(n)为长训练时域序列、L为长训练序列长度、n为取样点、*为共轭复数(complex conjugate)。当|ε(τ)|大于预设值时，此时该τ即为检测到的符码时序，而ε(τ)为通道脉冲响应(channel impulse response)(例如：图3)。当传送端使用多根天线进行循环位移分集(Cyclic Shift Diversity,CSD)传输时，每根天线的传送信号是原本信号的循环位移复制，接收端的接收信号为所有传送端的天线的传送信号的总和。表一显示IEEE 802.11所定义的循环位移量，其中传送链(transmit chain)数目是指用来执行CSD传输的天线数目，ns是纳秒(nanosecond)的缩写。值得注意的是，式1的与表1的内容与利用是现有的，故其细节在此省略。
表1
Figure BDA0001551459420000052
Figure BDA0001551459420000061
为便于了解，底下说明将以传送端的二天线进行CSD传输为例，本领域具有通常知识者能够依据本披露以及既有知识，推衍出本发明的更多例子。
图3显示当传送端使用两根天线进行CSD传输时，接收端对接收信号进行交互相关(cross correlation)运算所得到的输出结果。如图3所示，因有CSD技术引起的虚拟多重路径(pseudo multipath)的存在，利用式1所检测到的符码时序τ可能是虚拟路径h′0的符码时序τ′0，而非真实路径h0的符码时序τ0。依据表1，当传送端使用二根天线进行CSD传输时，不同传送链之间最大的循环位移差为200ns，因此吾人可以假设τ′0与τ0之间的误差为200ns。
为判断符码时序τ是τ′0或τ0，本发明提出一种符码时序决定装置以进行上述判断。图4显示本发明的符码时序决定装置的一实施例，如图4所示，符码时序决定装置400包含一符码时序检测电路410、一估测信号产生电路420、一通道脉冲响应信号产生电路430、一能量计算电路440、以及一判断电路450。
符码时序检测电路410用来利用前揭式1以检测一接收信号(例如：通信系统的接收端的模拟至数字转换电路所输出的信号)，从而得到一第一符码时序τ1。符码时序检测电路410进一步用来位移(shifting)该第一符码时序τ1以得到一第二符码时序τ2，此位移操作的位移量与传送端使用的CSD时间位移值有关。在一非限制性的实施例中，该第一符码时序τ1与该第二符码时序τ2的时序差(或说符码时序位移)tτ为150纳秒(nanosecond)或200纳秒；更明确地说，请参阅前揭表1，当天线数不大于四时，不同传送链之间的最大CSD时间位移值为150ns或200ns，因此吾人可以假设CSD所引起的虚拟多重路径与真实路径之间的时序差为150ns(当传送端使用四根天线进行CSD传输时)或200ns(当传送端使用二根或三根天线进行CSD传输时)，并据以设定时序差tτ。由于接收端无法得知传送端得传输天线数，因此，可尝试设定所有可能的时序差以得到最佳的判断。
估测信号产生电路420用来依据该第一符码时序τ1处理该接收信号以得到一第一通道估测频域信号
Figure BDA0001551459420000075
以及用来依据该第二符码时序τ2处理该接收信号以得到一第二通道估测频域信号
Figure BDA0001551459420000076
估测信号产生电路420所产生的信号可输出给后端电路做进一步的处理(例如：通信系统的接收端的信号检测处理与解码处理等)。在一非限制性的实施例中，估测信号产生电路420是通信系统的接收端的电路，用来依序执行移除循环前缀(cyclicprefix,CP)、串行至并列转换、快速傅立叶变换(Fast Fourier transform,FFT)以及通道估测，更详细地说，估测信号产生电路420依据符码时序检测电路410所得到的第一符码时序τ1以及第二符码时序τ2，取做完串行至并列转换的接收信号的第二个长训练序列的至少一部分做FFT，以分别产生第一频域序列X1与第二频域序列X2如式2所示：
Figure BDA0001551459420000071
其中，r(τ1)为以τ1为起始时点且长度为3.2μs(microsecond)的接收信号序列，r(τ2)为以τ2为起始时点且长度为3.2μs的接收信号序列；接着，估测信号产生电路420利用已知的长训练频域序列S并采用最小平方法(Least Square algorithm)，对频域序列X1与X2做通道估测，以得到第一通道估测频域信号
Figure BDA0001551459420000072
与第二通道估测频域信号
Figure BDA0001551459420000073
如式3所示：
Figure BDA0001551459420000074
Figure BDA0001551459420000081
通道脉冲响应信号产生电路430之一实施例包含可执行反快速傅立叶变换(inverse Fast Fourier transform,iFFT)的电路，用来依据该第一通道估测频域信号
Figure BDA0001551459420000082
以及该第二通道估测频域信号
Figure BDA0001551459420000083
分别产生一第一通道估测脉冲响应时域信号
Figure BDA0001551459420000084
与一第二通道估测脉冲响应时域信号
Figure BDA0001551459420000085
如式4所示：
Figure BDA0001551459420000086
在一非限制性的实施例中，
Figure BDA0001551459420000087
与
Figure BDA0001551459420000088
均为长度为3.2μs的通道估测脉冲响应时域序列，倘前述第一符码时序τ1为虚拟路径的符码时序(例如：图3的符码时序τ′0)，
Figure BDA0001551459420000089
与
Figure BDA00015514594200000810
的实例分别如图5a与图5b所示，图5a与图5b的每一图中，通道估测脉冲响应时域序列包含一通道响应、一因通道估测所产生的通道泄漏(channel leakage)、与一噪声区间从t0至t1。为确保t0至t1区间的能量不受通道响应与通道泄漏影响，各设一循环前缀的保护区间，也就是t0与t1各设为0.8μs及2.4μs。因虚拟路径的符码时序位移不会产生符码间干扰(Inter-Symbol-Interference,ISI)，所以，图5a与图5b的噪声区间都只含噪声(亦即图5a与图5b的噪声区间是纯噪声区间)，其噪声能量相同。倘第一符码时序τ1为真实路径的符码时序(例如：图3的符码时序τ0)，
Figure BDA00015514594200000811
与
Figure BDA00015514594200000812
的实例分别如图5c与图5d所示，图5c与图5d的每一图中，通道估测脉冲响应时域序列包含一通道响应、一因通道估测所产生的通道泄漏、与一噪声区间从t0至t1。图5c的t0至t1的区间只含噪声能量(亦即图5c的噪声区间是纯噪声区间)，图5d的t0至t1的区间因符码时序位移的关系，除包含噪声外，亦包含当前符码与下一符码之间的符码间干扰(亦即图5d的噪声区间是噪声与ISI区间)，因此图5d的t0至t1的区间的能量会大于图5c的t0至t1的区间的能量。在另一非限制性的实施例中，上述
Figure BDA0001551459420000091
与
Figure BDA0001551459420000092
的长度以及t0与t1是依据本发明所应用的通信系统的规范而定。
能量计算电路440用来依据第一通道估测脉冲响应时域信号
Figure BDA0001551459420000093
之一第一预定信号区间，计算
Figure BDA0001551459420000094
的能量P1，能量计算电路440进一步用来依据第二通道估测脉冲响应时域信号
Figure BDA0001551459420000095
之一第二预定信号区间，计算
Figure BDA0001551459420000096
的能量P2。在一非限制性的实施例中，该第一预定信号区间均等于第二预定信号区间；举例而言，该第一与第二预定信号区间均为从前述t0(例如：0.8μs)至前述t1(例如：2.4μs)的区间，因此，能量P1与能量P2的计算如式5所示：
Figure BDA0001551459420000097
在一非限制性的实施例中，若前述第一符码时序τ1为虚拟路径的符码时序(例如：图3的符码时序τ′0)，第一预定信号区间与第一预定信号区间均只包含噪声如图5a至图5b所示，此时，第一预定信号区间的能量P1会等于第二预定信号区间的能量P2(或者P1与P2的差异的绝对值不大于一阈值，其中该阈值可由实施者适当地设定)；而若第一符码时序τ1为真实路径的符码时序(例如：图3的符码时序τ0)，第一预定信号区间会只包含噪声如图5c所示，第二预定信号区间会包含噪声与符码间干扰如图5d所示，此时，第一预定信号区间的能量P1会小于第二预定信号区间的能量P2(或说P1与P2的差异的绝对值大于前述阈值)。
判断电路150用来判断该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量P1与该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量P2之间的一关系是否满足一预定关系，从而选用第一符码时序τ1与该第二符码时序τ2的其中之一。在一非限制性的实施例中，当能量P1等于能量P2时(或者P1与P2的差异的绝对值不大于一阈值时，其中该阈值可由实施者适当地设定)，判断电路150判断该预定关系被满足，从而判断第二符码时序τ2为真实路径的符码时序，并通过符码时序检测电路410或直接地令估测信号产生电路420(如图4的虚线所示)使用第二符码时序τ2作为接收端处理接收信号的依据；当能量P1小于能量P2时(或者P1与P2的差异的绝对值大于前述阈值时)，判断电路150判断该预定关系不被满足，从而判断第一符码时序τ1为真实路径的符码时序，并通过符码时序检测电路410或直接地令估测信号产生电路420(如图4的虚线所示)使用第一符码时序τ1作为接收端处理接收信号的依据。在另一非限制的实施例中，当能量P1与一预设值的乘积不小于能量P2时(亦即P2≤预设值×P1时)，判断电路150判断该预定关系被满足，从而判断第二符码时序τ2为真实路径的符码时序，并选用第二符码时序τ2；当能量P1与一预设值的乘积小于能量P2时(亦即P2>预设值×P1时)，判断电路150判断该预定关系不被满足，从而判断第一符码时序τ1为真实路径的符码时序，并选用第一符码时序τ1，其中该预设值之一非限制性的实施例等于数值1与一能量比值α的和(亦即预设值＝(1+α))，该能量比值α之一非限制性的实施例为一符码间干扰能量PISI与一噪声能量PN的一比值(亦即
Figure BDA0001551459420000101
)。
除前述公开的装置发明外，本发明另提出一种符码时序决定方法能够避免一通信系统的符码时序同步错误。该方法之一实施例如图6所示，包含下列步骤：
步骤S610：检测一接收信号，以得到一第一符码时序；
步骤S620：依据该第一符码时序处理该接收信号以得到一第一通道估测频域信号；
步骤S630：依据该第一通道估测频域信号产生一第一通道估测脉冲响应时域信号；
步骤S640：依据该第一通道估测脉冲响应时域信号的一第一预定信号区间，计算该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量；
步骤S650：位移该第一符码时序，以得到一第二符码时序；
步骤S660：依据该第二符码时序处理该接收信号以得到一第二通道估测频域信号；
步骤S670：依据该第二通道估测频域信号产生一第二通道估测脉冲响应时域信号；
步骤S680：依据该第二通道估测脉冲响应时域信号的一第二预定信号区间，计算该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量；
步骤S690：判断该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量与该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量之间的一关系是否满足一预定关系；
步骤S692：在该预定关系被满足时(亦即该第一符码时序是关联虚拟路径时)，选用该第二符码时序；以及
步骤S694：在该预定关系不被满足时(亦即该第一符码时序是关联真实路径时)，选用该第一符码时序。
由于本领域普通技术人员能够参考前述公开的装置实施例的披露来了解本方法实施例的实施细节与变化，亦即前述装置实施例的技术特征均可合理应用于本方法实施例中，因此，在不影响本方法实施例的披露要求与可实施性的前提下，重复及冗余的说明在此省略。另外，在实施为可能的前提下，本技术领域具有通常知识者可选择性地实施前述任一实施例中部分或全部技术特征，或选择性地实施前述多个实施例中部分或全部技术特征的组合，藉此达到本发明的实施弹性。
综上所述，本发明能够判断一符码时序是属于虚拟路径或真实路径，从而采用正确的符码时序以确保通信系统的接收端的效能。
虽然本发明的实施例如上所述，然而这些实施例并非用来限定本发明，本技术领域具有通常知识者可依据本发明的明示或隐含的内容对本发明的技术特征施以变化，凡此种种变化均可能属于本发明所寻求的专利保护范畴，换言之，本发明的专利保护范围须视本发明的权利要求保护范围所界定者为准。
【符号说明】
100无线正交分频多工通信系统
110传送端
120接收端
STF短训练字段(short training field)
LTF长训练字段(long training field)
STS短训练序列(short training sequence)
GI防护间隔(guard interval)
LTS长训练序列(long training sequence)
|ε(τ)|通道脉冲响应
τ时间变量
h′0虚拟路径
τ′0虚拟路径的符码时序
h0真实路径
τ0真实路径的符码时序
400符码时序决定装置
410符码时序检测电路
420估测信号产生电路
430通道脉冲响应信号产生电路
440能量计算电路
450判断电路
t时间轴
t0、t1时间点
τ1第一符码时序
τ2第二符码时序
tτ符码时序位移
S610～S694步骤。

Claims (9)

1.一种符码时序决定装置，能够避免一通信系统的符码时序同步错误，该符码时序决定装置包含：
一符码时序检测电路，用来检测一接收信号，以得到一第一符码时序，该符码时序检测电路进一步用来位移该第一符码时序，以得到一第二符码时序；
一估测信号产生电路，用来依据该第一符码时序以及一已知长训练序列，处理该接收信号的一长训练序列的至少一部分，以得到一第一通道估测频域信号；以及用来依据该第二符码时序以及该已知长训练序列，处理该接收信号的该长训练序列的至少一部分，以得到一第二通道估测频域信号；
一通道脉冲响应信号产生电路，用来依据该第一通道估测频域信号产生一第一通道估测脉冲响应时域信号，以及用来依据该第二通道估测频域信号产生一第二通道估测脉冲响应时域信号；
一能量计算电路，用来依据该第一通道估测脉冲响应时域信号的一第一预定信号区间，计算该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量，该能量计算电路进一步用来依据该第二通道估测脉冲响应时域信号的一第二预定信号区间，计算该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量；以及
一判断电路，用来判断该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量与该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量之间的一关系是否满足一预定关系，从而选用该第一符码时序与该第二符码时序的其中之一。
2.如权利要求1所述的符码时序决定装置，其中该第一符码时序与该第二符码时序的一时序差为150纳秒或200纳秒。
3.如权利要求1所述的符码时序决定装置，其中该第一通道估测脉冲响应时域信号的一时间长度是3.2微秒，该第二通道估测脉冲响应时域信号的一时间长度也是3.2微秒。
4.如权利要求1所述的符码时序决定装置，其中该第一预定信号区间均等于第二预定信号区间。
5.如权利要求4所述的符码时序决定装置，其中该第一预定信号区间是从0.8微秒至2.4微秒的一区间，该第二预定信号区间也是从0.8微秒至2.4微秒的一区间。
6.如权利要求1所述的符码时序决定装置，其中当该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量与该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量的差异的绝对值小于一阈值时，该判断电路判断该预定关系被满足。
7.如权利要求1所述的符码时序决定装置，其中当该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量与一预设值的乘积不小于该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量时，该判断电路判断该预定关系被满足。
8.如权利要求6或7所述的符码时序决定装置，其中当该预定关系被满足时，该判断电路令该符码时序决定装置选用该第二符码时序；当该预定关系不被满足时，该判断电路令该符码时序决定装置选用该第一符码时序。
9.一种符码时序决定方法，能够避免一通信系统的符码时序同步错误，该符码时序决定方法包含：
检测一接收信号，以得到一第一符码时序；
依据该第一符码时序以及一已知长训练序列，处理该接收信号的一长训练序列的至少一部分，以得到一第一通道估测频域信号；
依据该第一通道估测频域信号产生一第一通道估测脉冲响应时域信号；
依据该第一通道估测脉冲响应时域信号的一第一预定信号区间，计算该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量；
位移该第一符码时序，以得到一第二符码时序；
依据该第二符码时序以及该已知长训练序列，处理该接收信号的该长训练序列的至少一部分，以得到一第二通道估测频域信号；
依据该第二通道估测频域信号产生一第二通道估测脉冲响应时域信号；
依据该第二通道估测脉冲响应时域信号的一第二预定信号区间，计算该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量；
判断该第一通道估测脉冲响应时域信号的能量与该第二通道估测脉冲响应时域信号的能量之间的一关系是否满足一预定关系；
在该预定关系被满足时，选用该第二符码时序；以及
在该预定关系不被满足时，选用该第一符码时序。
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