CN103501284A - 一种dvb-t2系统中精细定时同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DVB-T2系统中精细定时同步的方法,抽取接收到的T2帧中第一个P2符号中的导频，经过伪随机序列校正之后，对其进行IFFT变换，得到信道冲击响应；根据信道冲击响应的平均功率和包络，分离出信道冲击响应中的有效路径；使用本地生成的P2导频的时域信号，根据上述的信道冲击响应有效路径的位置及其镜像位置和时域P2信号做相关，分析判断信道冲击响应路径的真实位置；通过判断CIR的主径前面是否有径来判断信道的特征，从而据此利用符号间干扰最小的原则在时域调整FFT的窗口。本发明的方法极大地降低了运算量和锁定时间，提高了精细定时同步的准确度，减少了DVB-T2系统的功耗。

Description

一种DVB-T2系统中精细定时同步的方法

技术领域

本发明涉及DVB-T2系统中精细定时同步及FFT窗口调整的方法。

背景技术

在多载波系统中，为了保持OFDM符号的正交性，并且最大限度的减小OFDM符号之间的相互干扰(ISI)，通常会在两个OFDM之间插入保护间隔(GI)，来达到上述的目的。即从当前OFDM符号中的尾部取一定比例的部分复制到当前OFDM符号的起始位置。

在多载波系统中，为了适应不同的信道环境条件，通常会有多种保护间隔比例模式的选择，在接收机中，必须确定当前系统选择的保护间隔的长度才能正确的确定OFDM符号的起始位置。在多载波系统中，为了能够正确的接收到信号，接收机必须确定OFDM符号的起始位置，即符号定时。

符号定时分为粗定时和精细定时。前者将OFDM符号的起始位置锁定在能量最大的路径上，而后者会根据信道冲击响应的特征，将OFDM符号的起始位置锁定在ISI(符号间干扰)最小的位置上。

DVB-T2系统是一个以OFDM多载波技术为基础的地面数字电视广播系统，其基带信号被分割成一个一个的超帧，每个超帧里面包含最多255个T2帧，每个T2帧以一个P1符号位开始，后面跟着N个P2符号，之后是多个数据符号，其中P2符号和数据符号都有相同的FFT长度和保护间隔（GI）长度。

P2符号的特点是导频比较密集，导频间隔是3的倍数或者6的倍数，由FFT的长度和MISO的类型决定。

DVB-T2系统的精细定时同步通常是应用噪声功率检测的方法。

步骤如下：

1.在符号同步之后，接收FFT之后的P2符号的导频，将其进行IFFT变换到时域，得到第一信道冲击响应；

2.找到第一信道冲击响应中能量最大的路径，视为主径，并根据其能量计算门限，将低于门限的视为噪声，高于门限的视为信道多径。确定信道多径时延的范围为+-N/3或者+-N/6；

3.从主径的左边第一径开始，将其视为FFT窗口的起始位置；

4.截取一个P2符号的时域信息，然后利用FFT模块将之变换到频域，取出导频，再将导频经过IFFT反变换到时域，得到第二信道冲击响应；

5.统计第二信道冲击响应中低于门限的路径的噪声功率；

6.以步骤3中处理的径的镜像位置为FFT窗口的起始位置，重复步骤4和步骤5；得到镜像的噪声功率；

7.比较步骤5和步骤6得到的两个噪声功率，大者为真实的信道路径；

8.从主径左边的第二径开始，重复上述步骤，直到判断出所有路径的真实位置；

9.根据判断出的多径的位置，确定在时域截取OFDM符号的窗口位置。

10.完毕。

在上述的算法中，优点是能够比较准确的确定信道冲击响应的真实状态。但是其缺点也相当明显。原因在于整个过程反复使用FFT/IFFT运算。由于每一次FFT/IFFT运算会耗费大量的运算时间，当信道中路径的个数很多时(大于5)，就会使系统锁定的时间变得很慢，从而一方面会导致系统控制非常复杂，另一方面，会导致接收机整体的锁定时间变长，表现在搜台换台的时间长。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种DVB-T2系统中精细定时同步的方法，在保证监测信道冲击响应的准确性的基础上，大大缩短锁定的时间，减小运算量，减少系统功耗。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种DVB-T2系统中精细定时同步的方法，该方法为：

1)在帧同步和符号同步之后，利用发射机发射的P2符号的导频生成时域导频信息p2_prbs(n)，并存储所述时域导频信息p2_prbs(n)，其中，n=0～N-1；

2)接收并存储当前时间的T2帧第一个P2符号及所述第一个P2符号前后长度为max_chan_dly的时域信号R_p2(m)，存储深度为N+2max_chan_dly，即

m=0～N+2max_chan_dly-1；其中：

3)接收并抽取当前时间的T2帧的第一个频域P2符号的导频Rp(k0),并对所述导频R_p(k0)进行PRBS校正，得到校正后的序列H_p(k)；k0=0～pilot_num-1，

pilot_num为当前FFT模式下P2符号的导频的个数；其中：

当pilot_num<4096时，

$H_p\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{H}_p\left(k0\right)& ,k<\mathrm{pilot}\_\mathrm{num}\\ 0& ,\mathrm{pilot}\_\mathrm{num}\&le;k<4096\end{array}\right.;$

当pilot_num>4096时，

H_p(k)=H_p(k0),k=0～4095,k0=0～4095；

H_p(k0)=R_p(k0)×p2_prbs0(k_p)；

k_p为上述第k0个导频在P2符号中所占用的子载波的位置；

p2_prbs0(k_p)是长度为当前FFT模式下子载波个数的PRBS序列中第k_p个位置上的值，该PRBS序列是DVB-T2标准中用来生成导频的，其生成多项式为：x¹¹+x²+1，其中x为0或1；

4)对H_p(k)做2～8K IFFT变换，得到变换后的序列h(k)；

5)判断h(k)的形状，得到信道冲击响应第i条路径cir(i,j,t)的位置j、类型t，以及功率最大的信道冲击响应路径的位置cir_max；其中，i=0～cir_num-1，cir_num为信道冲击响应路径的总个数；0≤j<4096；

6)将步骤5）得到的信道冲击响应第i条路径cir(i,j,t)的位置j、功率最大的信道冲击响应路径的位置cir_max分别转换成实际信道的位置p和p_max：然后根据实际信道位置计算出第i条路径cir(i,j,t)的镜像位置p_mirror，得到转换后的信道冲击响应第i条路径cir(i,p,p_mirror,t)：

在SISO模式下： $p=\frac{j\&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}};$

在MISO模式下： $p=\left\{\begin{array}{cc}\frac{j\&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}}& ,j<2048\\ \frac{(j-2048)\&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}}& ,2048\&le;j<4096\end{array}\right.;$

$p\_\max =\frac{\mathrm{cir}\_\max \&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}};$

$p_{\mathrm{mirror}}=\left\{\begin{array}{c}p+\frac{N}{\mathrm{dx}},p<p\_\max \\ p-\frac{N}{\mathrm{dx}},p\&GreaterEqual;p\_\max \end{array}\right.$

其中，

7)根据上述步骤得到的转换后的信道冲击响应第i条路径cir(i,p,p_mirror,t)的实际位置p及其镜像的位置p_mirror，利用步骤1）得出的时域导频信息p2_prbs(n)和步骤

2）得出的时域信号R_p2(m)分别做两次相关，得到两个功率值pow_p和pow_p_mirror：

$\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{p2}(n+p_{\mathrm{mirror}})\&times;p2\_\mathrm{prbs}{\left(n\right)}^{*};$

$\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{p2}(n+p_{\mathrm{mirror}})\&times;p2\_\mathrm{prbs}{\left(n\right)}^{*};$

其中， $p_{\mathrm{mirror}}=\left\{\begin{array}{c}p+\frac{N}{\mathrm{dx}},p<p\_\max \\ p-\frac{N}{\mathrm{dx}},p\&GreaterEqual;p\_\max \end{array}\right.,$ *表示取共轭；

8)根据下式更新位置p，得到信道冲击响应中第i条路径的准确位置p'。

$p^{\&prime;}=\left\{\begin{array}{c}p,\mathrm{pow}\_p>\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}\\ p_{\mathrm{mirror}},\mathrm{pow}\_p\&le;\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}\end{array}\right.$

9)重复步骤6)、7)、8)，计算信道冲击响应的所有路径的准确位置p'，然后对所有的路径的准确位置按从小到大的顺序排序；

10)因为帧同步和符号同步的结果会将FFT的窗口的起始位置定在符号的保护间隔的开始的地方。而这个位置只是对应于信道冲击响应中能量最大径的位置，并不一定是符号间干扰最小的位置。因此需要根据p'、p_max和保护间隔GI的大小关系，重新调整当前FFT模式的FFT窗口，调整的窗口值fts_phase的计算方法如下：

gi_len是当前FFT模式下保护间隔GI的长度，gi_len取值分别是：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{N}{4},\frac{N}{8},\frac{N}{16},\frac{N}{32},\frac{N}{128},\frac{19N}{128},\frac{19N}{256}\end{array}\right\};$

11)将信道冲击响应路径的个数cir_num、准确位置p'、类型t输出给DVB-T2系统的信道估计模块；

12)对于当前时间的下一时间的T2帧的第一个P2符号位置，重复步骤1）～10）。

上述步骤4）中，本发明对H_p(k)做4K IFFT变换，在保证变换精度的同时，减少系统功耗。

所述步骤5）中，信道冲击响应第i条路径cir(i,j,t)的位置j、类型t，以及功率最大的信道冲击响应路径的位置cir_max的计算过程如下：

1)设定最大路径个数MAX_PATH_NUM，以及路径扩展范围PATH_SPD_RANGE；MAX_PATH_NUM的取值范围为6～16；

PATH_SPD_RANGE的取值范围为1～16；

MAX_PATH_NUM的值越大越好，但是其值越大会使得计算量变大，仿真表明，接收机所处的信道环境中，信道冲击响应的路径的个数为16的时候，信道冲击响应的总功率会接近99%；因此，综合考虑下来，确定MAX_PATH_NUM=16；

由于信道冲击响应的结果中存在着能量扩散，就其中的一条路径来说，其能量并不一定全部集中在上述步骤确定的位置上，而是分布在其周围。仿真表明，该径能量的的90%都分布在该径左右各12个采样值位置上。所以，在这里，我们可以设置PATH_SPD_RANGE=12；

2)计算h(k)的平均功率h_mean_pow，并计算判决门限h_dec_thd0：

$h\_\mathrm{mean}\_\mathrm{pow}=\sqrt{\frac{\underset{k=0}{\overset{4096}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h\left(k\right)\right|}^2}{4096}};$

h_dec_thd0=A×h_mean_pow；

其中，A为权重值，取值范围为1～32；

3)找到h(k)中功率最大的值h_pow_max，记录下其在h(k)中的位置h_pow_max_position，以及其所属信道的类型t，

在SISO的模式下，t=0

在MISO的模式下， $t=\left\{\begin{array}{c}0,h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}<2048\\ 1,h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}>2048\end{array}\right.;$

4)将h_pow_max_position位置左右为PATH_SPD_RANGE的窗口内的大于判决门限h_dec_thd0的功率累加起来，作为本路径的功率值；

5)将h_pow_max_position位置及其左右扩展范围PATH_SPD_RANGE内的h(k)清零；

6)重复步骤3）～5），直到找到MAX_PATH_NUM个路径为止，保存所有路径的功率值cir_pow(i)；

7)找到cir_pow(i)中的最大值，并根据该最大值更新所述判决门限，得到更新后的判决门限h_dec_thd：h_dec_thd=B×max(cir_pow(i))，i=0～MAX_PATH_NUM；B为权重值，取值范围为

8)去除cir_pow(i)中值小于h_dec_thd的功率值对应的路径，并统计信道冲击响应路径个数cir_num，记下功率最大的信道冲击响应路径的位置cir_max。

上述计算方法能保证信道冲击响应路径个数和位置计算的准确率，提高了判断真实路径的准确性。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明充分利用了DVB-T2系统的帧结构的特点，其时域的P2符号的导频信息具有明显的重复性，据此得到的精细定时同步的计算量和准确性比之前的方法得到了明显的改善；由于本发明的相关运算仅仅在信道冲击响应的位置处做相关，从而降低了运算量，减小了系统的锁定时间；而由于P2符号的时域信息的重复性的特点，据此做的相关结果的具有很高的区分度，便于比较，从而提高了判断真实路径的准确性；本发明的方法极大地降低了运算量和锁定时间，提高了精细定时同步的准确度，减少了DVB-T2系统的功耗。

附图说明

图1为DVB-T2帧结构；

图2为MISO模式下DVB-T2P2符号的导频图案；

图3为SISO模式下DVB-T2P2符号的导频图案；

图4为生成PRBS序列的PRBS序列产生器示意图；

图5为本发明方法流程图。

具体实施方式

在DVB-T2等数字电视系统中，精细定时同步的作用在于首先要确定信道冲击响应的状态，然后据此调整OFDM符号的FFT窗口，从而使得在接收到的OFDM符号中的符号间干扰(ISI)最小。

本发明的方法流程图见图5。

1）利用发射机发射的P2符号的导频生成时域导频信息p2_prbs（w），并且将其存储下来：

a)通过图4给出的PRBS序列产生器，生成PRBS序列p2_prbs0(q)，q=[0～kmax-1]，kmax为当前传输模式下P2符号中有效子载波的个数；

图4所示的PRBS产生器的生成多项式为：x¹¹+x²+1，其中x为0或1；

b)根据当前的传输模式，即FFT模式确定P2符号导频的间隔dx；

c)将上述p2_prbs0(q)序列中非dx的整数倍的位置置零；

q=[0～kmax-1]；

d)对序列p2_prbs1(q)进行循环移位，得到序列p2_prbs2(w)

$p2\_\mathrm{prbs}2\left(w\right)=\left[\begin{array}{ccc}p2\_\mathrm{prbsl}(w+\frac{k\max -1}{2})& ,& w\&le;\frac{k\max -1}{2}\\ 0& ,& \frac{k\max -1}{2}<w\&le;N-\frac{k\max -1}{2}\\ p2\_\mathrm{prbsl}(w+\frac{k\max -1}{2}-N)& ,& N-\frac{k\max -1}{2}<w\&le;N-1\end{array}\right]$

e)对经步骤d）处理后的序列做IFFT变换，得到P2符号导频的时域序列p2_prbs（w），w=[0～N-1]；

2）接收机接收并存储T2帧第一个P2符号及其前后长度为max_chan_dly的时域信号R_p2(m)，存储深度为N+2max_chan_dly，即m=0～N+2max_chan_dly-1；

3）接收机接收并抽取当前时间的T2帧的第一个频域P2符号的导频,并对其进行PRBS矫正；接收到的导频为R_p(k0)，k0=0～pilot_num-1，pilot_num为当前传输模式下的导频的个数；

PRSB序列为p2_prbs0(k_p)，k_p为上述第k0个导频在OFDM符号中所占用的子载波的位置。

校正之后的序列可以表示为：

H_p(k0)=R_p(k0)×p2_prbs0(k_p)

此时需要注意，如果H_p(k0)的个数大于4096，只取前4096个，如果H_p(k0)的个数不足4096，则需要补零凑成4096，因此最终得到的H_p(k)是一个长度为4096的向量，即

当pilot_num<4096时，

$H_p\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{H}_p\left(k0\right)& ,k<\mathrm{pilot}\_\mathrm{num}\\ 0& ,\mathrm{pilot}\_\mathrm{num}\&le;k<4096\end{array}\right.;$

当pilot_num>4096时，

H_p(k)=H_p(k0),k=0～4095,k0=0～4095；

4）对序列H_p(k)做4K IFFT变换得到h(k)：

我们注意到，在MISO模式下，信道0的路径分布在h(k)的前2048点上，而信道1的路径分布在h(k)的后2048点上。为了方便操作，我们还将两个信道视为一个，统一处理，这样就可以和SISO的处理方式一样了；

5）判断h(k)的形状，得到信道冲击响应路径的个数和位置以及类型cir(i,j,t)，以及功率最大的径的位置cir_max。其中i=0～cir_num-1，cir_num为路径的个数；j为路径的位置，0≤j<4096，t为信道的类型，在SISO模式下，t=0，在MISO模式下，t=0表示信道0即TX0，t=1表示信道1即TX1。

步骤如下：

a)设定最大路径个数MAX_PATH_NUM，以及路径扩展范围PATH_SPD_RANGE；

b)计算h(k)的平均功率，并计算判决门限：

$h\_\mathrm{mean}\_\mathrm{pow}=\sqrt{\frac{\underset{k=0}{\overset{4096}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h\left(k\right)\right|}^2}{4096}};$

h_dec_thd0=A×h_mean_pow，A为权重值，取值范围为1-32；

c)找到h(k)中功率最大的值h_pow_max，记录下其在h(k)中的位置h_pow_max_position，以及其所属信道的类型t，

在SISO的模式下，

t=0

在MISO的模式下，

$t=\left\{\begin{array}{c}0,h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}<2048\\ 1,h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}>2048\end{array}\right.$

d)将最大值位置左右为PATH_SPD_RANGE的窗口内的大于门限h_dec_thd0的功率累加起来，作为本路径的功率值：

$\mathrm{cir}\_\mathrm{pow}\left(i\right)=\sqrt{\underset{n=j-\mathrm{PATH}\_\mathrm{SPD}\_\mathrm{RANGE}}{\overset{n=j+\mathrm{PATH}\_\mathrm{SPD}\_\mathrm{RANGE}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h\left(n\right)\right|}^2}$

e)将h_pow_max_position位置及其左右扩展范围PATH_SPD_RANGE内的h(k)清零：

$h\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}h\left(k\right)& h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}-\mathrm{PATH}\_\mathrm{SPD}\_\mathrm{RANGE}\&le;k\&le;h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}+\mathrm{PATH}\_\mathrm{SPD}\_\mathrm{RANGE}\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right.$

f)重复步骤3)～步骤5)，直到找到MAX_PATH_NUM个路径为止；

g)找到cir_pow(i)中的最大值，并据此更新判决门限

h_dec_thd=B×max(cir_pow(i))，i=0～MAX_PATH_NUM

h)在cir_pow(i)中，去除功率小于h_dec_thd的路径：

$\mathrm{cir}\_\mathrm{pow}\left(i\right)=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{cir}\_\mathrm{pow}\left(i\right)& \mathrm{cir}\_\mathrm{pow}\left(i\right)>h\_\mathrm{dec}\_\mathrm{thd}\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right]$

更新cir(i,j,t)然后统计其中路径的个数cir_num，并记录下功率最大值的位置cir_max（保证信道冲击响应路径的个数和位置准确率）

6）将第i条路径的位置j以及功率值最大路径的位置转换成在实际信道的位置，得到第i条路径的实际位置p和功率值最大路径的实际位置p_max；

$p\_\max =\frac{\mathrm{cir}\_\max \&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}},$ $\mathrm{dx}=\left\{\begin{array}{cc}6& ,\mathrm{SISO},N=32768\\ 3& ,\mathrm{else}\end{array}\right.;$

在SISO模式下：

$p=\frac{j\&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}};$

在MISO模式下：

$p=\left\{\begin{array}{cc}\frac{j\&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}}& ,j<2048\\ \frac{(j-2048)\&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}}& ,2048\&le;j<4096\end{array}\right.;$

7）利用本地存储的由PRBS序列生成的P2符号的时域导频信号p2_prbs和接收到的时域信号R_p2根据上述的cir(i,p,t)信息做相关，相关的结果就是路径的功率，每一个路径要做两次相关，分别是位置p和位置p_mirror处的路径，得到两个功率值pow_p和pow_p_mirror。

$p_{\mathrm{mirror}}=\left\{\begin{array}{c}p+\frac{N}{\mathrm{dx}},p<p\_\max \\ p-\frac{N}{\mathrm{dx}},p\&GreaterEqual;p\_\max \end{array}\right.$

$\mathrm{pow}\_p=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{p}2(n+p)\&times;p2\_\mathrm{prbs}{\left(n\right)}^{*},$

$\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{p}2(n+p)\&times;p2\_\mathrm{prbs}{\left(n\right)}^{*}$ ‘*’表示取共轭；

通过比较每一个路径及其镜像的功率大小，来判断该路径的真实位置，功率较大的位置为正确的位置。遍历所有路径之后，更新p，得到准确位置p'：

$p^{\&prime;}=\left\{\begin{array}{c}p,\mathrm{pow}\_p>\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}\\ p_{\mathrm{mirror}},\mathrm{pow}\_p\&le;\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}\end{array}\right.$

8）对所有路径的准确位置按照从小到大的顺序排序；

9）比较p'和p_max以及保护间隔GI的大小关系，计算调整FFT窗口的偏移量fts_phase。

10）将cir(i,p,t)和fts_phase输出给信道估计模块。

11）在接下来的T2帧的第一个P2符号位置，重复上述的步骤1)～7)；需要注意的是，8)中fts_phase的计算方法变成比较当前FTS的p_max和前一次FTS的p_max的差值。

本发明中的精细定时同步是在帧同步和符号同步的基础上开始的。DVB-T2系统的帧同步和符号同步的定位位置是FFT能量最大的窗口位置。如果信道中存在多径，那么这个FFT的窗口可能会包含符号间干扰，从而导致系统的性能变差。

因此需要根据信道冲击响应的特征，将FFT的窗口调整到符号间干扰最小的位置。

本发明充分利用DVB-T2系统中P2符号的特征，其在时域具有很好的重复性。因此，我们可以通过将时域的P2符号和本地存储的P2符号的导频的时域信息做相关，就会很容易的分辨出真实的路径和虚拟的路径之间的区别，从而确定信道冲击响应的特征。

由于P2符号的时域信息的重复性，如果用其和本地存储的导频时域信息做循环相关，就会得到一个完成的信道冲击响应的，只不过在这个结果中信道冲击响应重复了3次或者6次(3次和6次由FFT的长度和MISO的类型决定)。

如果用时域的P2符号和本地存储的导频时域信息做滑动相关，也可以得到一个信道冲击响应的形状，而且这个相关结果中的信道冲击响应也重复了3次或者6次。但是，滑动相关和循环相关的区别在于，循环相关完整的利用了时域P2符号的重复性，而滑动相关只是部分利用了其重复性，即其结果中只有真实的信道冲击响应完全利用了重复性，而其镜像是部分利用了重复性，如此导致的结果是信道冲击响应的镜像的功率比实际的功率要小。我们根据这个特点，来判断到底哪个径是真实的，哪个径是虚拟镜像的，从而得到真实的信道冲击响应的特征。而后，据此来调整FFT的窗口，使得系统中存在的ISI的能量最小。

Claims (5)

1.一种DVB-T2系统中精细定时同步的方法，其特征在于，该方法为：

1)在帧同步和符号同步之后，利用发射机发射的P2符号的导频生成时域导频信息p2_prbs(n)，并存储所述时域导频信息p2_prbs(n)；其中，n=0～N-1；

2)接收并存储当前时间的T2帧第一个P2符号及所述第一个P2符号前后长度为max_chan_dly的时域信号R_p2(m)，存储深度为N+2max_chan_dly，即m=0～N+2max_chan_dly-1；其中：

3)接收并抽取当前时间的T2帧的第一个频域P2符号的导频R_p(k0),并对所述导频R_p(k0)进行PRBS校正，得到校正后的序列H_p(k)；k0=0～pilot_num-1，pilot_num为当前FFT模式下P2符号的导频的个数；其中：

当pilot_num<4096时，

$H_p\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{H}_p\left(k0\right)& ,k<\mathrm{pilot}\_\mathrm{num}\\ 0& ,\mathrm{pilot}\_\mathrm{num}\&le;k<4096\end{array}\right.;$

当pilot_num>4096时，

H_p(k)=H_p(k0),k=0～4095,k0=0～4095；

H_p(k0)=R_p(k0)×p2_prbs0(k_p)；

k_p为上述第k0个导频在P2符号中所占用的子载波的位置；

p2_prbs0(k_p)是长度为当前FFT模式下子载波个数的PRBS序列中第k_p个位置上的值，该PRBS序列生成多项式为：x¹¹+x²+1，其中x为0或1；

4)对H_p(k)做2～8K IFFT变换，得到变换后的序列h(k)；

5)判断h(k)的形状，得到信道冲击响应第i条路径cir(i,j,t)的位置j、类型t，以及功率最大的信道冲击响应路径的位置cir_max；其中，i=0～cir_num-1，cir_num为信道冲击响应路径的总个数；0≤j<4096；

6)将步骤5）得到的信道冲击响应第i条路径cir(i,j,t)的位置j、功率最大的信道冲击响应路径的位置cir_max分别转换成实际信道的位置p和p_max：然后根据实际信道位置计算出第i条路径cir(i,j,t)的镜像位置p_mirror，得到转换后的信道冲击响应第i条路径cir(i,p,p_mirror,t)；

在SISO模式下： $p=\frac{j\&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}};$

在MISO模式下： $p=\left\{\begin{array}{cc}\frac{j\&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}}& ,j<2048\\ \frac{(j-2048)\&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}}& ,2048\&le;j<4096\end{array}\right.;$

$p\_\max =\frac{\mathrm{cir}\_\max \&times;N}{4096\&times;\mathrm{dx}};$

$p_{\mathrm{mirror}}=\left\{\begin{array}{c}p+\frac{N}{\mathrm{dx}},p<p\_\max \\ p-\frac{N}{\mathrm{dx}},p\&GreaterEqual;p\_\max \end{array}\right.$

其中，

7)根据上述步骤得到的转换后的信道冲击响应第i条路径cir(i,p,p_mirror,t)的实际位置p及其镜像的位置p_mirror，利用步骤1）得出的时域导频信息p2_prbs(n)和步骤

2）得出的时域信号R_p2(m)分别做两次相关，得到两个功率值pow_p和pow_p_mirror：

$\mathrm{pow}\_p=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{p}2(n+p)\&times;p2\_\mathrm{prbs}{\left(n\right)}^{*}$

$\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_{p2}(n+p_{\mathrm{mirror}})\&times;p2\_\mathrm{prbs}{\left(n\right)}^{*};$ *表示取共轭；

8)根据下式更新位置p，得到信道冲击响应中第i条路径的准确位置p'；

$p^{\&prime;}=\left\{\begin{array}{c}p,\mathrm{pow}\_p>\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}\\ p_{\mathrm{mirror}},\mathrm{pow}\_p\&le;\mathrm{pow}\_p_{\mathrm{mirror}}\end{array}\right.$

9)重复步骤6)、7)、8)，计算信道冲击响应的所有路径的准确位置，然后将信道冲击响应的所有路径的准确位置按从小到大的顺序排序；

10)根据p'、p_max和保护间隔GI的大小关系，重新调整当前FFT模块的FFT窗口，调整的窗口值fts_phase的计算方法如下：

gi_len是当前FFT模式下保护间隔GI的长度，gi_len取值分别是：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{N}{4},\frac{N}{8},\frac{N}{16},\frac{N}{32},\frac{N}{128},\frac{19N}{128},\frac{19N}{256}\end{array}\right\};$

11)将信道冲击响应路径的个数cir_num、准确位置p'、类型t输出给DVB-T2系统的信道估计模块；

12)对于当前时间的下一时间的T2帧的第一个P2符号位置，重复步骤1）～10）。

2.根据权利要求1所述的DVB-T2系统中精细定时同步的方法，其特征在于，所述步骤4）中，对H_p(k)做4K IFFT变换，得到变换后的序列h(k)。

3.根据权利要求1所述的DVB-T2系统中精细定时同步的方法，其特征在于，所述步骤5）中，信道冲击响应第i条路径cir(i,j,t)的位置j、类型t，以及功率最大的信道冲击响应路径的位置cir_max的计算过程如下：

1)设定最大路径个数MAX_PATH_NUM，以及路径扩展范围

PATH_SPD_RANGE；MAX_PATH_NUM的取值范围为6～16；

PATH_SPD_RANGE的取值范围为1～16；

2)计算h(k)的平均功率h_mean_pow，并计算判决门限h_dec_thd0：

$h\_\mathrm{mean}\_\mathrm{pow}=\sqrt{\frac{\underset{k=0}{\overset{4096}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h\left(k\right)\right|}^2}{4096}};$

h_dec_thd0=A×h_mean_pow；

其中，A为权重值，取值范围为1～32；

3)找到h(k)序列中的所有点对应的功率的最大值h_pow_max，记录h_pow_max对应的点在h(k)中的位置h_pow_max_position，以及该点所属信道的类型t，即：

$h\_\mathrm{pow}\_\max =\max \left\{\right|\underset{k=0~4095}{h}\left(k\right){|}^2\}=|h(h\_\mathrm{pow}\_\mathrm{position}){|}^{2;}$

在SISO的模式下，t=0

在MISO的模式下， $t=\left\{\begin{array}{c}0,h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}<2048\\ 1,h\_\mathrm{pow}\_\max \_\mathrm{position}>2048\end{array}\right.;$

4)将h_pow_max_position位置左右为PATH_SPD_RANGE的窗口内的大于判决门限h_dec_thd0的功率累加起来，作为本路径的功率值；

5)将h_pow_max_position位置及其左右扩展范围PATH_SPD_RANGE内的h(k)清零；

6)重复步骤3）～5），直到找到MAX_PATH_NUM个路径为止，保存所有路径的功率值cir_pow(i)；

7)找到cir_pow(i)中的最大值，并根据该最大值更新所述判决门限，得到更新后的判决门限h_dec_thd：h_dec_thd=B×max(cir_pow(i))，

i=0～MAX_PATH_NUM；B为权重值，取值范围为

8)去除cir_pow(i)中值小于h_dec_thd的功率值对应的路径，并统计信道冲击响应路径个数cir_num，记下功率最大的信道冲击响应路径的位置cir_max。

4.根据权利要求3所述的DVB-T2系统中精细定时同步的方法，其特征在于，所述最大路径个数MAX_PATH_NUM=16。

5.根据权利要求3或4所述的DVB-T2系统中精细定时同步的方法，其特征在于，所述路径扩展范围PATH_SPD_RANGE=12。

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