CN101465833A - 一种正交频分复用信号定时同步方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种正交频分复用信号定时同步方法，获取导频符号前半部分和后半部分的互相关值，以及该导频符号的相邻导频符号前半部分和后半部分的互相关值，根据这两个互相关值之和确定正交频分复用信号的定时位置。本发明还提供一种正交频分复用信号定时同步装置，包含相关值计算单元，用于获取导频符号前半部分和后半部分的互相关值，以及该导频符号的相邻导频符号前半部分和后半部分的互相关值；定时位置确定单元，用于根据这两个互相关值之和确定正交频分复用信号的定时位置。本发明提出的OFDM信号定时同步的方法，将互相关的平台通过计算，处理了尖峰，可以精确的给出帧同步的起始位置，从而更有利于信号的处理和恢复。

Description

一种正交频分复用信号定时同步方法和装置

技术领域

本发明涉及移动通信，尤其涉及在CMMB(中国移动多媒体广播)系统中正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)信号的定时同步方法和装置。

背景技术

OFDM是一种多载波传输技术。OFDM在无线传输领域的应用越来越广泛，它是军用宽带数据链、WLAN、4G、CMMB等宽带通信系统极具潜力的传输技术。OFDM具有很好的抗窄带、多径干扰能力，并可通过独立调整子载波的调制方式和参数来改变传输率及接收信噪比(SNR)门限。因此，OFDM能极大地提高通信设备的数据传输效率和抗干扰性能，满足大量话音、数据、图像等信息传递的需求。

在OFDM系统中，接收端需要取出每个OFDM符号中的有用数据进行FFT变换，如何准确的把有用数据取出来，这就涉及到符号同步即符号定时问题。对于以OFDM为承载/调制方式的传输，由于大多数OFDM信号有循环的前导字符，对于帧内的整数倍偏移是可以容忍的，所以往往使用的定时同步方法，是对前导进行简单的相关。

Schmidl提出一种使用两个特殊训练序列进行符号定时同步和频率同步的方法。这种方法使用前后两个序列进行互相关，得到一段平台(相关的结果，这段平台的值最大)，由于OFDM的循环保护前缀的存在，这段平台里的任何地方都可以作为帧同步的起始点。这种定时方法不够精确，如果在时域加窗，则越精确的帧同步位置，对于恢复信号越有效。

OFDM系统中，当定时同步不理想，存在定时偏差Δτ时，接收信号

$y_{\mathrm{kT}-\mathrm{\Δ\τ}}=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{r}_n{g}_R(\mathrm{kT}-\mathrm{\Δ\τ}-\mathrm{nT})$

$=r_n{g}_R+\left(\mathrm{\Δ\τ}\right)+\underset{n\≠k}{\mathrm{\Σ}}{r}_n{g}_R[(k-n)T-\mathrm{\Δ\τ}]---\left(1\right)$

$g_R\left(n\right)=\frac{1}{2\mathrm{\π}}{\∫}_{-\frac{1+\mathrm{\α}}{2T}}^{\frac{1+\mathrm{\α}}{2T}}{G}_R\left(f\right)e^{-j2\mathrm{\πfn}}\mathrm{df}---\left(2\right)$

上式中，r_n为接收信号，g_R为接收滤波器的传输特性，α为其滚降系数。采样点偏移时，接收信号中除正确采样点外的所有基本波形叠加会产生码间干扰。

Schmidl的算法实现了符号定时和载波频偏估计的高效性，在理想信道和一般的信道条件下使用时可以满足要求，但是在信道环境很差的情况下，如果误差偏移超过循环前缀大小，那么就对信号恢复的影响非常大，往往会影响对整个信号序列的判断，降低接收质量。在多径时延大和信噪比低的情况下，存在相关平台下降点的不确定性。所以对于OFDM信号，需要提出一种定时同步方法，能使系统对抗更恶劣的信道条件。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种正交频分复用信号的定时同步方法和装置，提高信道条件恶劣时的信号接收质量，提高系统性能。

为了解决上述问题，本发明提供了一种正交频分复用信号定时同步方法，获取导频符号前半部分和后半部分的互相关值，以及该导频符号的相邻导频符号前半部分和后半部分的互相关值，根据这两个互相关值之和确定正交频分复用信号的定时位置。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述根据这两个互相关值之和确定正交频分复用信号的定时位置是指，使得这两个互相关值之和最大的时刻作为正交频分复用信号的定时位置。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，在使得所述两个互相关值之和大于2*P_max*β_threshold的时刻集合中查找所述定时位置，其中，P_max是所述两个互相关值中的最大互相关值，β_threshoid为一阈值。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，获取导频符号前半部分和后半部分的互相关值 $P\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m}^{*}{r}_{d+m+L}\right);L=N_{\mathrm{FFT}}/2;$

获取其相邻导频符号的前半部分和后半部分的互相关值P(d-N_FFT)；计算M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)，获取使得M(d)>2*P_max*β_threshold的d值集合；

在所述d值集合中，查找使得M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)最大的d值作为所述定时位置，所述N_FFT为导频符号的长度，所述

为导频符号的值，所述^*为取共轭。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述方法还包含，使用所述定时位置作为初始定时位置，对接收信号进行两次采样，其中一次的采样信号根据该初始定时位置进行内插，将内插后的接收信号和未进行内插的接收信号进行比较，根据误差值调整定时位置，使用调整后的定时位置代替初始定时位置；重复上述步骤，对定时位置进行调整。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，发送端处的所述导频符号由短前导和长前导组成，短前导由重复的数个特殊训练序列组成，长前导为两个重复的半帧，半帧的最后为特殊训练序列，所述特殊训练序列为实部是周期为2n-1的伪随机序列，虚部为

的常数，n是正整数。

本发明还提供一种正交频分复用信号定时同步装置，所述装置包含：

相关值计算单元，用于获取导频符号前半部分和后半部分的互相关值，以及该导频符号的相邻导频符号前半部分和后半部分的互相关值；

定时位置确定单元，用于根据这两个互相关值之和确定正交频分复用信号的定时位置。

进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述定时位置确定单元取使得所述两个互相关值之和最大的时刻作为正交频分复用信号的定时位置。

进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述定时位置确定单元在使得所述两个互相关值之和大于2*P_max*β_threshold的时刻集合中查找所述定时位置，其中，P_max是所述两个互相关值中的最大互相关值，β_threshold为一阈值。

进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述相关值计算单元根据下式计算导频符号前半部分和后半部分的互相关值 $P\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m}^{*}{r}_{d+m+L}\right);$ L＝N_FFT/2；其相邻导频符号的前半部分和后半部分的互相关值为P(d-N_FFT)；

所述定时位置确定单元具体根据如下方法得到定时位置，计算M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)，获取使得M(d)>2*P_max*β_threshold的d值集合；在所述d值集合中，查找使得M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)最大的d值作为所述定时位置，所述N_FFT为导频符号的长度，所述

为导频符号的值，所述^*为取共轭。

进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述装置还包含跟踪单元，用于使用所述定时位置确定单元确定的定时位置作为初始定时位置，对接收信号进行两次采样，其中一次的采样信号根据该初始定时位置进行内插，将内插后的接收信号和未进行内插的接收信号进行比较，根据其误差值调整定时位置，使用调整后的定时位置代替初始定时位置；重复上述步骤，对定时位置进行调整。

本发明提出的OFDM信号定时同步的方法，相比现有技术，将互相关的平台通过计算，处理了尖峰，可以精确的给出帧同步的起始位置，从而更有利于信号的处理和恢复。本发明利用了现有的协议帧结构，对于已有接收机算法进行较小改动，所以实现起来比较简单，而且易于操作，花费的代价比较小，使用该方法的OFDM接收机性能可以得到较大提升。

附图说明

图1是本发明OFDM发送/接收机信号处理流程图；

图2是本发明OFDM帧格式示意图；

图3是本发明定时同步方法流程图；

图4是本发明OFDM定时同步方法中峰值确定的示意图；

图5是本发明跟踪装置框图；

图6是本发明定时同步装置框图；

图7是理想信道和多径信道定时度量比较示意图；

图8是AWGN和多径+AWGN信道定时误差比较示意图；

图9是AWGN和多径+AWGN信道定时误差概率分布比较比较示意图。

具体实施方式

本发明提供一种CMMB中OFDM信号定时同步的方法，首先利用峰值确定粗定时同步位置，然后利用位定时跟踪环路进行定时同步跟踪。

其中，粗定时同步位置的确定主要包括：在下行链路的基带调制IFFT后，加入导频帧序列，在接收端的FFT之前，对导频帧序列及其相邻导频帧序列分别进行互相关，根据这两个相关值之和确定正交频分复用信号的定时位置，即取使得二者之和最大的时刻作为正交频分复用信号的定时位置(或起始时刻)，即粗定时同步位置。

图1所示为OFDM信号发送/接收流程。

发送流程包括：

OFDM信号在发射端进行编码，交织，QAM(Quadrature AmplitudeModulation，正交幅度调制)映射，循环前缀插入，然后进行串/并处理准备做IFFT变换，对于经过IFFT变换后的并行信号，进行如公式(4)的加窗，再处理成串行信号，接着进行滤波和数模转换，将基带信号调制到中频上，再二次调制到射频上进行发射。

接收流程包括：

射频接收的信号，经过解调，模/数变换，接收滤波以后对信号进行同步操作，然后完成FFT(傅立叶变换)变换，FFT变换的位置由均衡反馈的参数进行调整，然后再通过位定时跟踪环路进行自适应调整，调整后的数据进行QAM反映射，最后判决。针对这样的接收流程，需要在发送流程中IFFT变换后加入设计好的导频帧。

图2给出了本发明所需要的OFDM的帧格式，前导帧(训练帧，导频帧)格式——前导帧由短前导和长前导组成：短前导由重复的数个(例如为8个)特殊训练序列(UW)组成，用作信号到达检测和定时同步门限判定，长前导为两个重复的半帧(半帧的最后也是UW序列)，用作定时同步，载波频偏估计以及信道估计，长前导的UW序列前面是特殊训练序列(长度和UW不同)，只要符合相关性好，有平稳的序列响应的序列即可。

UW序列可以为：实部是周期为2n-1的伪随机序列，虚部为

的常数(n是正整数)，该序列有很好的相关性和宽带、平稳的频率响应。当然UW序列也可以是其他相关性好、由平稳的频率响应的序列，本发明对此不作限定。

长前导序列UW前面的特殊训练序列可以使用实部是周期为2ⁿ-1的伪随机序列，虚部为

的常数(n是正整数)只需要n值和UW序列不同即可。

图2中帧结构的前导符号中a，b部分为相同的UW序列，是为了形成周期的结构以抗多径，使估计时不受多径时延的影响，所以相关值的平台不可避免。本发明使用相邻导频符号的互相关值相加的方式，避免了平台的形成。

为了获得精准的定时信息，本发明首先用门限和相关峰值结合的方法确定符号起始点位置，再利用内插的方法进行定时偏差补偿，如图3所示，具体包括：

步骤310，在滤波完成后，计算导频符号前半部分和后半部分的互相关值

$P\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m}^{*}{r}_{d+m+L}\right);L=N_{\mathrm{FFT}}/2---\left(3\right)$

r_d+m，r_d+m+L为接收信号，^*为取共轭，N_FFT为一个OFDM符号的有效数据的个数即FFT长度。

步骤320，计算该导频符号的相邻导频信号的前半部分和后半部分的互相关值P(d-N_FFT)；

步骤330，由于短前导相关峰值P_max与长前导相关度量平台受信道影响相同，取相关峰值作为门限(见图4)，即计算M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)，查找使得M(d)>2*P_max*β_threshold的d值集合；β_threshold的值在信噪比和定时误差之间折衷，一般取0.9，P_max是P(d)，P(d-N_FFT)中最大的互相关值。

步骤340，在步骤130中确定的d值集合中，查找使得M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)最大的d值作为符号的起始位置即定时位置。

判决函数 $\hat{d}=\arg \underset{d}{\max }\{P\left(d\right)+P(d-N_{\mathrm{FFT}})\}---\left(5\right)$

上述步骤330的作用主要是简化运算，方便查找峰值，也可以使用其它方式得到使得M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)最大的d值作为定时位置，本发明对此不作限定。

上述d值即为粗定时同步位置，接收端在后续的接收过程中，使用位定时跟踪方法进行跟踪，对该粗定时同步位置进行修正。

位定时跟踪的误差跟踪检测方法，采用每个码元采样两次，并且其中一个采样值用于符号判决的方法，误差提取的方法为

$\mathrm{\ϵ}\left(\mathrm{\τ}\right)=y_I[(n-\frac{1}{2})T+\mathrm{\τ}]$

$\·\{y_I(\mathrm{nT}+\mathrm{\τ})-y_I[(n-1)T+\mathrm{\τ}]\}$

$+y_Q[(n-\frac{1}{2})T+\mathrm{\τ}]$

$\·\{y_Q(\mathrm{nT}+\mathrm{\τ})-y_Q[(n-1)T+\mathrm{\τ}]\}---\left(6\right)$

公式(6)中y是匹配滤波器输出值，T是符号周期，g(n)是环路滤波器响应。

如图5所述，跟踪装置包含内插滤波器，匹配滤波器，时序错误检测器、环路滤波器和控制器。对接收信号进行两次采样，控制器使用前面确定的粗定时同步位置d值产生一内插分数间隔μ控制计算内插值，内插滤波器根据μ对一接收信号进行内插，时序错误检测器将内插后的信号和没有进行内插的接收信号进行比较，得到一误差(见公式6)，将该误差经环路滤波器滤波后输入控制器，由控制器根据该误差调整时序，重新产生内插分数间隔μ控制计算内插值，继续该过程，从而不间断的调整定时位置。

其中，控制器基于NCO累加器，相位步进由环路滤波后的时序错误调整。每次相位累加器溢出时，产生内插分数间隔μ控制计算内插值，同时调整时序。采用的内插滤波器是4点3阶的Farrow结构滤波器，它具有较好的滤波性能。这种结构简单的逐个采样点跟踪方法能得到很好的同步效果。

本发明还提供一种正交频分复用信号定时同步装置，如图6所示，该装置包含：

相关值计算单元，用于获取导频符号前半部分和后半部分的互相关值 $P\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m}^{*}{r}_{d+m+L}\right);$ L＝N_FFT/2，以及该导频符号的相邻导频符号前半部分和后半部分的互相关值P(d-N_FFT)；

定时位置确定单元，用于根据这两个互相关值之和确定正交频分复用信号的定时位置，即取使得这两个互相关值之和最大的时刻作为正交频分复用符号的定时位置。其中，定时位置确定单元在所述两个互相关值之和大于2*P_max*β_threshold的时刻集合中查找所述定时位置，其中，P_max是所述两个互相关值中的最大互相关值，β_threshold为一阈值，β_threshold可为0.9。即定时位置确定单元计算M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)，获取使得M(d)>2*P_max*β_threshold的d值集合；在所述d值集合中，查找使得M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)最大的d值作为所述定时位置，N_FFT为导频符号的长度，

为导频符号的值，^*为取共轭。

本发明所述正交频分复用信号定时同步装置还包含跟踪单元，用于使用定时位置确定单元确定的定时位置作为初始定时位置，对接收信号进行两次采样，其中一次的采样信号根据该初始定时位置进行内插，将内插后的接收信号和未进行内插的接收信号进行比较，根据其误差值调整定时位置，使用调整后的定时位置代替初始定时位置；重复上述步骤，对定时位置进行调整。其一实施例如图5所示，此处不再赘述。

图7，8，9是本发明方法和现有技术定时同步仿真结果示意图，仿真中采用IEEE802.16推荐的3径信道模型SUI-3，最大多径时延扩展为0.9μs，在保护间隔持续时间N_s。范围内。具体参数详见表1，使用MATLAB进行仿真。

表1  OFDM系统仿真参数设置

图7分别给出了Schmidl和本发明所述方法在理想信道以及多径加噪声(AWGN，10dB)条件下的相关度量曲线示意图。可以看出Schmidl方法由于度量平台的波动，在信道条件差时估算效果不理想，而本发明所给出的方法则可以在恶劣的条件下得到精确的符号起始位置，而且计算出的信号相关值可以用于频率偏差的估计。

图8为分别采用Schmidl和本发明所述方法，在单独的AWGN噪声信道以及多径和AWGN噪声共同存在情况下，统计定时估计错误的均值和方差。可以看出，在高信噪比情况下，两种方法的定时估计错误的均值和方差收敛到最小；信噪比低时，用Schmil方法得出的错误估计点很多，方差大而且均值也不稳定，而用本发明所述方法可以得到均值稳定，方差小得多的结果。

图9为两种方法分别在单独AWGN噪声信道以及多径和AWGN噪声信道下的定时误差结果。图中的统计结果均是在信噪比为15dB的条件下，10000次仿真后的结果。横轴表示的是定时估计的偏移值。从图中可以看到，本发明提出算法的估计值要精确得多。

Claims (11)

1、一种正交频分复用信号定时同步方法，其特征在于，获取导频符号前半部分和后半部分的互相关值，以及该导频符号的相邻导频符号前半部分和后半部分的互相关值，根据这两个互相关值之和确定正交频分复用信号的定时位置。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据这两个互相关值之和确定正交频分复用信号的定时位置是指，使得这两个互相关值之和最大的时刻作为正交频分复用信号的定时位置。

3、如权利要求2所述的方法，其特征在于，在使得所述两个互相关值之和大于2*P_max*β_threshold的时刻集合中查找所述定时位置，其中，P_max是所述两个互相关值中的最大互相关值，β_threshold为一阈值。

4、如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述方法具体包含：

获取导频符号前半部分和后半部分的互相关值 $P\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m}^{*}{r}_{d+m+L}\right);L=N_{\mathrm{FFT}}/2;$

获取其相邻导频符号的前半部分和后半部分的互相关值P(d-N_FFT)；

计算M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)，获取使得M(d)>2*P_max*β_threshold的d值集合；

在所述d值集合中，查找使得M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)最大的d值作为所述定时位置，所述N_FFT为导频符号的长度，所述

为导频符号的值，所述*为取共轭。

5、如权利要求1至4任一所述的方法，其特征在于，所述方法还包含，使用所述定时位置作为初始定时位置，对接收信号进行两次采样，其中一次的采样信号根据该初始定时位置进行内插，将内插后的接收信号和未进行内插的接收信号进行比较，根据误差值调整定时位置，使用调整后的定时位置代替初始定时位置；重复上述步骤，对定时位置进行调整。

6、如权利要求1至4任一所述的方法，其特征在于，发送端处的所述导频符号由短前导和长前导组成，短前导由重复的数个特殊训练序列组成，长前导为两个重复的半帧，半帧的最后为特殊训练序列，所述特殊训练序列为实部是周期为2ⁿ-1的伪随机序列，虚部为

的常数，n是正整数。

7、一种正交频分复用信号定时同步装置，其特征在于，所述装置包含：

相关值计算单元，用于获取导频符号前半部分和后半部分的互相关值，以及该导频符号的相邻导频符号前半部分和后半部分的互相关值；

定时位置确定单元，用于根据这两个互相关值之和确定正交频分复用信号的定时位置。

8、如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述定时位置确定单元取使得所述两个互相关值之和最大的时刻作为正交频分复用信号的定时位置。

9、如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述定时位置确定单元在使得所述两个互相关值之和大于2*P_max*β_threshold的时刻集合中查找所述定时位置，其中，P_max是所述两个互相关值中的最大互相关值，β_threshold为一阈值。

10、如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述相关值计算单元根据下式计算导频符号前半部分和后半部分的互相关值 $P\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m}^{*}{r}_{d+m+L}\right);L=N_{\mathrm{FFT}}/2;$ 其相邻导频符号的前半部分和后半部分的互相关值为P(d-N_FFT)；

所述定时位置确定单元具体根据如下方法得到定时位置，计算M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)，获取使得M(d)>2*P_max*β_threshold的d值集合；在所述d值集合中，查找使得M(d)＝P(d)+P(d-N_FFT)最大的d值作为所述定时位置，所述N_FFT为导频符号的长度，所述

为导频符号的值，所述*为取共轭。

11、如权利要求7至10任一所述的装置，其特征在于，所述装置还包含跟踪单元，用于使用所述定时位置确定单元确定的定时位置作为初始定时位置，对接收信号进行两次采样，其中一次的采样信号根据该初始定时位置进行内插，将内插后的接收信号和未进行内插的接收信号进行比较，根据其误差值调整定时位置，使用调整后的定时位置代替初始定时位置；重复上述步骤，对定时位置进行调整。

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