WO2012088832A1 - 微波通信数据传输方法及装置 - Google Patents
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- H04W56/00—Synchronisation arrangements
Definitions
- the present invention relates to the field of communications, and in particular to a method and apparatus for transmitting microwave communication data.
- Digital microwave communication is a communication means that uses digital signal processing technology in transmission to realize information transmission by using microwave frequency.
- high-order Quadrature Amplitude Modulation (QAM) modulation 256QAM or even 512QAM or higher
- QAM Quadrature Amplitude Modulation
- the digital microwave communication system is generally used as a thousand-wire transmission or as a backup protection for the kilo-wire fiber.
- the Qibo communication system is a point-to-point line-of-sight communication
- its wireless channel environment is better than that of a mobile communication system, but it still cannot avoid the effects of fading, noise, interference and multipath effects in the wireless channel.
- ISI Intersymbol Interference
- Amplitude and phase distortion in today's digital microwave communication systems, most of the receivers use blind equalization techniques.
- a primary object of the present invention is to provide a microwave communication data transmission method and apparatus, so as to at least solve the problem that the reliability of microwave communication data transmission is relatively poor and the stability is relatively low in the related art.
- a microwave communication data transmission method is provided.
- the carrier frequency offset estimation of the training frame body using the training frame includes: conjugate the conjugate of all symbols on the nth training sequence in the N training sequence in the training frame body to be the same on the n-1th training sequence The symbols at the position are multiplied, where 2 ⁇ n ⁇ N;
- the carrier frequency offset is determined to be the quotient of the sum of all the results obtained by the multiplication operation and the division by L.
- the above method further includes: performing convergence of the adaptive equalizer using the training frame.
- the convergence of the adaptive equalizer using the training frame includes: summing the training frame body according to the symbol of the length L of the training sequence to obtain a first sequence; dividing the first sequence and the N phase to obtain a second sequence, where The second sequence is of length L; the equalization of the adaptive equalizer is performed using the second sequence, the training frame preamble, and the system capability negotiation message.
- L satisfies a predetermined condition, wherein the predetermined condition is: L is greater than the differential order of the training frame preamble and the absolute value of the difference between the powers of L and 2 is less than a predetermined value.
- the microwave communication data transmission apparatus includes: a synchronization module configured to perform synchronization between microwave communication nodes using a training frame, wherein the training frame includes: a training frame preamble, a system capability negotiation message, and a training frame frame body, and a training frame
- the frame body is a combined sequence obtained by performing N repetitions of the training sequence of length L, and N is an integer greater than or equal to 1; the transmission module is set to perform data transmission after the synchronization operation.
- the synchronization module includes: a carrier frequency offset estimation module, configured to perform carrier frequency offset estimation of the training frame body.
- the apparatus further includes: a convergence module configured to perform a convergence operation of the adaptive equalizer using the training frame.
- the convergence module includes: a first processing module, configured to: sum the training frame frame body according to a symbol corresponding to a length L of the training sequence to obtain a first sequence; and the second processing module is configured to divide the first sequence and the N phase to obtain a second sequence, wherein the second sequence length is L; an equalizer convergence module configured to perform a convergence operation of the adaptive equalizer using the second sequence, the training frame preamble, and the system capability negotiation message.
- the training frame is used to perform synchronization of the microwave communication node, and the training frame includes: a training frame preamble, a system capability negotiation message, and a training frame frame body, and the training frame frame body performs N times repetition of the training sequence of length L.
- N is an integer greater than or equal to 1, and after data transmission, the data transmission is overcome, which overcomes the problem of low efficiency and poor reliability of the microwave communication data transmission method in the related art, and improves the synchronization training frame frame frequency The accuracy of the error is estimated, and the efficiency and reliability of the microwave communication data transmission method are improved.
- FIG. 1 is a flowchart of a microwave communication data transmission method according to an embodiment of the present invention
- FIG. 2 is a schematic diagram of a training frame in a digital microwave communication system according to an embodiment of the present invention
- FIG. 4 is a schematic diagram of a repetition structure of a training frame frame body in an embodiment of the present invention
- FIG. 5 is a training sequence generator in a digital microwave communication system according to an embodiment of the present invention
- FIG. 6 is a schematic diagram of a repetition structure of a training frame frame body in a synchronization carrier frequency offset estimation algorithm according to an embodiment of the present invention
- FIG. 7 is an adaptive equalization training process according to an embodiment of the present invention.
- FIG. 1 is a flowchart of a microwave communication data transmission method according to an embodiment of the present invention
- FIG. 2 is a schematic diagram of a training frame in a digital microwave communication system according to an embodiment of the present invention
- FIG. 8 is a block diagram showing the structure of a microwave communication data transmission apparatus according to an embodiment of the present invention
- FIG. 9 is a block diagram showing a preferred configuration of a microwave communication data transmission apparatus according to an embodiment of the present invention.
- the method includes the following steps: Step S102: Using a training frame to perform microwave communication between nodes
- the synchronization frame includes: a training frame preamble, a system capability negotiation message, and a training frame frame body.
- the training frame frame body is a combined sequence obtained by performing N repetitions of the training sequence of length L, and N is an integer greater than or equal to 1.
- Step S104 After the synchronization operation, data transmission is performed.
- the synchronization of the microwave communication node is performed by using the training frame, wherein the training frame frame body performs the data transmission after the synchronization sequence obtained by performing the N repetitions of the training sequence of length L, and overcomes the related art.
- the microwave communication data transmission method has low efficiency and poor reliability, which improves the accuracy of the body frequency offset estimation error of the synchronous training frame frame, and improves the efficiency and reliability of the microwave communication data transmission method.
- the training sequence is modulated by a pseudo-random sequence generated by the scrambler in a low-order modulation manner.
- the training sequence generation is performed using the prior art, which reduces the development cost.
- a preferred embodiment of step 4 S 102 is described below.
- the carrier frequency offset estimation of the training frame body is performed using the training frame. With the preferred embodiment, the accuracy of data transmission is improved.
- performing carrier frequency estimation of the training frame body comprises: conjugate the conjugate of all symbols on the nth training sequence in the N-segment training sequence in the training frame body with the same position on the n-1th training sequence The symbols above are multiplied, where 2 ⁇ n ⁇ N;
- the carrier frequency offset is determined to be the quotient of the sum of all the results obtained by the multiplication operation and the division by L.
- the above method further comprises: performing convergence of the adaptive equalizer using the training frame. With the preferred embodiment, the accuracy of data transmission is improved.
- a preferred embodiment of the convergence of the adaptive equalizer using the training frame is described below.
- the equalization of the adaptive equalizer using the training frame includes: summing the training frame body according to the symbol of the length L of the training sequence to obtain a first sequence; dividing the first sequence and the N phase to obtain a second sequence, where The second sequence is of length L; using the second sequence, the training frame preamble, and the system can The force negotiation message performs convergence of the adaptive equalizer.
- the training frame sequence of the repeated structure is added according to the length L corresponding symbols of the repeated training segment, and then divided by the actual repetition length N to obtain a new length L.
- the sequence and training frame preamble and system capability negotiation message are used in the training process of the equalizer, which can effectively lower the noise of the training frame sequence, improve the signal to noise ratio of the training frame, and effectively improve the convergence speed and performance of the adaptive equalizer, and further Improve the demodulation performance of high-order QAM modulation of the system under certain channel and signal-to-noise ratio conditions.
- L satisfies a predetermined condition, wherein the predetermined condition is: L is greater than a difference order of the leading head of the training frame and an absolute value of a difference between the powers of L and 2 is less than a predetermined value.
- Embodiment 1 This embodiment provides a microwave communication data transmission method.
- the training frame used in the digital microwave communication system in this embodiment is as shown in FIG. 2 .
- 2 is a schematic diagram of a training frame in a digital microwave communication system according to an embodiment of the present invention.
- the sending end continuously sends a training frame until the sending end receives the confirmation that the receiving end sends the synchronous feedback information, and then the sending end starts to send the data. frame.
- the structure of the training frame is as shown in FIG.
- the training frame body in this embodiment uses a repetition training sequence structure
- FIG. 4 is a schematic diagram of a training frame frame body repetition structure according to an embodiment of the present invention, and the training sequence of length L is performed.
- the resulting combined sequence is repeated, where N is an integer greater than or equal to one.
- the training sequence is obtained by quadrature phase shift keying (QPSK) modulation of the pseudo random sequence generated by the 4 coder shown in FIG. 5.
- QPSK quadrature phase shift keying
- Embodiment 2 a method for generating a training sequence in a microwave communication system is provided.
- the length of the training sequence is L, which is generated by QPSK modulation by a 4 coder.
- LFSR Linear Feedback Shift Register
- FIG. 5 is a schematic diagram of a training sequence generator (scrambler) in a digital microwave communication system according to an embodiment of the present invention.
- Set the initial state of the scrambler (bits from left to right in the figure) as:
- the contents of the unit in the Kth stage (from left to right) of the register are sent to the K+1th unit.
- the level 15 unit is updated to the contents of the level 14 unit
- the level 14 unit is updated to the contents of the level 13 unit
- the level 2 unit is updated to the contents of the level 1 unit;
- Embodiment 3 provides a method for using a repeated structure training frame frame carrier frequency offset estimation in a synchronization method. It should be noted that the synchronization method is used in the digital microwave system. In order to complete synchronization under low signal-to-noise ratio and bad channel conditions, the synchronization method of the training frame sequence is used, due to the difference between the receiving end and the transmitting end, the Doppler effect. There may be a large frequency offset, so the carrier frequency offset of the training frame needs to be estimated.
- the training frame carrier frequency offset estimation algorithm in the synchronization system is based on the training frame preamble synchronization and the coarse frequency offset estimation. Therefore, the repetition length L is related to the residual frequency offset after the preamble estimation, and the repetition length is required to be as large as possible within the estimation range, and generally the difference between the difference order of the training frame preamble and the power of L and 2 is generally selected.
- the absolute value is less than the predetermined value.
- the training frame frame body carrier frequency offset estimation is based on 20 segments of repeated content. The method includes:
- the best sampling point of the first symbol after the training frame preamble is determined, since the current input is twice the symbol rate before the adaptive equalization, so the training is Starting with the best sample point of the first symbol after the frame preamble, one symbol is extracted for every two symbols, resulting in a series of symbols (double rate), which contain 20 repeated frequency offset estimation symbols.
- double rate the 20-baseband double rate symbol
- Embodiment 4 provides a method for improving the convergence speed and performance of an adaptive equalizer by using a repeated structure training frame.
- the adaptive equalizer can effectively suppress the inter-code interference (ISI) of the received signal, compensate the channel distortion, and improve the demodulation performance of the high-order QAM in the harsh microwave channel environment, thereby improving the capacity of the digital microwave system.
- ISI inter-code interference
- the training frame sequence must be required to converge the coefficients of the adaptive equalizer to the optimal values. Therefore, the equalizer has a higher requirement for the training frame sequence.
- a training frame sequence of a repeating structure is used in this embodiment.
- the adaptive equalizer is heavily disturbed by noise, which affects the convergence performance of the adaptive equalizer and affects the performance of the whole system.
- the training frame body is summed according to the symbol of the length L of the training sequence to obtain a first sequence; the first sequence is divided by N to obtain a second sequence, where The second sequence length is L; the second sequence, the training frame preamble and the system capability negotiation message are used for the training process of the adaptive equalizer, and
- FIG. 7 is the training frame in the adaptive equalization training process according to the embodiment of the present invention. Schematic diagram of the repeating structure of the frame body, as shown in FIG.
- the training frame sequence noise can be effectively reduced, and the signal-to-noise ratio can be improved.
- the theoretical signal-to-noise ratio can be improved by 3 dB by repeating 2 times, and the theoretical signal-to-noise ratio can be improved by 6 dB by repeating 4 times, and the theoretical signal-to-noise ratio can be repeated 8 times.
- the training frame sequence with repeated structure can improve the accuracy of carrier frequency offset estimation when the signal-to-noise ratio is low and there is severe inter-symbol interference.
- the carrier frequency of the system is restored as much as possible to facilitate subsequent Adaptive equalization and demodulation decoding.
- the receiving end can accumulate the repeated training sequences, which can greatly improve the signal-to-noise ratio of the training frame sequence, which is beneficial to improve the convergence speed and performance of the adaptive equalizer.
- the embodiment provides a microwave communication data transmission device
- FIG. 8 is a structural block diagram of a microwave communication data transmission device according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG.
- the device includes: a synchronization module 82, a transmission module 84, and a lower portion.
- the synchronization module 82 is configured to perform synchronization between the microwave communication nodes by using the training frame, where the training frame includes: a training frame preamble, a system capability negotiation message, and a training frame frame body, and a training frame frame.
- the body is a combined sequence obtained by performing N repetitions of the training sequence of length L, and N is an integer greater than or equal to 1;
- the transmission module 84 is connected to the synchronization module 82, and is configured to perform data transmission after the synchronization operation of the synchronization module 82. .
- the apparatus further includes: a convergence module 92, including: a first processing module 922, a second processing module 924, The equalizer convergence module 926, the synchronization module 82 includes: a carrier frequency offset estimation module 822.
- the first processing module 922 is configured to set the training frame frame body according to the length L of the training sequence.
- a second processing module 924 coupled to the first processing module 922, configured to divide the first sequence obtained by the first processing module 922 by a second sequence, wherein the second sequence length
- the equalizer convergence module 926 is coupled to the second processing module 924 and configured to perform the convergence operation of the adaptive equalizer using the second sequence obtained by the second processing module 924, the training frame preamble, and the system capability negotiation message.
- the carrier frequency offset estimation module 822 is configured to perform carrier frequency offset estimation of the training frame body using the training frame.
- a method and a device for transmitting microwave communication data are provided, wherein a training frame sequence is used in a digital microwave communication system, and a training frame frame structure, a repetition training frame sequence, is applied to In the synchronization method, the training frame frame body carrier frequency offset estimation algorithm and the adaptive equalization training process improve the reliability of microwave communication data transmission.
- the above modules or steps of the present invention can be implemented by a general-purpose computing device, which can be concentrated on a single computing device or distributed over a network composed of multiple computing devices. Alternatively, they may be implemented by program code executable by the computing device, such that they may be stored in the storage device by the computing device and, in some cases, may be different from the order herein.
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Description
微波通信数据传输方法及装置 技术领域 本发明涉及通信领域 ,具体而言， 涉及一种微波通信数据传输方法及装置。 背景技术 数字微波通信是一种在传输中釆用数字信号处理技术， 利用微波频率实现 信息传输的通信手段。 在数字信号处理技术的发展的基础上， 为了提高系统数 字啟波通信系统的容量， 高阶正交幅度调制（ Quadrature Amplitude Modulation, 简称为 QAM )调制（ 256QAM甚至 512QAM或更高）应用于数字 4啟波系统中， 这给数字微波系统带来了极大的挑战。 数字微波通信系统一般作为千线传输或者作为千线光纤的备用保护， 因此 其带宽宽、 传输容量大， 对系统的传输速率以及可靠性和稳定性要求高。 虽然啟波通信系统为点对点的视距通信， 其无线信道环境相对于移动通信 系统要好， 但其仍无法避免无线信道中衰落， 噪声， 千扰和多径效应的影响。 为应对无线信道中多径效应的引起的符号间千 4尤 ( Intersymbol Interference, 简 称为 ISI ) 对接收信号在频域造成频率选择性衰落， 时域造成符号的扩展， 从 而 I起接收信号严重的幅度和相位失真， 现在的数字微波通信系统中， 在接收 端大多数釆用盲均衡技术。 在低阶调制和微波信道较好的情况下， 盲均衡技术 可以比较有效地消除 ISI, 但当微波信道条件恶化时， 无法适应高阶 QAM调制 的性能要求。 发明内容 本发明的主要目的在于提供一种微波通信数据传输方法及装置， 以至少解 决相关技术中微波通信数据传输可靠性比较差及稳定性比较低的问题。 为了实现上述目的， 根据本发明的一个方面， 提供了一种微波通信数据传 输方法。 根据本发明的微波通信数据传输方法包括： 使用训练帧进行微波通信节点 之间的同步， 其中， 训练帧包括： 训练帧前导、 系统能力协商消息和训练帧帧
体， 训练帧帧体为将长度为 L的训练序列进行 N次重复得到的组合序列， N为 大于等于 1的整数； 在同步操作后， 进行数据传输。 训练序列由扰码器产生的伪随机序列进行低阶调制方式调制得到。 使用训练帧进行微波通信节点之间的同步包括： 使用训练帧进行训练帧帧 体的载波频偏估计。 使用训练帧进行训练帧帧体的载波频偏估计包括：将训练帧帧体中 N段训 练序列中的第 n段训练序列上的全部符号的共轭与第 n-1段训练序列上的相同 位置上的符号进行相乘， 其中 2 < n < N; 确定载波频偏估计为相乘操作得到的 所有结果之和与 L相除得到的商。 上述方法还包括： 使用训练帧进行自适应均衡器的收敛。 使用训练帧进行自适应均衡器的收敛包括： 将训练帧帧体按照训练序列的 长度 L对应位置的符号进行求和得到第一序列；将第一序列与 N相除得到第二 序列， 其中， 第二序列长度为 L; 使用第二序列、 训练帧前导和系统能力协商 消息进行自适应均衡器的均衡。 L满足预定条件， 其中， 预定条件为： L大于训练帧前导的差分阶数且 L 与 2的冪次方的差的绝对值小于预定值。 为了实现上述目的， 根据本发明的另一个方面， 提供了一种微波通信数据 传输装置。 根据本发明的微波通信数据传输装置包括： 同步模块， 设置为使用训练帧 进行微波通信节点之间的同步， 其中， 训练帧包括： 训练帧前导、 系统能力协 商消息和训练帧帧体，训练帧帧体为将长度为 L的训练序列进行 N次重复得到 的组合序列， N为大于等于 1的整数； 传输模块， 设置为在同步操作后， 进行 数据传输。 同步模块包括： 载波频偏估计模块， 设置为进行训练帧帧体的载波频偏估 计。 上述装置还包括： 收敛模块， 设置为使用训练帧进行自适应均衡器的收敛 操作。
收敛模块包括： 第一处理模块， 设置为将训练帧帧体按照训练序列的长度 L对应位置的符号进行求和得到第一序列； 第二处理模块， 设置为将第一序列 与 N相除得到第二序列， 其中， 第二序列长度为 L; 均衡器收敛模块， 设置为 使用第二序列、 训练帧前导和系统能力协商消息进行自适应均衡器的收敛操 作。 通过本发明， 釆用训练帧进行微波通信节点的同步， 训练帧包括： 训练帧 前导、 系统能力协商消息和训练帧帧体， 训练帧帧体为将长度为 L的训练序列 进行 N次重复得到的组合序列， N为大于等于 1的整数， 在同步操作后， 进行 数据传输， 克服了相关技术中微波通信数据传输方法效率比较低且可靠性比较 差的问题， 提高了同步训练帧帧体频偏估计误差的精度， 并提高了微波通信数 据传输方法效率及可靠性。 附图说明 此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解， 构成本申请的一部 分， 本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明， 并不构成对本发明的不 当限定。 在附图中： 图 1是根据本发明实施例的微波通信数据传输方法的流程图； 图 2是根据本发明实施例的数字微波通信系统中的训练帧示意图； 图 3是根据本发明实施例的数字微波通信系统中的训练帧结构示意图； 图 4是 居本发明实施例的训练帧帧体重复结构示意图； 图 5是根据本发明实施例的数字微波通信系统中的训练序列发生器（扰码 器） 的示意图； 图 6是才艮据本发明实施例的同步载波频偏估计算法中的训练帧帧体重复结 构示意图； 图 7是才艮据本发明实施例的自适应均衡训练过程中的训练帧帧体重复结构 示意图； 图 8是根据本发明实施例的微波通信数据传输装置的结构框图； 以及 图 9是根据本发明实施例的微波通信数据传输装置的优选的结构框图。
具体实施方式 下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。 需要说明的是， 在不 冲突的情况下， 本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。 本实施例提供了一种微波通信数据传输方法， 图 1是根据本发明实施例的 微波通信数据传输方法的流程图， 该方法包括如下步骤： 步骤 S 102: 使用训练帧进行微波通信节点之间的同步， 训练帧包括： 训练 帧前导、 系统能力协商消息和训练帧帧体， 训练帧帧体为将长度为 L的训练序 列进行 N次重复得到的组合序列， N为大于等于 1的整数。 步骤 S 104: 在同步操作后， 进行数据传输。 通过上述步骤， 使用训练帧进行微波通信节点的同步， 其中， 训练帧帧体 为将长度为 L的训练序列进行 N次重复得到的组合序列在同步操作后，进行数 据传输， 克服了相关技术中微波通信数据传输方法效率比较低且可靠性比较差 的问题， 提高了同步训练帧帧体频偏估计误差的精度， 并提高了微波通信数据 传输方法效率及可靠性。 优选地， 训练序列由扰码器产生的伪随机序列进行低阶调制方式调制得 到。 通过本优选实施例， 釆用现有技术进行训练序列生成， 降低了研发成本。 优选地， 下面对步 4聚 S 102 的一个优选实施方式进行说明。 使用训练帧进 行训练帧帧体的载波频偏估计。通过该优选实施例，提高了数据传输的准确率。 优选地， 进行训练帧帧体的载波频估计包括： 将训练帧帧体中 N段训练序 列中的第 n段训练序列上的全部符号的共轭与第 n-1段训练序列上的相同位置 上的符号进行相乘， 其中 2 < n < N; 确定载波频偏估计为相乘操作得到的所有 结果之和与 L相除得到的商。 优选地， 上述方法还包括： 使用训练帧进行自适应均衡器的收敛。 通过该 优选实施例， 提高了数据传输的准确率。 优选地， 下面对使用训练帧进行自适应均衡器的收敛的一个优选实施方式 进行说明。 使用训练帧进行自适应均衡器的均衡包括： 将训练帧帧体按照训练 序列的长度 L对应位置的符号进行求和得到第一序列；将第一序列与 N相除得 到第二序列， 其中， 第二序列长度为 L; 使用第二序列、 训练帧前导和系统能
力协商消息进行自适应均衡器的收敛。 通过该优选实施例， 在接收端均衡器的 训练模式前， 将重复结构的训练帧序列按照重复训练段的长度 L对应符号相加 后再除以实际重复长度 N, 得到长度仍为 L的新序列和训练帧前导及系统能力 协商消息用于均衡器的训练过程， 可以有效压低训练帧序列的噪声， 提高训练 帧的信噪比， 且可以有效提高自适应均衡器的收敛速度及性能， 进而提高一定 信道和信噪比条件下的系统高阶 QAM调制的解调性能。 优选地， L满足预定条件， 其中， 预定条件为： L大于训练帧的前导头的 差分阶数且 L与 2的冪次方的差的绝对值小于预定值。 通过该优选实施例， 提 高了同步训练帧帧体频偏估计误差的精度和均衡训练帧的抗噪声能力。 需要说明的是， 重复次数 N由精度和抗噪声能力决定， 重复次数越多抗噪 声效果越好。 实施例一 本实施例提供了一种微波通信数据传输方法， 本实施例中用于数字微波通 信系统的训练帧如图 2所示。 图 2是根据本发明实施例的数字微波通信系统中 的训练帧示意图， 在系统开机时刻， 发端不断发送训练帧， 直到发端收到收端 发送的确认已同步反馈信息， 然后， 发端开始发送数据帧。 训练帧的结构如图 3 所示， 包括训练帧前导， 系统能力协商消息和训练帧帧体三部分， 训练帧前 导和训练帧帧体收端是已知。 优选地， 本实施例中的训练帧帧体（训练帧序列）釆用重复训练序列结构， 图 4是根据本发明实施例的训练帧帧体重复结构示意图， 将长度为 L的训练 序列进行 N次重复得到的组合序列， 其中 N为大于等于 1的整数。 优选地， 训练序列由图 5 所示 4尤码器产生的伪随机序列经正交相移键控 ( Quadrature Phase Shift Keying, 简称为 QPSK )调制得到。通过该优选实施例， 釆用现有技术进行训练序列生成， 降低了研发成本。 需要说明的是， 在本实施例中仅以 QPSK进行调制获取调制符号， 在实际
实施例二 在本实施例中， 提供了一种用于微波通信系统中的训练序列的产生方法。
在本实施例中， 训练序列长度为 L, 由 4尤码器， 经 QPSK调制产生。 扰码器是一个简单的线性反馈移位寄存器 (Linear Feedback Shift Register, LFSR), 设长度为 15级， 使用本原多项式 /(x) = x15 + x14 +l作为生成多项式， 图
5是根据本发明实施例的数字微波通信系统中的训练序列发生器 （扰码器） 的 示意图。 设扰码器初始状态 （图中自左至右的比特） 为：
(1, 1, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 0, 0) 整个移位寄存器在每一个节拍 （这里的节拍表示一次 LFSR的更新， 不表 示具体时钟 ) 进行以下四个步 4聚： ( 1 ) 将当前寄存器的 （ 自左至右的） 第 14级单元和第 15级单元中的比 特相异或， 得到一个新比特 ,；
( 2 ) 寄存器的 （ 自左至右的） 第 15级中的单元内容作为扰码比特输出；
( 3 ) 寄存器的 （ 自左至右的） 第 K级中的单元内容被送至第 K+1单元。 例如， 第 15级单元更新为第 14级单元的内容， 第 14级单元更新为第 13级单 元的内容， ， 第 2级单元更新为第 1级单元的内容；
( 4 ) 寄存器的第 1级单元内容更新为 ,。 以每两个比特作为一个调制符号的源比特， 将扰码器产生的长度为 2L 比 特序列 S调制到 QPSK星座图上， 得到长度为 L的训练序列。 设有按时间顺序 生成的比特 …… ……， 将 调制为第 1个符号， 将 调制 为第 2 个符号 ... ...， 将 ' +1调制为第 + 1个符号。 其中， 对于每一对比特
H , 有第 ^ + 1个调制符号为
上式中， 表示扰码器生成的第 2 ^ + 1个比特， ^ι^ 表示调制的第 + 1个 QPSK符号。
实施例三 本实施例提供了一种同步方法中使用重复结构训练帧帧体载波频偏估计 的方法。 需要说明的是， 数字微波系统中使用了同步方法， 为了在较低信噪比和恶 劣信道条件下完成同步， 使用训练帧序列的同步方法， 因接收端和发送端器件 差异、 多普勒效应等可能存在较大的频偏， 故需对训练帧载波频偏进行估计， 由于符号间千扰对载波频偏估计误差的影响较大， 而系统对训练帧载波频偏估 计的精度要求足够高， 所以同步算法对训练帧序列的要求也很高。 由于同步系统中训练帧载波频偏估计算法是建立在训练帧前导同步和粗 频偏估计的基础上。 故上述重复长度 L与前导估计之后的残留频偏大小有关， 且要求在估计范围内重复长度要尽量大一点， 一般选择大于训练帧前导的差分 阶数且 L与 2的冪次方的差的绝对值小于预定值。而上述重复次数 N由载波频 偏估计精度和抗噪声能力决定， 重复次数越多抗噪声效果越好。 需要说明的是， 釆用重复结构的训练帧序列进行载波频偏估计时， 当重复 长度够长时， 由滤波器和信道带来的各段训练序列的码间千扰是相同的， 使用 各段训练序列进行差分估计频偏时能够一定程度削弱串扰的影响。 在信道处于 某些状况且相当恶劣， 信噪比较低的情况下表现很好， 最大估计误差比不重复 大约提高一个量级的精度。 在本实施例中， 重复段长度 L= 128, 重复次数 N=20。 训练帧帧体载波频 偏估计基于 20段重复内容。 该方法包括：
( 1 )设置重复段中 128个调制符号为 QPSK符号。 设 128个 QPSK符号为：
1, 1,-1, 1J 1,1, 1J - id,-i,-id,-i,^jd,-i,i,i,i,^ - -i,- i^ujd, l,-j,-l, l,-j, l].*exp j*pi/4);
( 2 )经过训练帧前导同步之后， 确定了训练帧前导之后的第一个符号的 最佳釆样点， 由于当前输入是自适应均衡之前， 为两倍符号速率， 所以从训练
帧前导之后的第一个符号的最佳釆样点开始， 每两个符号抽取一个符号， 得到 一系列的符号 （一倍速率）， 这些符号中包含 20段重复的频偏估计符号。 定义这 20段基带一倍速率符号为：
=a ]— + ' 0< <19,0<^<1275 其中， 下标 表示第 段重复符 号， 表示该段中的第 个符号。 α^表示发端第 段重复段中的第 个符号， ^ 表示收端第 段重复段中的第 个符号， 为与"^对应的噪声， 为系统中 的真实频偏， 表示基带符号周期， =Yl 为基带速率。 由上式可以看出一共有 20段， 每段 128符号。 考虑到由于存在重复段， 对于任意的 0≤ ≠ ≤19, 有^=¾。
( 3 ) 釆用如下公式进行频偏估计:
其中， ^为估计频偏值， 上述公式的含义可由图 6表示。 其中， 第二段的第一个符号的共轭， 与第一段的第一个符号相乘， 第二段 的第二个符号的共轭， 与第一段的第二个符号相乘， 如此， 第二段的全部 128 个符号的共轭，与第一段的对应位置符号相乘，得到 128个值， 累加求和为 S1, 随后， 第三段的第一个符号的共轭， 与第二段的第一个符号相乘， 第三段的第 二个符号的共轭， 与第二段的第二个符号相乘， 如此， 第三段的全部 128个符 号的共轭，与第二段的对应位置符号相乘，得到 128个值，累加求和为 S2, , 第二十段的第一个符号的共轭， 与第十九段的第一个符号相乘， 第二十段的第 二个符号的共轭， 与第十九段的第二个符号相乘， 如此， 第二十段的全部 128 个符号的共轭， 与第十九段的对应位置符号相乘， 得到 128个值， 累加求和为
S19。 最后， 累加 S1,S2,S3, ,S19 这 19 个和值， 然后求相角， 再除以
128*2*Pi*Ts得到实际频偏， 该频偏的单位为赫兹（Hz), 如果在求相角后的结 果， 再除以 L , 则得到的频偏的单位是弧度。 在相同信道条件和相同仿真条件下， 收端信噪比和系统残留频偏相同时， 釆用重复训练帧结构比不重复训练帧结构载波频偏估计误差的对比数据分别 如表 1和表 2所示。
表 1训练帧重复 2次载波频偏估计误差值
表 2训练帧重复 15次载波频偏估计误差值
需要说明的是， 通过上述表 1和表 2可以看出： 釆用重复结构比不釆用重 复结构载波频偏估计误差提高一个量级的精度。 实施例四 本实施例提供了一种使用重复结构训练帧提高自适应均衡器的收敛速度 及性能的方法。 在本实施例中， 自适应均衡器可有效抑制接收信号的码间千扰 （ ISI ), 补 偿信道失真， 提高恶劣微波信道环境下高阶 QAM的解调性能， 从而提高数字 微波系统的容量。 为保证自适应均衡器的性能， 必须要求训练帧序列能够使自 适应均衡器的系数收敛到最优的值。 因此， 均衡器对训练帧序列的要求较高。 优选地， 在本实施例中釆用重复结构的训练帧序列。 在低信噪比条件下， 自适应均衡器受噪声千扰严重， 从而影响自适应均衡 器的收敛性能， 进而影响整个系统的性能。 在接收端自适应均衡器的训练模式 前， 将训练帧帧体按照训练序列的长度 L对应位置的符号进行求和得到第一序 列； 将第一序列与 N相除得到第二序列， 其中， 第二序列长度为 L; 使用第二 序列、 训练帧前导和系统能力协商消息用于自适应均衡器的训练过程， 图 7是 才艮据本发明实施例的自适应均衡训练过程中的训练帧帧体重复结构示意图， 如 图 7所示。 由此可以有效压低训练帧序列噪声， 提高其信噪比， 一般重复 2次 理论上信噪比可提高 3dB , 重复 4次理论上信噪比可提高 6dB, 重复 8次理论 上信噪比可提高 9dB , 但由于实际信道情况， 实际信噪比提高略小于理论值， 但釆用重复结构的训练帧序列进行自适应均衡， 可有效提高自适应均衡器的收 敛速度及性能， 进而提高一定信道和信噪比条件下的系统高阶 QAM调制的解 调性能。
釆用重复结构的训练帧序列可使收端在信噪比较低且存在严重符号间千 扰的情况下， 提高载波频偏估计的准确性， 尽可能恢复系统的载波频率， 以便 于后续的自适应均衡及解调译码。 同时， 釆用重复结构的训练帧序列， 接收端 可以通过将重复的训练序列进行累加， 可大大提高训练帧序列的信噪比， 有利 于提高自适应均衡器的收敛速度及性能。 本实施例提供了一种微波通信数据传输装置， 图 8是根据本发明实施例的 微波通信数据传输装置的结构框图， 如图 8所示， 该装置包括： 同步模块 82 , 传输模块 84 , 下面对上述结构进行详细描述： 同步模块 82 , 设置为使用训练帧进行微波通信节点之间的同步,， 其中， 训练帧包括： 训练帧前导、 系统能力协商消息和训练帧帧体， 训练帧帧体为将 长度为 L的训练序列进行 N次重复得到的组合序列， N为大于等于 1的整数； 传输模块 84 , 连接至同步模块 82 , 设置为在同步模块 82的同步操作后， 进行 数据传输。 图 9是根据本发明实施例的微波通信数据传输装置的优选的结构框图， 如 图 9所示， 该装置还包括： 收敛模块 92 , 其包括： 第一处理模块 922 , 第二处 理模块 924 , 均衡器收敛模块 926 , 同步模块 82包括： 载波频偏估计模块 822 , 下面对上述结构进行详细描述： 第一处理模块 922 , 设置为将训练帧帧体按照训练序列的长度 L对应位置 的符号进行求和得到第一序列； 第二处理模块 924 , 连接至第一处理模块 922 , 设置为将第一处理模块 922得到的第一序列与 N相除得到第二序列， 其中， 第 二序列长度为 L; 均衡器收敛模块 926 , 连接至第二处理模块 924 , 设置为使用 第二处理模块 924得到的第二序列、 训练帧前导和系统能力协商消息进行自适 应均衡器的收敛操作。 载波频偏估计模块 822 , 设置为使用训练帧进行训练帧帧体的载波频偏估 计。 通过上述实施例， 提供了一种微波通信数据传输方法及装置， 将训练帧序 列用于数字微波通信系统中， 并釆用一种训练帧帧体结构——重复训练帧序 列， 将其应用于同步方法中训练帧帧体载波频偏估计算法和自适应均衡的训练 过程中， 提高了微波通信数据传输的可靠性。
显然， 本领域的技术人员应该明白， 上述的本发明的各模块或各步骤可以 用通用的计算装置来实现， 它们可以集中在单个的计算装置上， 或者分布在多 个计算装置所组成的网络上， 可选地， 它们可以用计算装置可执行的程序代码 来实现， 从而， 可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行， 并且在某些 情况下， 可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤， 或者将它们分别 制作成各个集成电路模块， 或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电 路模块来实现。 这样， 本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。 以上所述仅为本发明的优选实施例而已， 并不用于限制本发明， 对于本领 域的技术人员来说， 本发明可以有各种更改和变化。 凡在本发明的 ^"神和原则 之内， 所作的任何修改、 等同替换、 改进等， 均应包含在本发明的保护范围之 内。
Claims
1. 一种微波通信数据传输方法， 包括：
使用训练帧进行微波通信节点之间的同步， 其中， 所述训练帧包括： 训练帧前导、 系统能力协商消息和训练帧帧体， 所述训练帧帧体为将长 度为 L的训练序列进行 N次重复得到的组合序列， N为大于等于 1的整 数；
在所述同步操作后， 进行数据传输。
2. 根据权利要求 1所述的方法， 其中， 所述训练序列由扰码器产生的伪随 机序列进行低阶调制方式调制得到。
3. 根据权利要求 1所述的方法， 其中， 使用训练帧进行微波通信节点之间 的同步包括：
使用所述训练帧进行所述训练帧帧体的载波频偏估计。
4. 根据权利要求 3所述的方法， 其中， 使用所述训练帧进行所述训练帧帧 体的载波频偏估计包括：
将所述训练帧帧体中 N段训练序列中的第 n段训练序列上的全部符 号的共轭与第 n-1 段训练序列上的相同位置上的符号进行相乘， 其中 2 < n < N;
确定所述载波频偏估计为所述相乘操作得到的所有结果之和与 L相 除得到的商。
5. 根据权利要求 1所述的方法， 其中， 还包括： 使用所述训练帧进行自适 应均衡器的收敛。
6. 根据权利要求 5所述的方法， 其中， 使用所述训练帧进行自适应均衡器 的收敛包括：
将所述训练帧帧体按照所述训练序列的长度 L对应位置的符号进行 求和得到第一序列；
将所述第一序列与 N相除得到第二序列， 其中， 所述第二序列长度 为 L; 使用所述第二序列、 所述训练帧前导和所述系统能力协商消息进行 所述自适应均衡器的均衡。
7. 根据权利要求 1至 6中任一项所述的方法， 其中， 所述 L满足预定条件， 其中， 所述预定条件为： L大于所述训练帧前导的差分阶数且 L与 2的 冪次方的差的绝对值小于预定值。
8. —种微波通信数据传输装置， 包括：
同步模块， 设置为使用训练帧进行微波通信节点之间的同步， 其中， 所述训练帧包括： 训练帧前导、 系统能力协商消息和训练帧帧体， 所述 训练帧帧体为将长度为 L的训练序列进行 N次重复得到的组合序列， N 为大于等于 1的整数；
传输模块， 设置为在所述同步操作后， 进行数据传输。
9. 根据权利要求 8所述的装置， 其中， 所述同步模块包括：
载波频偏估计模块， 设置为使用所述训练帧进行所述训练帧帧体的 载波频偏估计。
10. 根据权利要求 8所述的装置， 其中， 还包括：
收敛模块， 设置为使用所述训练帧进行自适应均衡器的收敛操作。
11. 根据权利要求 10所述的装置， 其中， 所述收敛模块包括：
第一处理模块， 设置为将所述训练帧帧体按照所述训练序列的长度 L对应位置的符号进行求和得到第一序列；
第二处理模块， 设置为将所述第一序列与 N相除得到第二序列， 其 中， 所述第二序列长度为 L;
均衡器收敛模块， 设置为使用所述第二序列、 所述训练帧前导和所 述系统能力协商消息进行自适应均衡器的收敛操作。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201010617533.6 | 2010-12-31 | ||
| CN201010617533.6A CN102571663B (zh) | 2010-12-31 | 2010-12-31 | 微波通信数据传输方法及装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| WO2012088832A1 true WO2012088832A1 (zh) | 2012-07-05 |
Family
ID=46382268
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| PCT/CN2011/074922 WO2012088832A1 (zh) | 2010-12-31 | 2011-05-30 | 微波通信数据传输方法及装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN102571663B (zh) |
| WO (1) | WO2012088832A1 (zh) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104854929B (zh) * | 2012-11-05 | 2019-05-17 | Lg电子株式会社 | 在支持超高频带的无线接入系统中生成同步信号的方法和设备 |
| CN105119625B (zh) * | 2015-09-17 | 2017-10-24 | 四川龙瑞微电子有限公司 | 新式微波通信装置 |
| CN108199992B (zh) * | 2017-12-28 | 2020-12-29 | 西安电子科技大学 | 微波通信中适合4096-qam的盲均衡系统和方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101076004A (zh) * | 2006-05-16 | 2007-11-21 | 索尼株式会社 | 无线通信装置 |
| CN101465833A (zh) * | 2009-01-22 | 2009-06-24 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种正交频分复用信号定时同步方法和装置 |
| CN101553037A (zh) * | 2008-04-04 | 2009-10-07 | 英特尔公司 | 用于在设备发现和连接建立期间操作的多收发机无线通信设备和方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4748211B2 (ja) * | 2008-12-02 | 2011-08-17 | ソニー株式会社 | 通信装置、並びに適応等化装置 |
-
2010
- 2010-12-31 CN CN201010617533.6A patent/CN102571663B/zh active Active
-
2011
- 2011-05-30 WO PCT/CN2011/074922 patent/WO2012088832A1/zh active Application Filing
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN101076004A (zh) * | 2006-05-16 | 2007-11-21 | 索尼株式会社 | 无线通信装置 |
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| CN101465833A (zh) * | 2009-01-22 | 2009-06-24 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种正交频分复用信号定时同步方法和装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN102571663A (zh) | 2012-07-11 |
| CN102571663B (zh) | 2015-10-28 |
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|
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|
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