WO2013058068A1

WO2013058068A1 - 通信装置および通信システム

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Publication number: WO2013058068A1
Application number: PCT/JP2012/074531
Authority: WO
Inventors: 寒達陳
Original assignee: 株式会社メガチップス
Priority date: 2011-10-20
Filing date: 2012-09-25
Publication date: 2013-04-25
Also published as: JP5912026B2; US9548844B2; JP2013090239A; CN103988454A; CN103988454B; US20140160915A1

Abstract

　本発明に係る送信装置１０は、送信データを含む送信信号を生成する生成手段と、送信信号にプリアンブル信号を付加したパケット信号を、直交変調することなく送信する送信手段とを備える。上記プリアンブル信号は、ＯＦＤＭ信号であり、所定の配置パターンに従って、各サブキャリアにプリアンブルデータを割り当てて得られた周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号である。そして、所定の配置パターンは、複数のサブキャリアを、中心周波数の昇順で０からＮ－１（Ｎは整数）までの整数を用いて番号付けした場合、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかにプリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアには、プリアンブルデータを割り当てないことを示す。

Description

通信装置および通信システム

　本発明は、通信技術に関する。

　互いに直交する複数のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を用いて通信を行う技術が存在する（例えば、特許文献１）。

　ＯＦＤＭ信号を送信する一般的な通信装置（送信装置）は、送信データを複素平面上にマッピングする一次変調を行って複素シンボルを得た後、当該複素シンボルに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成する。そして、通信装置は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して、直交変調、周波数変換等の所定の処理を施して、搬送帯域のＯＦＤＭ信号を生成し、搬送帯域のＯＦＤＭ信号を通信信号として伝送路に出力する。

　一方、ＯＦＤＭ信号を受信する一般的な通信装置（受信装置）は、受信信号に対して周波数変換、直交検波等の所定の処理を施して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成する。そして、通信装置は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、デマッピング処理等の復調処理を施して、データを復調する。

　また、パケット方式で通信を行う場合、受信装置は、送信装置がいつパケット信号を送信するのか、換言すればパケット信号がいつ受信装置へ到来するのかを把握していない。このため、受信装置は、パケット信号の到来に備えて待機し、待機中に受信する信号の中からパケット信号を検出する必要がある。このようなパケット信号の検出処理は、パケット信号に含まれるプリアンブル信号を用いて行われる。

特開２００１－２３０７５１号公報

　このようなパケット方式で通信を行う各通信装置では、情報を伝達する通信機能を損なうことなく、通信装置の小型化が実現されることが好ましい。

　そこで、本発明は、通信装置の小型化を実現することが可能な技術を提供することを目的とする。

　本発明に係る通信装置の第１の態様は、送信データを含む送信信号を生成する生成手段と、前記送信信号にプリアンブル信号を付加したパケット信号を送信する送信手段とを備え、前記プリアンブル信号は、複数のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号であり、前記プリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って、各サブキャリアにプリアンブルデータを割り当てて得られた周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号であり、前記所定の配置パターンは、前記複数のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０からＮ－１（Ｎは整数）までの整数を用いて番号付けした場合、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかに前記プリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアには、前記プリアンブルデータを割り当てないこと、或いは、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかに前記プリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアには、前記プリアンブルデータを割り当てないことを示し、前記送信手段は、直交変調を施すことなく、前記パケット信号を送信する。

　また、本発明に係る通信装置の第２の態様は、上記第１の態様であって、前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のショートプリアンブル信号が含まれ、前記ショートプリアンブル信号に関する所定の配置パターンは、連続した番号が付されたサブキャリアにおいて、奇数個のサブキャリア置きに等間隔で、偶数個のサブキャリアに前記プリアンブルデータを割り当てることを示す。

　また、本発明に係る通信装置の第３の態様は、上記第１の態様または上記第２の態様であって、前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のショートプリアンブル信号が含まれ、前記ショートプリアンブル信号に関する所定の配置パターンは、前記ショートプリアンブル信号のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が１に近くなるように、前記プリアンブルデータをサブキャリアに割り当てることを示す。

　また、本発明に係る通信装置の第４の態様は、上記第１の態様から上記第３の態様のいずれかであって、前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のショートプリアンブル信号が含まれ、前記ショートプリアンブル信号に関する所定の配置パターンは、前記ショートプリアンブル信号の電力が、１ＯＦＤＭシンボルの前記送信信号の電力よりも６ｄＢ高くなるように、前記プリアンブルデータをサブキャリアに割り当てることを示す。

　また、本発明に係る通信装置の第５の態様は、上記第１の態様から上記第４の態様のいずれかであって、前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のロングプリアンブル信号が含まれ、前記ロングプリアンブル信号に関する所定の配置パターンは、前記ロングプリアンブル信号のＰＡＰＲが１に近くなるように、前記プリアンブルデータをサブキャリアに割り当てることを示す。

　また、本発明に係る通信装置の第６の態様は、上記第１の態様から上記第５の態様のいずれかであって、前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のロングプリアンブル信号が含まれ、前記ロングプリアンブル信号に関する所定の配置パターンは、ＰＲＢＳ（Pseudo Random Binary(Bit) Sequence）の前記プリアンブルデータをサブキャリアに割り当てることを示す。

　また、本発明に係る通信装置の第７の態様は、送信データを含む送信信号を生成する生成手段と、前記送信信号にプリアンブル信号を付加したパケット信号を送信する送信手段とを備え、前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のショートプリアンブル信号が含まれ、前記ショートプリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って、前記ショートプリアンブル信号を構成する各サブキャリアにプリアンブルデータを割り当てて得られた周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号であり、前記ショートプリアンブル信号に関する前記所定の配置パターンは、前記ショートプリアンブル信号を構成する１２８個のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０から１２７までの整数を用いて番号付けしたとき、７８番のサブキャリアと、８６番のサブキャリアと、１０２番のサブキャリアとに、「２．８２×２」のプリアンブルデータを割り当て、９４番のサブキャリアに「－２．８２×２」のプリアンブルデータを割り当てることを示し、前記送信手段は、直交変調を施すことなく、前記パケット信号を送信する。

　また、本発明に係る通信装置の第８の態様は、送信データを含む送信信号を生成する生成手段と、前記送信信号にプリアンブル信号を付加したパケット信号を送信する送信手段とを備え、前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のロングプリアンブル信号が含まれ、前記ロングプリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って、前記ロングプリアンブル信号を構成する各サブキャリアにプリアンブルデータを割り当てて得られた周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号であり、前記ロングプリアンブル信号に関する前記所定の配置パターンは、前記ロングプリアンブル信号を構成する１２８個のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０から１２７までの整数を用いて番号付けしたとき、７５番、７８番、８０番、８１番、８２番、８５番、８６番、８７番、９２番、９４番、９５番、９６番、１０４番および１０５番の各サブキャリアに、「１」のプリアンブルデータを割り当て、７６番、７７番、７９番、８３番、８４番、８８番、８９番、９０番、９１番、９３番、９７番、９８番、９９番、１００番、１０１番、１０２番、１０３番および１０６番の各サブキャリアに「－１」のプリアンブルデータを割り当てることを示し、前記送信手段は、直交変調を施すことなく、前記パケット信号を送信する。

　また、本発明に係る通信装置の第９の態様は、パケット信号を受信する受信手段と、パケット信号に含まれるプリアンブル信号を検出するプリアンブル検出手段とを備え、前記パケット信号は、送信装置において直交変調されていない実数の信号であり、前記プリアンブル検出手段は、前記パケット信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してプリアンブル信号の検出を行い、前記プリアンブル検出手段は、受信したプリアンブル信号の複素共役信号を生成する複素共役部を有さない。

　また、本発明に係る通信システムは、第１通信装置と、前記第１通信装置と通信を行う第２通信装置とを備え、前記第１通信装置は、送信データを含む送信信号を生成する生成手段と、前記送信信号にプリアンブル信号を付加したパケット信号を送信する送信手段とを有し、前記プリアンブル信号は、複数のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号であり、前記プリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って、各サブキャリアにプリアンブルデータを割り当てて得られた周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号であり、前記所定の配置パターンは、前記複数のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０からＮ－１（Ｎは整数）までの整数を用いて番号付けした場合、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかに前記プリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアには、前記プリアンブルデータを割り当てないこと、或いは、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかに前記プリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアには、前記プリアンブルデータを割り当てないことを示し、前記送信手段は、直交変調を施すことなく、前記パケット信号を送信し、前記第２通信装置は、前記パケット信号を受信する受信手段と、前記パケット信号に含まれる前記プリアンブル信号を検出するプリアンブル検出手段とを有し、前記プリアンブル検出手段は、前記パケット信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してプリアンブル信号の検出を行い、前記プリアンブル検出手段は、受信したプリアンブル信号の複素共役信号を生成する複素共役部を有さない。

　本発明によれば、通信装置の小型化を実現することが可能になる。

　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。

本実施形態に係る通信システムの構成図である。本実施形態に係る送信装置の構成を示す図である。パケットの構成を示す図である。本実施形態に係る受信装置の構成を示す図である。サブキャリア番号「０」番のサブキャリアから「Ｎ－１」番のサブキャリアによって構成されるＯＦＤＭ信号を示す図である。ＩＦＦＴ部への入力信号が偶関数であることを示す概念図である。ＩＦＦＴ部への入力信号が奇関数であることを示す概念図である。計算機シミュレーションに用いられたデータを示す図である。計算機シミュレーションに用いられたデータを示す図である。計算機シミュレーションの結果を示す図である。計算機シミュレーションの結果を示す図である。計算機シミュレーションの結果を示す図である。ＳＴＦを生成する際に用いるデータ配置パターンの一例を示す図である。図１３のデータ配置パターンを用いて生成されたＳＴＦの波形を示す図である。ＬＴＦを生成する際に用いるデータ配置パターンの一例を示す図である。プリアンブル検出部内の相関演算部の構成を示す図である。

　以下、実施形態について図面を参照して説明する。

　＜実施形態＞
　　［１．通信システムの構成］
　図１は、本実施形態に係る通信システム１の構成図である。

　図１に示されるように、通信システム１は、第１通信装置１０と第２通信装置２０とを有している。通信システム１における第１通信装置１０および第２通信装置２０は互いに有線通信によって通信可能に構成されている。第１通信装置１０と第２通信装置２０とを電気的に接続する伝送路３０は、通常の通信線であってもよく、或いは、電力線であってもよい。電力線を伝送路とする場合、第１通信装置１０および第２通信装置２０は、電力線通信（ＰＬＣ：power line communication）によって通信を行うことになる。本実施形態では、電力線通信によって通信を行う通信システム１を例示する。

　また、通信装置１０，２０間の有線通信は、周波数軸上で互いに直交する複数のサブキャリアを合成して得られるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を用いて行われる。そして、当該ＯＦＤＭ信号は、一定の時間単位で区切ってパケット単位で伝送される。

　また、本通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成する全サブキャリアのうち、所定帯域に含まれるサブキャリアを利用してデータの伝送が行われる。データの伝送に利用するサブキャリアの詳細については、後述する。

　なお、以下では、第１通信装置１０は送信装置として機能し、第２通信装置２０は受信装置として機能する場合を例示するが、これに限定されるものではない。すなわち、第１通信装置１０は、少なくとも送信機能を有しており、当該送信機能に加えて受信機能を有していてもよい。同様に、第２通信装置２０は、少なくとも受信機能を有しており、当該受信機能に加えて送信機能を有していてもよい。

　　［２．送信装置の構成］
　次に、通信システム１を構成する送信装置１０の構成について説明する。図２は、本実施形態に係る送信装置１０の構成を示す図である。

　図２に示されるように、送信装置１０は、スクランブラ１１１、符号化部１１２、インターリーブ部（インターリーバ）１１３、一次変調部１１４、入力信号構成部１１５、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１１６、並列／直列変換部（並直列変換部）１１７、ＧＩ付加部１１８、プリアンブル出力部１１９、パケット構成部１２０、および送信部１２１を備えている。

　具体的には、スクランブラ１１１は、伝送対象のデータ（「伝送データ」または「送信データ」とも称する）に対して、攪拌して順序を並び替えるスクランブル処理を施す。スクランブラ１１１においてスクランブル処理が施された送信データは、符号化部１１２に入力される。

　符号化部１１２は、スクランブル処理が施された送信データに対して、誤り訂正のための冗長符号化を行う。冗長符号化には、例えば、拘束長ｋ＝７、符号化率１／２を原符号とする畳み込み符号が用いられる。符号化部１１２から出力される送信データのビット列は、インターリーブ部１１３に入力される。

　インターリーブ部１１３では、誤りが１つのシンボルに偏らないようにするため、送信データのビット列を並び替えるビット・インターリーブが行われる。インターリーブ部１１３から出力される送信データは、一次変調部１１４入力される。

　一次変調部１１４では、所定の変調方式（例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）に従って、送信データがシンボルごとにサブキャリアにマッピング（対応づけ）される。

　なお、ここでのシンボル（Symbol）は、変調方式ごとに定まる、搬送波（サブキャリア）に乗せるひと区切りの送信データの構成単位を表し、後述のＯＦＤＭシンボルとの混同を避けるため、データシンボルまたは複素シンボルとも称される。例えば、ＱＰＳＫでは、１シンボル（１データシンボル）で送信できる送信データは２ビットである。

　入力信号構成部１１５は、バッファ等で構成され、送信データを含むデータ信号をサブキャリアに分散して乗せるために、一次変調部１１４から入力されたデータシンボルを所定個の並列データに変換する機能を有している。

　具体的には、上述のように、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成する全サブキャリアのうち、所定帯域に含まれるサブキャリアを利用してデータの伝送が行われる。このため、入力信号構成部１１５は、上記所定帯域に含まれるサブキャリアにデータ信号を割り当てるとともに、上記所定帯域以外の他のサブキャリアに０（ゼロ）を割り当てて並列データを生成し、当該並列データをＩＦＦＴ部１１６に出力する。

　このように、入力信号構成部１１５は、各サブキャリアにデータ信号の割り当てを行う割当手段として機能する。なお、データの伝送に利用されるサブキャリアを含む上記所定帯域の詳細については後述する。

　ＩＦＦＴ部１１６は、入力信号構成部１１５から入力される並列データに逆高速フーリエ変換を施して、周波数領域のデータを時間領域のデータに変換する。入力信号構成部１１５から入力される周波数領域のデータは、各サブキャリアに関する振幅および位相のデータであり、ＩＦＦＴ部１１６は、各サブキャリア分の振幅位相データから、１つのＯＦＤＭシンボル分の時間データを生成することになる。

　ＩＦＦＴ部１１６で生成される時間データは、時間領域の複素データであり、ＩＦＦＴ部１１６からは、Ｉ軸成分（同相成分、実数成分）の時間データと、Ｑ軸成分（直交成分、虚数成分）の時間データとがそれぞれ生成される。

　本実施形態では、ＩＦＦＴ部１１６で生成される時間領域の複素データのうち、Ｉ軸成分の時間データが並直列変換部１１７に入力され、Ｑ軸成分の時間データは破棄される。

　並直列変換部１１７は、ＩＦＦＴ部１１６から入力される並列のデータを直列のデータに変換する機能を有している。並直列変換部１１７から出力される直列のデータは、ベースバンド（基底帯域）のＯＦＤＭ信号（ベースバンドＯＦＤＭ信号）としてＧＩ付加部１１８に入力される。

　ＧＩ付加部１１８は、並直列変換部１１７から入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号に対して、ガードインターバル（ＧＩ）の付加処理を施し、ＧＩ付加済みのベースバンドＯＦＤＭ信号をパケット構成部１２０に出力する。

　プリアンブル出力部１１９は、受信側において、受信信号の検出処理、シンボル・タイミング同期等の各種同期処理に用いるためのプリアンブル（Preamble）信号（プリアンブル）を出力する機能を有している。

　具体的には、プリアンブル出力部１１９は、出力対象となるプリアンブル信号を記憶した記憶部（不図示）を有し、当該記憶部に記憶されたプリアンブル信号を外部に出力する。記憶部に記憶されたプリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って各サブキャリアにプリアンブルに関するデータ（「プリアンブルデータ信号」または「プリアンブルデータ」とも称する）を配置する（割り当てる）ことによって得られる周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成された時間領域の信号のうち、実部をとって得られる信号である。このようなプリアンブル信号は、予め生成され記憶部に記憶されている。なお、プリアンブル信号を生成する際に用いられる、各サブキャリアへのプリアンブルデータの配置パターン（「データ配置パターン」または「データ割当パターン」とも称する）については、後述する。

　パケット構成部１２０は、ＧＩ付加部１１８から出力されるＯＦＤＭ信号にプリアンブル信号を付加して、パケット単位の信号（「パケット信号」とも称する）を生成する。

　ここで、パケット構成部１２０で生成される、パケット（パケット信号）の構成について説明する。図３は、パケットの構成を示す図である。

　図３に示されるように、パケット５０は、プリアンブル５１と、プリアンブル５１に続くＰＨＹ（物理層）ヘッダー５２と、ＰＨＹヘッダー５２に続くＰＨＹペイロード５３とで構成されている。

　プリアンブル５１は、連続する４つのショート・トレーニング・フィールド（ＳＴＦ）５１Ｓと、これらのＳＴＦ５１Ｓに続く３つのロング・トレーニング・フィールド（ＬＴＦ）５１Ｌとで構成されている。４つのＳＴＦ５１Ｓは同じ内容であり、また、３つのＬＴＦ５１Ｌは同じ内容である。ＳＴＦ５１ＳおよびＬＴＦ５１Ｌそれぞれは、１ＯＦＤＭシンボルの信号である。

　ＳＴＦ５１Ｓは、予め規定された固定パターンの信号が所定周期で所定回数（例えば、４回）繰り返された構成を有している。つまり、ＳＴＦ５１Ｓは、周期性を有した信号（厳密には、対称性を有した信号）である。当該ＳＴＦ５１Ｓは、受信側において送信側から送られてくるパケット単位の信号（パケット信号）を検出するため、および受信側において受信信号のレベルを補正する自動利得制御（AGC:Automatic Gain Control）を行うために用いられる。

　３つのＬＴＦ５１Ｌのうち、最初のＬＴＦ５１ＬＡと、２番目のＬＴＦ５１ＬＢは、受信側において、ＦＦＴ処理を実行するタイミング（シンボル・タイミング）の微調整に用いられる。３つのＬＴＦ５１Ｌのうち、最後のＬＴＦ５１ＬＣは、伝送路推定に用いられる。

　なお、プリアンブルの構成として、プリアンブルに含まれるＬＴＦを２つにして、２つのＬＴＦの前に、ガードインターバルを付加する態様とし、最初のＬＴＦをシンボル・タイミングの微調整に用い、２番目のＬＴＦ５１を伝送路推定に用いる構成も考えられる。当該構成では、シンボル・タイミングのずれをガードインターバル分許容できる。これに対して、本実施形態のように、ガードインターバルを省いて、ＬＴＦ５１Ｌを３つにし、最初のＬＴＦ５１ＬＡおよび２番目のＬＴＦ５１ＬＢをシンボル・タイミングの微調整に用いる構成とすれば、シンボル・タイミングのずれを１ＯＦＤＭシンボル分許容できることになる。

　ＰＨＹヘッダー５２は、後続して送信される送信データの伝送速度、データ長等のヘッダ情報を含んでいる。

　ＰＨＹペイロード５３は、伝送対象の送信データを含んでいる。

　このように、パケット構成部１２０は、ＳＴＦ５１ＳおよびＬＴＦ５１Ｌを含んだプリアンブル５１と、ＰＨＹヘッダー５２と、ＰＨＹペイロード５３とで構成されたパケット信号を生成する。なお、ＳＴＦは、「ショート・トレーニング・シンボル」または「ショートプリアンブル信号」とも称され、ＬＴＦは、「ロング・トレーニング・シンボル」または「ロングプリアンブル信号」とも称される。

　図２の送信装置１０の説明に戻って、送信部１２１は、パケット構成部１２０で生成されたデジタル形式のパケット信号をアナログ形式のパケット信号に変換するＤＡ変換処理を行い、ＤＡ変換処理後のパケット信号を通信信号として出力する。送信部１２１から出力された通信信号は、伝送路３０を介して受信装置２０へと伝送される。

　このように、送信装置１０は、ＩＦＦＴ部１１６において生成される時間領域の複素データのうち、虚数成分の時間データを破棄し、実数成分の時間データに基づいて生成されたＯＦＤＭ信号（「実部ＯＦＤＭ信号」とも称する）を通信信号として送信する。これによれば、送信装置１０は、直交変調を行うことなく、実数信号を伝送することが可能になるので、送信装置１０から直交変調を行うための構成を省くことができる。

　すなわち、従来の送信装置は、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドＯＦＤＭ信号に対して直交変調を施し、直交変調後の信号のうち、実数部分の信号を搬送帯域のＯＦＤＭ信号として伝送していた。これに対して、本実施形態の送信装置１０は、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドＯＦＤＭ信号に対して直交変調を施すことなく、ベースバンドＯＦＤＭ信号の実数部分の信号（実部信号）を取り出して、当該実数部分の信号を伝送する。

　なお、上記構成を有する送信装置１０は、送信データを含む送信信号（上記では、ベースバンドＯＦＤＭ信号）を生成する生成手段と、当該送信信号にプリアンブル信号を付加することによってパケット信号を生成し、当該パケット信号を送信する送信手段とで構成されているとも表現できる。すなわち、送信データを含む送信信号を生成する生成手段には、スクランブラ１１１、符号化部１１２、インターリーブ部１１３、一次変調部１１４、入力信号構成部１１５、ＩＦＦＴ部１１６、および並直列変換部１１７が含まれ、送信手段には、プリアンブル生成部１１９および送信部１２１が含まれる。

　　［３．受信装置の構成］
　次に、通信システム１を構成する受信装置２０について説明する。図４は、本実施形態に係る受信装置２０の構成を示す図である。

　図４に示されるように、受信装置２０は、受信部２０１と、プリアンブル検出部２０２と、ＡＧＣ（自動利得調整）部２０３と、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部２０４と、ＦＦＴ制御部２０５と、シンボル・タイミング検出部２０６と、伝送路推定部２０７と、等化器２０８と、復調部２０９と、デインターリーブ部２１０と、ビタビ復号化部２１１と、デスクランブラ２１２とを備えている。

　送信装置１０から送信された通信信号は、伝送路３０を介して受信装置２０へと伝送される。受信装置２０は、通信信号を受信部２０１において受信する。

　受信部２０１は、受信した通信信号（受信信号）に対してフィルタ処理、ＡＤ変換処理等を施す。そして受信部２０１は、デジタル形式の受信信号を、プリアンブル検出部２０２、ＡＧＣ（自動利得調整）部２０３、およびＦＦＴ部２０４に出力する。

　なお、当該通信システム１において利用される通信信号は、送信側で直交変調されていない信号であるため、受信側では直交検波が不要となる。このため、本実施形態の受信装置２０は、直交検波を行うための構成、および直交検波によって生成される高周波成分の信号を除去するためのローパスフィルタを有していない。

　プリアンブル検出部２０２は、受信信号に含まれるプリアンブル信号を検出するプリアンブル信号の検出処理を行う。具体的には、プリアンブル検出部２０２は、相関演算部（後述）を有し、当該相関演算部において受信信号に相関演算を施し、相関演算結果を利用してプリアンブル信号の検出を行う。

　そして、プリアンブル検出部２０２は、プリアンブル信号を検出した場合、プリアンブル信号を検出したことを示す信号（プリアンブル検出信号）をＡＧＣ部２０３およびＦＦＴ制御部２０５に出力する。

　ＡＧＣ部２０３は、プリアンブル検出部２０２からのプリアンブル検出信号の入力に応じて、異なる受信レベルの信号を適正なレベルの信号となるように、利得の調整を行う。

　ＦＦＴ制御部２０５は、シンボル・タイミングに基づいて、ＦＦＴ部２０４に対して制御信号を出力し、ＦＦＴ部２０４で実行されるＦＦＴ処理の実行タイミングを制御する。

　また、ＦＦＴ制御部２０５は、プリアンブル検出部２０２からプリアンブル検出信号が入力されたときは、プリアンブル信号の検出タイミングに基づいて、シンボル・タイミングを特定する。パケット信号の構成は既知であるため、ＦＦＴ制御部２０５は、プリアンブル信号の検出タイミングに基づいて、シンボル・タイミングを特定することができる。なお、ＦＦＴ制御部２０５において、プリアンブル信号の検出タイミングに基づいて特定されたシンボル・タイミングは、暫定的なシンボル・タイミングであり、シンボル・タイミングは、後に微調整される。

　シンボル・タイミング検出部２０６は、パケットのプリアンブル５１に含まれるＬＴＦ５１Ｌを用いて正規のシンボル・タイミングを検出する。シンボル・タイミング検出部２０６で検出された正規のシンボル・タイミングは、ＦＦＴ制御部２０５に通知される。正規のシンボル・タイミングが通知されると、ＦＦＴ制御部２０５では、正規のシンボル・タイミングに基づいて、ＦＦＴ処理の実行タイミングが制御されることになる。

　ＦＦＴ部２０４は、受信信号に高速フーリエ変換を施して、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する、いわゆるマルチキャリア復調処理を実行する。ＦＦＴ部２０４から出力されるマルチキャリア復調処理後の受信信号は、伝送路推定部２０７および等化器２０８に入力される。

　なお、ＦＦＴ部２０４へは、実数信号と虚数信号とがそれぞれ入力されることになるが、本受信装置２０では、受信部２０１において一連の受信処理が施された受信信号に基づく信号が実数信号としてＦＦＴ部２０４へ入力され、虚数信号としては、例えば、ゼロが入力される。

　伝送路推定部（伝送路推定手段）２０７は、受信信号に含まれるプリアンブル信号と、受信装置２０の記憶部に予め記憶されている既知のプリアンブル信号とを比較することによって、伝送路の特性を推定する。伝送路推定部２０７によって推定された伝送路特性（「推定伝送路特性」とも称する）は、等化器２０８に出力される。

　等化器（等化処理手段）２０８は、受信信号を、当該受信信号に対応する推定伝送路特性で除算して伝送路の歪みを除去する等化処理を行う。等化器２０８から出力される等化処理後の受信信号は、復調部２０９に出力される。

　復調部２０９は、等化処理後の受信信号にデマッピング処理等のサブキャリア復調処理を施し、復調された受信信号をデインターリーブ部２１０に出力する。

　デインターリーブ部２１０では、送信側で並び替えられた受信信号を元に戻すデインターリーブが行われる。デインターリーブされた受信信号は、ビタビ復号化部２１１に出力される。ビタビ復号化部２１１では、受信信号に対して誤り訂正復号が行われる。

　デスクランブラ２１２では、ビタビ復号化部２１１から出力された受信信号に対してデスクランブル処理が施される。これにより、送信データに対応した復号データが生成されることになる。

　このように、受信装置２０では、直交検波を行うことなく、ＦＦＴ部２０４において受信信号にマルチキャリア復調処理が施される。

　なお、本実施形態の受信装置２０において復号データ（受信データ）を取得する復調手段には、プリアンブル検出部２０２、ＦＦＴ部２０４、ＦＦＴ制御部２０５、シンボル・タイミング検出部２０６、伝送路推定部２０７、等化器２０８、復調部２０９、デインターリーブ部２１０、ビタビ復号化部２１１、およびデスクランブラ２１２が含まれる。

　　［４．ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの利用態様］
　次に、上記通信システム１において用いられるＯＦＤＭ信号における、サブキャリアの利用態様について詳述する。図５は、サブキャリア番号「０」番のサブキャリアから「Ｎ－１」番のサブキャリアによって構成されるＯＦＤＭ信号ＬＳを示す図である。

　上述のように、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成する全サブキャリアのうち、所定帯域に含まれるサブキャリアを利用してデータの伝送が行われる。

　具体的には、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個（Ｎは整数）のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数（中心周波数）の昇順で、０からＮ－１までの整数を用いて番号付けした場合、データの伝送に用いられるサブキャリアは、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアとなる。

　各サブキャリアのうち、データの伝送に用いられるサブキャリアは、「使用サブキャリア」または「伝送用サブキャリア」とも称され、例えば、図５に示されるＯＦＤＭ信号ＬＳでは、区間ＬＫに含まれるサブキャリアが使用サブキャリアとなる。すなわち、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号ＬＳを構成する複数のサブキャリアのうち、区間ＬＫの所定帯域に含まれるサブキャリアに、送信データを含むデータ信号を乗せてデータの伝送が行われる。なお、上記所定帯域は、データの伝送に用いられる伝送帯域であり、当該伝送帯域には、使用サブキャリアが含まれることになる。

　一方、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付された各サブキャリアは、データの伝送に用いないサブキャリア（「不使用サブキャリア」または「非伝送用サブキャリア」とも称する）となる。なお、各不使用サブキャリアには、ゼロを乗せて通信が行われる。

　このように、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数の昇順で、０からＮ－１までの整数を用いて番号付けした場合、伝送帯域に含まれるＮ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを用いてデータの伝送が行われる。これによれば、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドＯＦＤＭ信号の実数部分の信号を通信信号として用いた場合でも、受信側において送信データの復元が可能になる。なお、厳密には、Ｎは、２のべき乗であり、偶数である。

　なお、上記伝送帯域は、規格によって定められた、電力線通信を行う際に利用する帯域（規格に基づく利用帯域）の制限を受ける可能性がある。具体的には、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域のうち、規格に基づく利用帯域に含まれない部分については、データの伝送に用いることができない。このため、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域において、規格に基づく利用帯域に含まれない部分が存在する場合、伝送帯域は、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域のうち、規格に基づく利用帯域に含まれない部分を省いた帯域となる。換言すれば、伝送帯域は、規格に基づく帯域に含まれ、かつＮ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域となる。

　　［５．送信データの復元原理］
　次に、送信データの復元原理について説明する。図６は、ＩＦＦＴ部への入力信号が偶関数であることを示す概念図であり、図７は、ＩＦＦＴ部への入力信号が奇関数であることを示す概念図である。図８，９は、計算機シミュレーションに用いられたデータを示す図である。図１０～図１２は、計算機シミュレーションの結果を示す図である。

　フーリエ変換理論では、「ＦＦＴ部への入力が実数の偶関数であれば、ＦＦＴ部からの出力は、実数の偶関数になり、入力が実数の奇関数であれば、ＦＦＴ部からの出力は、虚数の奇関数になる。」という理論が存在する。ＦＦＴ演算とＩＦＦＴ演算とは、対偶演算であるため、当該理論はＦＦＴ演算だけでなく、ＩＦＦＴ演算でも成立する。

　ＩＦＦＴ演算に関する上記理論を数式に表すと、下記式（１）、式（２）のようになる。

　なお、式（１）中のｈ_e（ｋ）は、ＩＦＦＴ処理前の実数の偶関数を表し、ｈ_o（ｋ）は、ＩＦＦＴ処理前の実数の奇関数を表している。また、式（１）は、Ｎ点のｈ_e（ｋ）信号からＮ点のＲ_e（ｎ）信号への変換を示し、式（２）は、Ｎ点のｈ_o（ｋ）信号からＮ点のＩ_e（ｎ）信号への変換を示している。

　ここで、ＩＦＦＴ部へ複素信号ｘ（ｋ）が入力され、当該複素信号の実部が偶関数であり、当該複素信号の虚部が奇関数であれば、上記式（１）、（２）から下記の式（３）が成立する。

　式（３）は、ＩＦＦＴ部へ入力される複素信号の実部が偶関数であり、かつ虚部が奇関数であれば、ＩＦＦＴ部の出力は、実数信号になることを示している。このように、ＩＦＦＴ部から出力される出力信号が実数信号であれば、ＩＦＦＴ部の出力信号に対して直交変調を施す必要がなく、ＩＦＦＴ部の出力信号を外部に送信する通信信号としてそのまま用いることが可能になる。

　ＩＦＦＴ演算は、Ｎ点の信号に対する演算であるため、偶関数および奇関数の定義は、数学上の定義とは若干異なる。具体的には、ＩＦＦＴ演算において偶関数とは、図６に示されるように、Ｎ個のデータが中心点を通る線に関して対称（中心点を基準にして左右対称）であることを意味し、数式では、ｈ（ｎ）＝ｈ（Ｎ－ｎ）と表される。また、ＩＦＦＴ演算において奇関数とは、図７に示されるように、Ｎ個のデータが中心点に関して点対称であることを意味し、数式では、ｈ（ｎ）＝－ｈ（Ｎ－ｎ）と表される。

　上述のように、ＩＦＦＴ部の出力が実数信号になるためには、ＩＦＦＴ部へ入力される複素信号の実部が偶関数であり、かつ虚部が奇関数であればよい。そして、ＩＦＦＴ部への入力信号において実部が偶関数および虚部が奇関数であるということは、入力信号の実部および虚部がそれぞれ対称性を有していることに相当する。

　このように、理論上、対称性を有したデータ信号をＩＦＦＴ部に入力すれば、ＩＦＦＴ部からは実数信号を出力させることが可能になる。

　しかし、通常、送信装置では、通信に利用する帯域の広がりを制限するために、ＩＦＦＴ処理後の信号に対して帯域制限フィルタが掛けられる。対称性を有したデータ信号をＩＦＦＴ部に入力し、ＩＦＦＴ処理後の信号に帯域制限フィルタを掛けると、帯域制限フィルタの非理想特性の影響により、通信信号に歪みが生じ、データ信号の対称性が損なわれる可能性がある。データ信号の対称性が損なわれた場合、受信装置２０は、対称性のないデータ信号を受信することになり、送信データを復元できないことになる。

　そこで、本実施形態の送信装置１０は、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数の昇順で、０からＮ－１までの整数を用いて番号付けした場合、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアにデータ信号を乗せる。そして、送信装置１０は、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を乗せることなく通信を行う。

　このように、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアにデータ信号を乗せないことによれば、送信装置１０から出力される通信信号の帯域を制限することが可能になり、帯域制限フィルタが不要になる。

　帯域制限フィルタが不要になると、通信信号に歪みを生じさせることなくデータを伝送することが可能になる。

　一方、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアを不使用サブキャリアとした場合、対称性を有するデータ信号をＩＦＦＴ部１１６に入力することができなくなるため、ＩＦＦＴ部１１６の出力は、実部と虚部とを有した複素信号となる。

　ここで、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアを不使用サブキャリアとするデータ信号をＩＦＦＴ部１１６に入力させたときに、ＩＦＦＴ部１１６から出力される複素信号の実部が、対称性を有したデータ信号をＩＦＦＴ部に入力したときに、ＩＦＦＴ部から出力される実数信号と同じ形であれば、ＩＦＦＴ部１１６から出力される複素信号の実部を送信すれば、受信側では、送信データを復元できることになる。

　以下では、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアを不使用サブキャリアとして送信データの伝送を行った場合に、受信側で、送信データを復元可能か否かを検証する。

　まず、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）を下記式（４）のように定義する。

　なお、式（４）中のＮは、ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアの個数を表している。

　式（４）で示される信号ｘ（ｋ）にＩＦＦＴ処理を施すと、ＩＦＦＴ処理後の信号Ｘ（ｎ）は式（５）のように表される。

　式（５）を展開して実部と虚部とで表される形に整理すると、式（６）のようになる。ここで、式（４）より、Ｎ／２≦ｋ≦Ｎ－１では、ｘ（ｋ）＝０であるため、式（６）は、式（７）のように表されることになる。

　式（７）より、ＩＦＦＴ処理後の信号Ｘ（ｎ）の実部Ｘ_R（ｎ）は、式（８）となる。

　式（８）は、振幅が半分であること以外は、式（３）と同じ形となっている。式（４）で示される信号ｘ（ｋ）は、対称性を有した信号ではないが、Ｎ／２≦ｋ≦Ｎ－１ではｘ（ｋ）＝０であるため、実質的に対称性を有した信号と見ることができる。

　したがって、ＩＦＦＴ処理後の信号Ｘ（ｎ）のうち、式（８）で示される実部信号Ｘ_R（ｎ）を通信信号として伝送した場合、受信装置２０は、当該通信信号Ｘ_R（ｎ）にＦＦＴ処理を施せば、式（３）の関係から、信号ｘ（ｋ）を生成することができ、送信データを復元することができる。

　下記の図８～図１２は、計算機シミュレーションの結果を示し、図８は、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）の実部ｘ_r（ｋ）、図９は、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）の虚部ｘ_i（ｋ）を示している。図１０は、ＩＦＦＴ処理後の実部信号Ｘ_R（ｎ）を示している。また、図１１は、ＩＦＦＴ処理後の実部信号Ｘ_R（ｎ）にＦＦＴ処理を施して復元された信号ｘ（ｋ）の実部ｘ’_r（ｋ）を示し、図１２は、ＩＦＦＴ処理後の実部信号Ｘ_R（ｎ）にＦＦＴ処理を施して復元された信号ｘ（ｋ）の虚部ｘ’_i（ｋ）を示している。

　図８と図１１、および図９と図１２を比較すると、計算機シミュレーションの結果からも、ＩＦＦＴ処理後の実部信号Ｘ_R（ｎ）にＦＦＴ処理を施せば、ＩＦＦＴ処理前の入力信号ｘ（ｋ）を復元できることが分かる。

　このように、本実施形態の通信システム１によれば、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数の昇順で、０からＮ－１までの整数を用いて番号付けしたとき場合、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを用いてデータの伝送を行っても、受信装置２０において送信データを復元することができる。

　以上のような通信システム１の送信装置１０では、虚部の信号を除いた実部の信号に基づく通信信号が直交変調されることなく送信されるので、送信装置１０から直交変調を行うための構成を省くことができ、ひいては、送信装置１０の小型化、低コスト化および省電力化を実現することが可能になる。

　また、受信装置２０は、送信装置１０において、直交変調されていない実数信号を受信するので、受信装置２０では、直交検波を行うための構成、および直交検波によって生成される高周波成分の信号を除去するためのローパスフィルタが不要となる。これによれば、受信装置２０の小型化、低コスト化および省電力化を実現することが可能になる。

　また、送信装置１０は、全サブキャリアのうち、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付された非伝送帯域のサブキャリアにデータ信号を乗せないで通信を行うので、送信装置１０から通信信号の帯域を制限するための帯域制限フィルタを省くことが可能になり、送信装置１０の小型化、および低コスト化を実現することが可能になる。

　なお、上記では、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号を実質的に左右対称な信号とするために、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当て、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当てないようにしていたが、サブキャリアへのデータ信号の割り当て態様を反対にしてもよい。すなわち、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当て、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当てないようにして、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号を実質的に左右対称な信号としてもよい。

　　［６．プリアンブル信号の生成に用いるデータ配置パターンについて］
　次に、プリアンブル信号を生成する際に用いられる、各サブキャリアへのデータ配置パターンについて、詳述する。図１３は、ＳＴＦ５１Ｓを生成する際に用いるデータ配置パターンＰＴ_Sの一例を示す図である。図１４は、図１３のデータ配置パターンＰＴ_Sを用いて生成されたＳＴＦ５１Ｓの波形を示す図である。図１５は、ＬＴＦ５１Ｌを生成する際に用いるデータ配置パターンＰＴ_Lの一例を示す図である。

　プリアンブル５１に含まれる、ＳＴＦ５１Ｓを生成する際には、下記の設定規則（Ｒｓ１）～（Ｒｓ４）に従って設定されたデータ配置パターンを採用する。

　（Ｒｓ１）伝送帯域のサブキャリアに実数のプリアンブルデータ信号が配置されること。

　（Ｒｓ２）ＳＴＦ５１Ｓは、数周期分の周期性を有していること。

　（Ｒｓ３）平均電力に対する最大電力の比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）が１に近いこと。

　（Ｒｓ４）ＳＴＦ５１Ｓのパワー（電力）が、送信データを含むＯＦＤＭシンボルのパワーより６ｄＢ高いこと。

　設定規則（Ｒｓ１）は、ＳＴＦ５１Ｓに含まれる情報を受信装置２０に伝送するための前提条件である。

　また、設定規則（Ｒｓ２）のように、ＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有せば、プリアンブル信号を早期に検出することが可能になる。具体的には、受信装置２０で行われるプリアンブル信号の検出処理は、相関演算を利用して同じ信号が検出されたか否かに基づいて行われる。このため、１つのＳＴＦが１周期分の周期性を有している場合は、１つ以上のＳＴＦを受信しなければ、プリアンブル信号を検出できないことになる。これに対して、本実施形態では、１つのＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有しているので、１つのＳＴＦ５１Ｓ内で、プリアンブル信号の検出を行うことが可能になる。これによれば、プリアンブル信号を早期に検出することが可能になる。

　また、相関演算では、先に受信した信号を一旦バッファに記憶して遅延させ、先に受信した信号と後に受信した信号とを用いて相関演算が行われるが、１つのＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有せば、受信した信号を記憶しておくバッファの容量を低減することができる。例えば、１つのＳＴＦが１周期分の周期性を有している場合、相関演算を行うには、当該１つのＳＴＦを記憶しておく必要があり、少なくとも当該１つのＳＴＦを記憶可能な容量を有するバッファが必要になる。これに対して、本実施形態のように、１つのＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有している場合、相関演算を行うために必要となる信号のデータ量が減るので、バッファの容量を低減することが可能になる。

　なお、本実施形態では、１つのＳＴＦ５１Ｓにおいて、４周期分の周期性を持たせている。これは、周期が短すぎると相関がとれなくなり、周期が長くなるとバッファの容量が大きくなるため、相関演算の実現性とバッファ容量の低減要請とのバランスを考慮して定めたものである。

　設定規則（Ｒｓ３）は、送信信号を増幅する増幅器（アンプ）の設計を容易にするための条件である。具体的には、ＯＦＤＭ信号を送信する送信装置では、増幅器のダイナミックレンジ（信号振幅の最大と最小の範囲）を広くとって信号が歪まないように設計される。このため、ＳＴＦのＰＡＰＲが１に近い場合、増幅器の設計が容易になる。

　設定規則（Ｒｓ４）は、Ｓ／Ｎ比を上げてプリアンブル信号を検出し易くするための条件である。

　図１３には、上記４つの設定規則（Ｒｓ１）～（Ｒｓ４）に従って設定されたデータ配置パターンＰＴ_Sが例示されている。

　当該データ配置パターンＰＴ_Sは、１２８個のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０から１２７までの整数を用いて番号付けしたとき、７８番のサブキャリアと、８６番のサブキャリアと、１０２番のサブキャリアとに、「２．８２×２」のプリアンブルデータ信号を乗せ、９４番のサブキャリアに「－２．８２×２」のプリアンブルデータ信号を乗せることを示している。なお、データ配置パターンＰＴ_Sは、１２８個のサブキャリアのうち、プリアンブルデータ信号を乗せない他のサブキャリアに対しては、ゼロを乗せることを示すとも言える。

　このようなデータ配置パターンＰＴ_Sを用いて生成されたＳＴＦ５１Ｓでは、帯域幅が１３１．２５ｋＨｚ～３５６．２５ｋＨｚとなり、ＰＡＰＲが１．６９、周期が４となる。また、ＳＴＦ５１Ｓのパワーは、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーより６ｄＢ高くなる。

　以下では、データ配置パターンの設定手順について、図１３のデータ配置パターンＰＴ_Sを設定する場合を例にして詳述する。なお、図１３のデータ配置パターンＰＴ_Sを用いて生成されるＳＴＦ５１Ｓをプリアンブル信号として採用する通信システムでは、１２８個のサブキャリアで構成されたＯＦＤＭ信号を用いて通信が行われ、一次変調方式としてＱＰＳＫ変調方式が採用されているものとする。

　データ配置パターンは、下記の設定手順（Ｊｓ１）～（Ｊｓ５）を順に踏むことによって設定することができる。

　具体的には、設定手順（Ｊｓ１）では、伝送帯域に応じて、使用するサブキャリアが特定される。

　図１３のデータ配置パターンＰＴ_Sを設定する際には、１０３．１２５ｋＨｚ～３９３．７５ｋＨｚの帯域に含まれるサブキャリアが特定される。１０３．１２５ｋＨｚ～３９３．７５ｋＨｚの帯域に含まれるサブキャリアは、７５番のサブキャリアから１０６番のサブキャリアまでの計３２個のサブキャリアであり、当該３２個のサブキャリアが使用するサブキャリアとして特定されることになる。

　次の設定手順（Ｊｓ２）では、１つのＳＴＦ５１Ｓ内で周期性を持たせるために、プリアンブルデータ信号を乗せるサブキャリアの位置および数が決定される。

　上述のように、フーリエ変換理論では、「ＩＦＦＴ部への入力が実数の偶関数であれば、ＩＦＦＴ部からの出力は、実数の偶関数になる」という理論が存在する。

　ここで、プリアンブルデータ信号は実数であるため、データ配置パターンに従ってプリアンブルデータ信号をサブキャリアに配置することによって得られる周波数領域の信号（ＩＦＦＴ処理前の周波数領域のＳＴＦ）は、実数信号となる。また、当該実数信号は、伝送帯域に含まれるサブキャリアにプリアンブルデータ信号を配置して得られたものであることから、実質的に対称性を有した信号と見ることができる。そうすると、ＩＦＦＴ処理前の周波数領域のＳＴＦは、実数の偶関数と見ることができ、当該周波数領域のＳＴＦに、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成された時間領域の信号のうち、実部をとって得られる信号は、１ＯＦＤＭシンボル期間において左右対称の偶関数となる。

　ＩＦＦＴ処理後の実部信号が１ＯＦＤＭシンボル期間において左右対称の偶関数になることは、上記式（８）において、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）の虚部ｘ_i（ｋ）を「０」としたときに得られる式が、「ＩＦＦＴ部への入力が実数の偶関数であれば、ＩＦＦＴ部からの出力は、実数の偶関数になる」という理論を表した上記式（１）と同じ形となることからも証明される。

　またさらに、連続した番号が付されたサブキャリア（連番のサブキャリア）において、奇数個のサブキャリア置きに等間隔で、プリアンブルデータ信号をサブキャリアに配置するとともに、プリアンブルデータ信号を配置するサブキャリアの数を偶数とした場合、１ＯＦＤＭシンボルの左半分或いは右半分においても対称性をもたらすことができる。

　図１３のデータ配置パターンＰＴ_Sでは、伝送帯域に含まれる、連続して並ぶサブキャリアにおいて、７個のサブキャリア置きに等間隔でプリアンブルデータ信号を配置するとともに、プリアンブルデータ信号を配置するサブキャリア数を４としている。このようなデータ配置パターンＰＴ_Sを用いて生成されるＳＴＦ５１Ｓは、図１４に示されるような４対称の信号となる。

　このような４対称な信号に対して相関演算を行った場合、相関演算結果の絶対値は、周期４の信号に対して相関演算を行ったときの相関演算結果の絶対値と同じになる。上記では、説明の便宜上、ＳＴＦ５１Ｓを周期性を有した信号と称したが、厳密には、対称性を有した信号である。

　次の設定手順（Ｊｓ３）では、ＳＴＦ５１Ｓのパワーと、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーとを等しくする、プリアンブルデータ信号の基準振幅が算出される。

　例えば、伝送帯域に含まれるサブキャリアの数を３２個とし、ＱＰＳＫ変調方式で一次変調された振幅「１」のデータ信号を３２個の各サブキャリアに乗せてＯＦＤＭシンボルを生成する場合、当該ＯＦＤＭシンボルのパワーＰDは、式（９）のように「３２」となる。

　一方、ＳＴＦ５１Ｓでは、プリアンブルデータ信号を乗せるサブキャリア数は、４であるため、プリアンブルデータ信号を実部Ｉ＝１，虚部Ｑ＝０の信号と仮定すると、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSは、「４」になる。

　ＯＦＤＭシンボルのパワーＰDのＳＴＦ５１ＳのパワーＰSに対する比ＰD／ＰSは、３２／４＝８となる。また、電圧または電流の２乗がパワーに相当するため、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSと、ＯＦＤＭシンボルのパワーＰDとを等しくする、プリアンブルデータ信号の基準振幅は、８の平方根である２．８２となる。

　次の設定手順（Ｊｓ４）では、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSを、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーＰDよりも６ｄＢ高くするために基準振幅に乗算する係数が決定される。

　ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSを、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーＰDよりも６ｄＢ高くするための係数は、「２」である。すなわち、プリアンブルデータ信号の値（振幅）を２．８２×２とすれば、式（１０）に示されるように、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSは、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーＰDよりも６ｄＢ高くなる。

　そして、設定手順（Ｊｓ５）では、ＰＡＰＲが最も小さくなる、プリアンブルデータ信号の符号の組合わせが選択される。

　ＯＦＤＭ信号は、異なるデータ信号で変調された複数のサブキャリアを重ね合わせて得られた信号であるため、同相合成によって、ＰＡＰＲが大きくなる可能性がある。そこで、ＰＡＰＲが大きくならないように、プリアンブルデータ信号の符号の組合わせが調整される。

　図１３のデータ配置パターンＰＴ_Sでは、プリアンブルデータ信号を乗せるサブキャリア数は、４であるため、プリアンブルデータ信号の符号の組合せの総数は、２4＝１６通りとなる。１６通り分のＰＡＰＲを算出した結果、７８番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「＋」、８６番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「＋」、９４番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「－」、１０２番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「＋」とした場合、ＰＡＰＲが最も小さくなった。

　このように、本実施形態では、ＳＴＦ５１Ｓを生成するためのデータ配置パターンは、上記の各設定規則（Ｒｓ１）～（Ｒｓ４）に従って設定される。

　次に、プリアンブル５１に含まれる、ＬＴＦ５１Ｌを生成する際に用いるデータ配置パターンについて説明する。

　プリアンブル５１に含まれる、ＬＴＦ５１Ｌを生成する際には、下記の設定規則（ＲL１）～（ＲL４）に従って設定されたデータ配置パターンが用いられる。

　（ＲL１）伝送帯域のサブキャリアに実数のプリアンブルデータ信号が配置されること。

　（ＲL２）平均電力に対する最大電力の比（ＰＡＰＲ）が１に近いこと。

　（ＲL３）プリアンブルデータ信号が疑似乱数バイナリ（ビット）シーケンス（ＰＲＢＳ：Pseudo Random Binary(Bit) Sequence）であること。

　設定規則（ＲL１）は、ＳＴＦ５１Ｓの設定規則（Ｒｓ１）と同様、ＬＴＦ５１Ｌに含まれる情報を受信装置２０に伝送するための前提条件である。

　設定規則（ＲL２）は、ＳＴＦ５１Ｓの設定規則（Ｒｓ３）と同様、送信信号を増幅する増幅器（アンプ）の設計を容易にするための条件である。

　設定規則（ＲL３）は、送信装置１０において、伝送路推定率を向上させるための条件である。ＬＴＦ５１Ｌは、伝送路推定に用いられるため、ＬＴＦ５１Ｌのプリアンブルデータ信号は、周波数領域でも時間領域でも偏りのない信号であることが好ましい。このため、プリアンブルデータ信号にＰＲＢＳを採用すれば、送信装置１０において、伝送路推定率を向上させることができる。

　図１５には、上記３つの設定規則（ＲL１）～（ＲL３）に従って設定されたデータ配置パターンＰＴ_Lが例示されている。

　当該データ配置パターンＰＴ_Lは、１２８個のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０から１２７までの整数を用いて番号付けしたとき、７５番、７８番、８０番、８１番、８２番、８５番、８６番、８７番、９２番、９４番、９５番、９６番、１０４番および１０５番の各サブキャリアに、「１」のプリアンブルデータ信号を乗せ、７６番、７７番、７９番、８３番、８４番、８８番、８９番、９０番、９１番、９３番、９７番、９８番、９９番、１００番、１０１番、１０２番、１０３番および１０６番の各サブキャリアに「－１」のプリアンブルデータ信号を乗せることを示している。なお、データ配置パターンＰＴ_Lは、１２８個のサブキャリアのうち、プリアンブルデータ信号を乗せない他のサブキャリアに対しては、ゼロを乗せることを示すとも言える。

　このようなデータ配置パターンＰＴ_Lを用いて生成されたＬＴＦ５１Ｌでは、帯域幅が１０３．１２５ｋＨｚ～３９３．７５ｋＨｚとなり、ＰＡＰＲが１．９６となる。

　　［７．受信装置２０に含まれるプリアンブル検出部２０２の詳細構成］
　次に、受信装置２０に含まれるプリアンブル検出部２０２（図４）の構成について詳述する。図１６は、プリアンブル検出部２０２内の相関演算部２２の構成を示す図である。

　プリアンブル検出部２０２は、受信部２０１から出力される受信信号に対して相関演算を施す相関演算部２２を有している。

　具体的には、図１６に示されるように、相関演算部２２は、遅延回路２２１と、２つの乗算回路２２２，２２３と、２つの移動平均フィルタ２２４，２２５と、除算回路２２６とを有している。

　相関演算部２２では、受信信号が、遅延回路２２１と、２つの乗算回路２２２，２２３とにそれぞれ入力される。

　遅延回路２２１は、受信信号を所定時間Ｍ、遅延させて出力する。遅延時間ＭはＳＴＦ５１Ｓの周期の自然数倍に設定可能であるが、Ｍの値が大きくなると遅延が大きくなるので、ここでは、ＭをＳＴＦ５１Ｓの１周期分（Ｍ＝３２サンプル）に設定する。なお、Ｍの設定値は既知であり、受信装置２０に予め与えられている。

　遅延回路２２１の出力は、乗算回路２２２によって受信信号と乗算され、乗算結果は移動平均フィルタ２２４へ入力される。

　移動平均フィルタ２２４は、所定時間幅に関して入力信号（すなわち乗算回路２２２の出力）の移動平均を演算し、演算結果を除算回路２２６に出力する。

　また、乗算回路２２３は、受信信号同士を乗算し、乗算結果を移動平均フィルタ２２５に出力する。

　移動平均フィルタ２２５は、乗算回路２２３の出力の移動平均を演算し、演算結果を除算回路２２６に出力する。

　除算回路２２６は、移動平均フィルタ２２４の出力と移動平均フィルタ２２５の出力とを除算することによって正規化を行い、除算後の信号を相関演算結果として出力する。

　プリアンブル検出部２０２は、上記のような相関演算部２２からの出力信号の振幅を抽出し、当該振幅を所定の閾値と比較することによって、プリアンブル信号を検出したか否かを判定する。

　上述のように、送信装置１０のプリアンブル出力部１１９から出力されるプリアンブル信号は、データ配置パターンＰＴ_Ｓ，ＰＴ_Ｌに従って得られる周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号である。そして、送信装置１０は、送信データを含むＯＦＤＭ信号に当該プリアンブル信号を付加してパケット信号を構成し、当該パケット信号を通信信号として送信する。このため、通信信号に含まれるプリアンブル信号は、直交変調を受けていない実数信号であり、受信装置２０は、受信したプリアンブル信号に対して直交検波を行わない。

　プリアンブル信号が複素信号であった場合、受信装置では、相関演算部において受信信号の複素共役信号を生成する複素共役回路が必要になる。これに対して、本実施形態の受信装置２０は、実数のプリアンブル信号を受信するため、相関演算部２２において複素共役回路が不要となる。これによれば、受信装置２０におけるプリアンブル検出部２０２の回路規模を縮小化できるとともに、コストダウンを図ることができる。

　受信したプリアンブル信号に対して直交検波を行う場合は、直交検波後のプリアンブル信号は複素信号となるため、受信装置では、相関演算部において受信信号の複素共役信号を生成する複素共役回路が必要になる。

　これに対して、本実施形態の受信装置２０は、受信したプリアンブル信号に直交検波を行わないため、プリアンブル信号は実数信号である。このため、相関演算部２２において複素共役回路が不要となる。これによれば、受信装置２０におけるプリアンブル検出部２０２の回路規模を縮小化できるとともに、コストダウンを図ることができる。

　以上のように、送信装置１０と受信装置２０とを含む通信システム１において、送信装置１０は、送信データを含む送信信号を生成する生成手段と、送信信号にプリアンブル信号を付加したパケット信号を送信する送信手段とを備え、当該送信手段は、直交変調を施すことなく、パケット信号を送信する。そして、プリアンブル信号は、複数のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号である。また、当該プリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って、各サブキャリアにプリアンブルデータを割り当てて得られた周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号である。さらに、所定の配置パターンは、前記複数のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０からＮ－１（Ｎは整数）までの整数を用いて番号付けした場合、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかに前記プリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアには、前記プリアンブルデータを割り当てないこと、或いは、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかに前記プリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアには、前記プリアンブルデータを割り当てないことを示している。

　また、通信システム１における受信装置２０は、パケット信号を受信する受信部２０１と、パケット信号に含まれるプリアンブル信号を検出するプリアンブル検出部２０２とを備えている。プリアンブル検出部２０１は、パケット信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してプリアンブル信号の検出を行う。また、プリアンブル検出部２０１は、受信したプリアンブル信号の複素共役信号を生成する複素共役部を有していない。

　このような通信システム１によれば、送信装置１０から送信されるパケット信号は、直交変調されていない実数信号であるため、受信装置２０において、直交検波を行うための構成、および受信したプリアンブル信号の複素共役信号を生成する複素共役部が不要になり、部品点数を削減することができる。部品点数の削減により、ひいては、受信装置２０の小型化および低コスト化、および省電力化を実現することが可能になる。

　＜変形例＞
　以上、実施形態について説明したが、この発明は、上記に説明した内容に限定されるものではない。

　例えば、上記実施形態では、通信システム１における送信装置１０および受信装置２０が、有線通信によって通信可能に構成される態様を例示したがこれに限定されない。具体的には、送信装置１０と受信装置２０とは、無線通信によって通信可能に構成される態様であってもよい。無線通信によって通信可能に構成される場合、送信装置１０は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を搬送帯域のＯＦＤＭ信号にする周波数変換部を有する構成となるが、直交変調部は不要である。一方、受信装置２０は、搬送帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号にする周波数変換部を有する構成となるが、直交検波部は不要である。

　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。

　１　通信システム
　１０　受信装置（通信装置）
　１０　送信装置（通信装置）
　１１９　プリアンブル出力部
　１２０　パケット構成部
　１２１　送信部
　２０１　受信部
　２０２　プリアンブル検出部
　２２　相関演算部

Claims

　送信データを含む送信信号を生成する生成手段と、
　前記送信信号にプリアンブル信号を付加したパケット信号を送信する送信手段と、
を備え、
　前記プリアンブル信号は、複数のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号であり、
　前記プリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って、各サブキャリアにプリアンブルデータを割り当てて得られた周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号であり、
　前記所定の配置パターンは、前記複数のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０からＮ－１（Ｎは整数）までの整数を用いて番号付けした場合、
　Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかに前記プリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアには、前記プリアンブルデータを割り当てないこと、
或いは、
　Ｎ／２－１よりも大きい番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかに前記プリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアには、前記プリアンブルデータを割り当てないことを示し、
　前記送信手段は、直交変調を施すことなく、前記パケット信号を送信する通信装置。
　前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のショートプリアンブル信号が含まれ、
　前記ショートプリアンブル信号に関する所定の配置パターンは、連続した番号が付されたサブキャリアにおいて、奇数個のサブキャリア置きに等間隔で、偶数個のサブキャリアに前記プリアンブルデータを割り当てることを示す請求項１に記載の通信装置。
　前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のショートプリアンブル信号が含まれ、
　前記ショートプリアンブル信号に関する所定の配置パターンは、前記ショートプリアンブル信号のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が１に近くなるように、前記プリアンブルデータをサブキャリアに割り当てることを示す請求項１または請求項２に記載の通信装置。
　前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のショートプリアンブル信号が含まれ、
　前記ショートプリアンブル信号に関する所定の配置パターンは、前記ショートプリアンブル信号の電力が、１ＯＦＤＭシンボルの前記送信信号の電力よりも６ｄＢ高くなるように、前記プリアンブルデータをサブキャリアに割り当てることを示す請求項１または請求項２に記載の通信装置。
　前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のロングプリアンブル信号が含まれ、
　前記ロングプリアンブル信号に関する所定の配置パターンは、前記ロングプリアンブル信号のＰＡＰＲが１に近くなるように、前記プリアンブルデータをサブキャリアに割り当てることを示す請求項１または請求項２に記載の通信装置。
　前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のロングプリアンブル信号が含まれ、
　前記ロングプリアンブル信号に関する所定の配置パターンは、ＰＲＢＳ（Pseudo Random Binary(Bit) Sequence）の前記プリアンブルデータをサブキャリアに割り当てることを示す請求項１または請求項２に記載の通信装置。
　送信データを含む送信信号を生成する生成手段と、
　前記送信信号にプリアンブル信号を付加したパケット信号を送信する送信手段と、
を備え、
　前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のショートプリアンブル信号が含まれ、
　前記ショートプリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って、前記ショートプリアンブル信号を構成する各サブキャリアにプリアンブルデータを割り当てて得られた周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号であり、
　前記ショートプリアンブル信号に関する前記所定の配置パターンは、前記ショートプリアンブル信号を構成する１２８個のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０から１２７までの整数を用いて番号付けしたとき、７８番のサブキャリアと、８６番のサブキャリアと、１０２番のサブキャリアとに、「２．８２×２」のプリアンブルデータを割り当て、９４番のサブキャリアに「－２．８２×２」のプリアンブルデータを割り当てることを示し、
　前記送信手段は、直交変調を施すことなく、前記パケット信号を送信する通信装置。
　送信データを含む送信信号を生成する生成手段と、
　前記送信信号にプリアンブル信号を付加したパケット信号を送信する送信手段と、
を備え、
　前記プリアンブル信号には、１ＯＦＤＭシンボル単位のロングプリアンブル信号が含まれ、
　前記ロングプリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って、前記ロングプリアンブル信号を構成する各サブキャリアにプリアンブルデータを割り当てて得られた周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号であり、
　前記ロングプリアンブル信号に関する前記所定の配置パターンは、前記ロングプリアンブル信号を構成する１２８個のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０から１２７までの整数を用いて番号付けしたとき、７５番、７８番、８０番、８１番、８２番、８５番、８６番、８７番、９２番、９４番、９５番、９６番、１０４番および１０５番の各サブキャリアに、「１」のプリアンブルデータを割り当て、７６番、７７番、７９番、８３番、８４番、８８番、８９番、９０番、９１番、９３番、９７番、９８番、９９番、１００番、１０１番、１０２番、１０３番および１０６番の各サブキャリアに「－１」のプリアンブルデータを割り当てることを示し、
　前記送信手段は、直交変調を施すことなく、前記パケット信号を送信する通信装置。
　パケット信号を受信する受信手段と、
　パケット信号に含まれるプリアンブル信号を検出するプリアンブル検出手段と、
を備え、
　前記パケット信号は、送信装置において直交変調されていない実数の信号であり、
　前記プリアンブル検出手段は、前記パケット信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してプリアンブル信号の検出を行い、
　前記プリアンブル検出手段は、受信したプリアンブル信号の複素共役信号を生成する複素共役部を有さない通信装置。
　第１通信装置と、
　前記第１通信装置と通信を行う第２通信装置と、
を備え、
　前記第１通信装置は、
　　送信データを含む送信信号を生成する生成手段と、
　　前記送信信号にプリアンブル信号を付加したパケット信号を送信する送信手段と、
を有し、
　前記プリアンブル信号は、複数のサブキャリアから構成されるＯＦＤＭ信号であり、
　前記プリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って、各サブキャリアにプリアンブルデータを割り当てて得られた周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成される時間領域の信号のうち、虚部の信号を除いた実部の信号であり、
　前記所定の配置パターンは、前記複数のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０からＮ－１（Ｎは整数）までの整数を用いて番号付けした場合、
　Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかに前記プリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアには、前記プリアンブルデータを割り当てないこと、
或いは、
　Ｎ／２－１よりも大きい番号が付された各サブキャリアのうちのいずれかに前記プリアンブルデータを割り当て、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアには、前記プリアンブルデータを割り当てないことを示し、
　前記送信手段は、直交変調を施すことなく、前記パケット信号を送信し、
　前記第２通信装置は、
　　前記パケット信号を受信する受信手段と、
　　前記パケット信号に含まれる前記プリアンブル信号を検出するプリアンブル検出手段と、
を有し、
　前記プリアンブル検出手段は、前記パケット信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してプリアンブル信号の検出を行い、
　前記プリアンブル検出手段は、受信したプリアンブル信号の複素共役信号を生成する複素共役部を有さない通信システム。