CN105991501A - 前导符号的接收方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种前导符号的接收方法及装置，适用于发送端满足预定发送规则时，其特征在于：对基带信号判断存在前导符号；确定前导符号在物理帧中位置并解析出携带的信令信息，其中确定和解析步骤包含：将每个时域符号的时域主体信号傅里叶变换后提取出有效子载波；将每个有效子载波与该时域符号的已知频域信令集中每一频域已知序列对应的已知子载波及信道估计值进行预定数学运算后反傅里叶变换，对应于每个频域已知序列得到一个反傅里叶结果；及每个时域符号基于以第一预定选定规则从反傅里叶结果中选出的反傅里叶选定结果，用于直接解出信令信息和/或利用多个时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出信令信息。

Description

前导符号的接收方法及装置

技术领域

本发明属于广播通信领域，具体涉及一种前导符号的接收方法及相应装置。

背景技术

目前，OFDM系统中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是基于前导符号来实现的。前导符号是OFDM系统的发送端和接收端都已知的符号序列，前导符号标志了物理帧的开始(命名为P1符号)，在每个物理帧内只出现一个P1符号或连续出现多个P1符号，P1符号的用途包括有：

1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；

2)提供基本传输参数(例如FFT点数、帧类型信息等)，使接收端可进行后续接收处理；

3)检测出初始载波频偏和定时误差，用以补偿后达到频率和定时同步；

4)紧急警报或广播系统唤醒。

通常前导符号在发送端中的发送方法，出于提高系统传输效率的目的，存在这样技术考虑，基于不同的序列生成式产生不同序列或基于同一序列生成式再进行时域中循环移位或频域中调制频偏来生成时域主体信号再进一步处理生成得到时域符号，将具有此结构的时域符号来用以传输信令，应对于此，在接收端一侧，初步判读定位存在期望接收的时域符号后，对前后符号频域直接差分来解析信令，然而接收端中这样解析做法却存在以下弊端：多径信道和低信噪比下所具有鲁棒性不高；在信道估计不太准确或者各种原因出现干扰径时较易出现误判。

发明内容

本发明解决的问题是，已有技术中前导符号的接收方法及装置，在有效子载波进行时域中循环移位或频域中调制频偏来生成时域符号以传输信令的发送前提下，在初步判读定位期望接收的时域符号后利用对前后符号频域直接差分来解析信令，导致多径信道和低信噪比下所具有鲁棒性不高；在信道估计不太准确或者各种原因出现干扰径时较易出现误判这样的问题。

为解决上述问题，本发明实施例提供了一种前导符号的接收方法，适用于发送端满足预定发送规则时，其特征在于，包括如下步骤：对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息，其中，在该进行确定和解析的步骤中，包含：将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；将每个有效子载波与该时域符号的已知频域信令集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算后反傅里叶变换，对应于每一个频域已知序列得到一个反傅里叶结果；以及每个时域符号基于以第一预定选定规则从一个或多个反傅里叶结果中所选出的反傅里叶选定结果，用于直接解出信令信息和/或利用多个时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出信令信息。

可选地，预定发送规则：发送的每个时域符号中时域主体信号对应的频域主体序列进行处理得到生成预生成子载波后，在频域中以预定频偏值S对每个有效子载波进行相位调制或反傅里叶变换后在时域中进行循环移位。

可选地，还包括对反傅里叶选定结果进行取绝对值或取绝对值平方，再来以第一预定选定规则选出反傅里叶选定结果。

可选地，第一预定选定规则包含以峰值最大进行选定和/或者以峰均比最大进行选定。

可选地，还包括滤噪处理步骤，该滤噪处理步骤包括：可将每个时域符号的反傅里叶结果进行滤噪处理，将大值保留，小值全部置零。

可选地，其中，所解析出的信令信息包含：不同频域序列传送信令和/或频域调制频偏即时域循环移位值所传信令。

可选地，其中，已知频域信令集指每个时域符号对应的主体时域信号在频域子载波调制相位前填充至子载波的频域序列的所有可能序列。

可选地，其中，当时域符号的已知频域序列集仅有1个已知序列，则第一预定选定规则为直接取其每个时域符号的唯一反傅里叶结果作为反傅里叶选定结果，再用于直接解出信令信息和/或利用多个时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出信令信息。

可选地，其中，将多个时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出信令信息的步骤中，包含：将后一个时域符号进行循环移位，与前一个时域符号进行相乘或共轭相乘并累加得到累加值，找出对应于所有预定频偏值或循环位移值中累加值最大的移位值，由该移位值推算出信令信息。

可选地，其中，预定数学运算包含：共轭相乘或除法运算。

本发明实施例还提供了一种前导符号的接收方法，适用于发送端满足如权利要求1中的预定发送规则时，其特征在于，包括如下步骤：对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息，其中，在该进行确定和解析的步骤中，包含：将每个时域符号的已知频域信令集扩展为已知频域信令扩展集；将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；将每个有效子载波与已知频域信令扩展集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算得到运算值，再进行所有有效子载波上运算值的累加；以及以第二预定选定规则从多组累加值选取出一个累加值，利用其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，推得频域调制频偏值即时域循环移位所传输信令，并推得所对应的原始未扩展前的已知频域信令集里的已知频域序列，解出由频域不同序列所传输的信令信息。

可选地，其中，第二预定选定规则包含以取绝对值最大值或者是取实部最大值进行选定。

可选地，其中，已知频域信令集指每个时域符号对应的主体时域信号在频域子载波调制相位前填充至子载波的频域序列的所有可能序列。

可选地，其中，已知频域信令扩展集通过如下方式得到：将已知频域信令集里的每一个已知频域序列进行对应的按所有可能频偏值调制子载波相位，其所有可能的S个调制频偏值，则将生成S个调制频偏后的已知序列。

可选地，其中，当该符号未扩展的已知频域信令集仅有一个已知序列，即仅依靠频域调制频偏s即时域循环移位值传输信令信息时，则已知频域信令扩展集包含共S个已知频域序列，利用调制频偏s其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，即可推得调制频偏值，得到频域调制频偏即时域循环移位传输的信令信息。

可选地，其中，预定数学运算包含：共轭相乘或除法运算。

本发明实施例还提供了一种前导符号的接收装置，适用于发送装置满足预定发送规则时，其特征在于，包括：处理判断部，用于对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；定位解析部，用于对确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息，其中，定位解析部包含：载波提取单元，将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；运算处理单元，将每个有效子载波与该时域符号的已知频域信令集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算后反傅里叶变换，对应于每一个频域已知序列得到一个反傅里叶结果；以及选定解析单元，每个时域符号基于以第一预定选定规则从一个或多个反傅里叶结果中所选出的反傅里叶选定结果，用于直接解出信令信息和/或利用多个时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出信令信息。

本发明实施例还提供了一种前导符号的接收装置，适用于发送装置满足预定发送规则时，其特征在于，包括：处理判断部，用于对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；定位解析部，用于确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息，其中，定位解析部包含：扩展单元，用于将每个时域符号的已知频域信令集扩展为已知频域信令扩展集；载波提取单元，将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；运算处理单元，将每个有效子载波与已知频域信令扩展集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算得到运算值，再进行所有有效子载波上运算值的累加；以及选定解析单元，以第二预定选定规则从多组累加值选取出一个累加值，利用其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，推得频域调制频偏值即时域循环移位所传输信令，并推得所对应的原始未扩展前的已知频域信令集里的已知频域序列，解出由频域不同序列所传输的信令信息。

与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：

根据本发明实施例提供的前导符号的接收方法及装置，由于采用相干解调在多径信道和低信噪比下均能实现非常鲁棒的性能，因而相比于利用前后符号频域直接差分解析方法，避免了放大噪声，另外进一步利用前后符号的运算结构的相对位移，解决了在信道估计不太准确或者各种原因出现干扰径时的误判问题，提高系统准确性。

附图说明

图1是本发明的实施例一中前导符号的接收方法的流程示意图；

图2是本发明的实施例一中前导符号的接收方法中解析信令的流程示意图；

图3是本发明的实施例中物理帧的时域结构示意图；

图4是本发明的实施例中包含格式控制部分和内容控制部分的物理帧结构示意图；

图5是本发明的实施例的前导符号中一个时域符号所对应的频域示意图；

图6是本发明的实施例中第一种三段结构的示意图；

图7是本发明的实施例中第二种三段结构的示意图；

图8是本发明的实施例一中一个时域主体信号的反傅里叶结果在AWGN下的波形图；

图9是本发明的实施例一中一个时域主体信号的反傅里叶结果在0dB两径的信道下的波形图；

图10(a)是本发明的实施例一中滤噪处理前的前一个时域符号中时域主体信号的反傅里叶结果在0dB两径的信道下的波形图；

图10(b)是本发明的实施例一中滤噪处理前的后一个时域符号中时域主体信号的反傅里叶结果在0dB两径的信道下的波形图；

图11(a)是本发明的实施例一中滤噪处理后的前一个时域符号中时域主体信号的反傅里叶结果在0dB两径的信道下的波形图；

图11(b)是本发明的实施例一中滤噪处理后的后一个时域符号中时域主体信号的反傅里叶结果在0dB两径的信道下的波形图；

图12是本发明的实施例二中前导符号的接收方法中解析信令的流程示意图；

图13是本发明的实施例二中一个时域主体信号的反傅里叶结果在AWGN下的波形图；以及

图14是本发明的实施例三中前导符号的接收方法中解析信令的流程示意图。

具体实施方式

发明人发现已有技术中，已有技术中前导符号的接收方法及装置，在有效子载波进行时域中循环移位或频域中调制频偏来生成时域符号以传输信令的发送前提下，在初步判读定位期望接收的时域符号后利用对前后符号频域直接差分来解析信令，导致多径信道和低信噪比下所具有鲁棒性不高；在信道估计不太准确或者各种原因出现干扰径时较易出现误判这样的问题。

针对上述问题，发明人经过研究，提供了一种前导符号的接收方法及装置，适用于发送端满足预定发送规则时，其特征在于：对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息，其中，在该进行确定和解析的步骤中，包含：将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；将每个有效子载波与该时域符号的已知频域信令集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算后反傅里叶变换，对应于每一个频域已知序列得到一个反傅里叶结果；以及每个时域符号基于以第一预定选定规则从一个或多个反傅里叶结果中所选出的反傅里叶选定结果，用于直接解出信令信息和/或利用多个时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出信令信息。

为了使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

<实施例一>

图1是本发明的实施例一中前导符号的接收方法的流程示意图；图2是本发明的实施例一中前导符号的接收方法中解析信令的流程示意图。

如图1所示，本实施例中前导符号的接收方法，适用于发送端所使用的前导符号的发送方法满足预定发送规则时，该前导符号的接收方法包括如下步骤：

步骤S1-1：对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；以及

步骤S1-2：确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息。

其中，如图2所示，在步骤S1-2的确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息中，该信令的解析步骤包含以下具体步骤：

步骤S2-1-1：将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；

步骤S2-1-2：将每个有效子载波与该时域符号的已知频域信令集中每一频域已知序列对应的已知子载波进行预定数学运算后反傅里叶变换，对应于每一个频域已知序列得到一个反傅里叶结果；以及

步骤S2-1-3：每个时域符号基于以第一预定选定规则从一个或多个反傅里叶结果中所选出的反傅里叶选定结果，再将多个时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出信令信息。

在上述本发明的前导符号的接收方法所针对适用的发送端的预定发送规则，通过图3至图7做以下描述说明。

图3是本发明的实施例中物理帧的时域结构示意图。

如图3所示，本实施发送端所发送的物理帧分别包含前导符号和数据区域，其中，前导符号位于数据区域之前，图3中给出了两段物理帧结构。

数据区域用于传输数据信息，比如TS包或IP包等。

前导符号用于快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号，提供基本传输参数(例如FFT点数、帧类型信息等)，使接收端可进行后续接收处理；检测出初始载波频偏和定时误差，用以补偿后达到频率和定时同步；紧急广播唤醒等。

图4是本发明的实施例中包含格式控制部分和内容控制部分的物理帧结构示意图。

如图4所示，物理帧结构包含前导符号和数据区域，其中前导符号包含：由物理层格式控制部分PFC和物理层内容控制部分PCC。当然，本发明所涉及的前导符号并不限定于包含该PFC部分和PCC部分。

格式控制部分PFC由一个或多个时域符号组成(图中用斜线框表示)，每个OFDM时域符号大小相同。本实施例中，时域符号采用OFDM符号，由图4可知，本实施例中，发送端的格式控制部分PFC中采用包含四个时域符号。

图6是本发明的实施例中第一种三段结构的示意图；和图7是本发明的实施例中第二种三段结构的示意图。

前导符号的格式控制部分PFC中包含至少一个时域符号，由于本实施例中时域符号均采用以下第一种三段结构或第二种三段结构，因而，前导符号所包含的时域符号亦可称之为三段结构时域符号。然而不做限制的是，满足上述的前导符号中的时域符号亦可采用并非三段结构的其他结构。

通过图6和图7可知，本实施例一中，时域符号具有以下三段结构：如图6中的第一种三段结构：时域主体信号(A段)、基于该时域主体信号的后部所生成的前缀(C段)、以及基于时域主体信号在前缀范围内选取一部分生成的后缀(B段)；如图7中的第二种三段结构：时域主体信号(A段)、基于该时域主体信号的后部所生成的前缀(C段)、以及基于时域主体信号在前缀范围内选取一部分生成的超前缀(B段)。

将一段时域主体信号(图中以A标示)作为第一部分，齐第一部分的最末端按照预定获取规则取出一部分，预定处理并复制到该第一部分的前部来生成第三部分(图中以C标示)从而作为前缀，同时，从第一部分的后部按照预定获取规则取出一部分，预定处理进行处理并复制到该第一部分的后部或者处理并复制到前缀的前部来生成第二部分(图中以B标示)从而分别相应作为后缀或超前缀，从而，分别生成如图6所示的B作为后缀的第一种三段结构(CAB结构)和B作为超前缀的如图7所示的第二种三段结构(BCA结构)。

基于具有三段结构的时域符号来看，本实施例中所生成的前导符号可以包含：具有第一种三段结构的时域符号；或具有第二种三段结构的时域符号；或不分先后排列的若干个具有第一种三段结构的时域符号和/或若干个具有第二种三段结构的时域符号的自由组合。即前导符号可仅包含CAB或BCA，也可为若干个CAB或若干个BCA，也可为数量不限制的若干个CAB和若干个BCA的不分先后排列的任意自由组合。需要特别说明的是，本发明的前导符号但不限于只包含C-A-B或者B-C-A的结构，也可还包含其他时域结构，比如传统CP结构等。

A段是基于某段频域主体序列通过例如2048点的IFFT变换得到，将三段结构中的C段为A段中一部分的直接拷贝，而B段为A段中一部分的调制信号段，B的数据范围不超过C的数据范围，即选择给调制信号段B的那部分A的范围不会超出截取作为前缀C的那部分A的范围。优选地，B的长度和C的长度之和为A的长度。

设N_A为A的长度，设Len_C为C的长度，Len_B为调制信号段B的长度。设A的采样点序号为0,1,…N_A-1.设N1为选择复制给调制信号段第二部分B的起点对应的第一部分A的采样点序号，N2为选择复制给调制信号段第二部分B的终点对应的第一部分A的采样点序号。其中，

N2＝N1+Len_B-1 (公式1)

通常，对第二部分B段实施的调制为调制频偏，调制M序列或其他序列等，本实施中以调制频偏为例，设P1_A(t)是A的时域表达式，则第一种普通前导符号的时域表达式为

$P_{C-A-B}\left(t\right)\left\{\begin{array}{cc}P1\_A(t+(N_A-L{\mathrm{en}}_C)T)& 0\&le;t<{\mathrm{Len}}_{C}T\\ P1\_A(t-{\mathrm{Len}}_{C}T)& {\mathrm{Len}}_{C}T\&le;t<(N_A+{\mathrm{Len}}_C)T\\ P1\_A(t-({\mathrm{Len}}_C+N_A-N1)T)e^{j2\mathrm{\&pi;}{f}_{SH}t}& (N_A+{\mathrm{Len}}_C)T\&le;t<(N_A+{\mathrm{Len}}_C+{\mathrm{Len}}_B)T\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

(公式2)

其中，调制频偏值f_SH可选取为时域OFDM符号对应的频域子载波间隔即1/N_AT,或者1/(Len_B+Len_c)T其中T为采样周期，N_A为时域OFDM符号的长度，比如，N_A为1024，取f_SH＝1/1024T，且调制频偏可任意选择初相。为了使相关峰值尖锐，f_SH也可以选择为1/(Len_BT)或者接近其值的数值。

在B-C-A的结构中，调制频偏值正好与C-A-B结构相反，且调制可任意选择初相。

$P_{B-C-A}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}P1\_A(t+\left(N1\right)T)e^{-j2\mathrm{\&pi;}{f}_{SH}(t-{\mathrm{Len}}_{C}T)}& 0\&le;t<{\mathrm{Len}}_{B}T\\ P1\_A(t-({\mathrm{Len}}_B-N_A+{\mathrm{Len}}_C)T)& {\mathrm{Len}}_{B}T\&le;t<({\mathrm{Len}}_B+{\mathrm{Len}}_C)T\\ P1\_A(t-({\mathrm{Len}}_B+{\mathrm{Len}}_C)T)& ({\mathrm{Len}}_B+{\mathrm{Len}}_C)T\&le;t<({\mathrm{Len}}_B+{\mathrm{Len}}_C{+N}_A)T\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

(公式3)

将第一种三段结构(CAB)中选取第二部分(B)起点对应于第一部分(A)的第一采样点序号设为N1_1，将第二种三段结构(BCA)中选取第二部分(B)起点对应于第一部分(A)的第二采样点序号设为N1_2，第一采样点序号N1_1

和第二采样点序号N1_2需要满足以下公式

N1_1+N1_2＝2N_A-(Len_B+Len_c) (公式4)

满足这样关系的好处是，C-A-B结构中C段到B段的相同内容的延迟关系与B-C-A结构中B段到A段相同内容的延迟关系相同，C-A-B结构中A段到B段的相同内容的延迟关系与B-C-A结构中B段到C段相同内容的延迟关系相同，利于接收机实现。且C-A-B结构和B-C-A结构中，如果对B段采用的调制是调制频偏的话，两种结构的频偏值f_SH要正好相反，利于接收机实现。

用序号1表示C-A-B结构的符号，用序号2表示B-C-A结构的符号。则设P1_A(t)是A1的时域表达式，P2_A(t)是A2的时域表达式，则C-A-B三段结构的时域表达式为

$P1\left(t\right)\left\{\begin{array}{cc}P1\_A(t+(N_A-L{\mathrm{en}}_C)T)& 0\&le;t<{\mathrm{Len}}_{C}T\\ P1\_A(t-{\mathrm{Len}}_{C}T)& {\mathrm{Len}}_{C}T\&le;t<(N_A+{\mathrm{Len}}_C)T\\ P1\_A(t-({\mathrm{Len}}_C+N_A-N1\_1)T)e^{j2\mathrm{\&pi;}{f}_{SH}t}& (N_A+{\mathrm{Len}}_C)T\&le;t<(N_A+{\mathrm{Len}}_C+{\mathrm{Len}}_B)T\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

(公式5)

B-C-A三段结构的时域表达式为

$P2\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}P2\_A(t+(N1\_2)T)e^{-j2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{SH}}(t-{\mathrm{Len}}_{C}T)}& 0\&le;t<{\mathrm{Len}}_{B}T\\ P2\_A(t-({\mathrm{Len}}_B-N_A+{\mathrm{Len}}_C)T)& {\mathrm{Len}}_{B}T\&le;t<({\mathrm{Len}}_B+{\mathrm{Len}}_C)T\\ P2\_A(t-({\mathrm{Len}}_B+{\mathrm{Len}}_C)T)& ({\mathrm{Len}}_B+{\mathrm{Len}}_C)T\&le;t<({\mathrm{Len}}_B+{\mathrm{Len}}_C{+N}_A)T\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

(公式6)

其中，不分先后排列的第一种三段结构和第二种三段结构，依照先后的不同可分别形成不同的由若干个第一种三段结构和/或若干个第二种三段结构自由组合的前导符号。下面举例给出顺次为1个C-A-B和1个B-C-A的第一前导符号的时域表达式，以及顺次为1个B-C-A和1个C-A-B的第二前导符号的时域表达式。

那么，第一前导符号的时域表达式为：

(公式7)

第二前导符号的时域表达式为：

(公式8)

依此第一前导符号和第二前导符号的时域表达式可推理出其他C-A-B和B-C-A组合形成，在此不再重复赘述。

像上述情况中，当C-A-B结构和B-C-A结构级联时，可以解决危险延迟下小偏估计失效的问题。当危险延迟造成C段和A段抵消时，第一个结构的CB段和第二个结构的BC段仍然可以用来定时同步和估计小偏。

将前导符号所包含至少一个时域符号的数量设置为传送四个符号，下面给出几个较优选的四个时域符号结构，顺次排列为以下几种结构中任意一种：

(1)C-A-B，B-C-A，C-A-B，B-C-A；或

(2)C-A-B，B-C-A，B-C-A，B-C-A；或

(3)B-C-A，C-A-B，C-A-B，C-A-B；或

(4)C-A-B，B-C-A，C-A-B，C-A-B；或

(5)C-A-B，C-A-B，C-A-B，B-C-A；或

(6)C-A-B，C-A-B，C-A-B，C-A-B或

(7)C-A-B，C-A-B，B-C-A，B-C-A。

其中，例如(1)C-A-B，B-C-A，C-A-B，B-C-A这样四个时域符号的结构，把级联的效果发挥最大。例如(2)C-A-B，B-C-A，B-C-A，B-C-A这样四个时域符号的结构，将后续符号A部分的保护间隔拉长，而通常第一个符号为已知信号，故采用C-A-B。

列举出三段结构的一个优选实施例,N_A为2048，设Len_C为520，Len_B＝504,N1_1＝1544，N1_2＝1528,均令P1_A(t)是时域主体A的表达式，则可推导出C-A-B和B-C-A的时域表达式为

$P_{C-A-B}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}P1\_A(t+1528T)& 0\&le;t<520T\\ P1\_A(t-520T)& 520T\&le;t<2568T\\ P1\_A(t-1024T)e^{j2\mathrm{\&pi;}{f}_{SH}t}& 2568T\&le;t<3072T\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

(公式9)

以及

$P_{B-C-A}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}P1\_A(t+1528T)e^{-j2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{SH}}(t-520T)}& 0\&le;t<504T\\ P1\_A(t+1024T)& 504T\&le;t<1024T\\ P1\_A(t-1024T)& 1024T\&le;t<3072T\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

(公式10)

进一步地，f_SH可选择为1/(1024T)或者1/(2048T)。

进一步地，可利用从第一部分A中选取第二部分B的不同起点来标识紧急广播，即通过选取不同的N1,或是N1_1和N1_2,通过复制给B段的起点来标识紧急广播系统。比如C-A-B的三段结构的符号,N1_1＝1544标识普通系统,而N1_1＝1528标识紧急广播系统。又比如,B-C-A的三段结构的符号,N1_2＝1528标识普通系统,而N1_2＝1544标识紧急广播系统。

发送端的前导符号生成方法中，包含以下这样的生成步骤：

基于频域主体序列生成频域子载波进行反傅里叶变换IFFT得到时域主体信号A，再由时域主体信号A形成具有C-A-B或B-C-A这样的三段结构的时域符号，从而形成本实施例中具有至少一个该时域符号的前导符号。

以下结合图5从频域角度，对三段结构(CAB或BCA)的时域主体信号A中的生成过程进行描述说明。

图5是本发明的实施例的前导符号中一个时域符号所对应的频域示意图。

如图5所示，给出了前导符号的PFC中一个时域符号的频域子载波生成，基于频域主体序列得到该频域子载波。

在频域子载波的生成中，包含用于生成频域主体序列的预定序列生成规则和/或对频域主体序列进行处理用于生成频域子载波的预定处理规则。

针对预定序列生成规则来说，频域主体序列的生成过程较为灵活，该预定序列生成规则包含以下任意一种或两种组合：基于不同的序列生成式产生；和/或基于同一序列生成式产生，进一步将该产生的序列进行循环移位。本实施例中，采用恒包络零自相关序列(CAZAC序列)来实现，也就是说，上述不同的序列生成式通过赋予同一CAZAC序列不同根值得到，也可以是，上述同一序列生成式通过赋予CAZAC序列同一根值得到。

频域主体序列基于一个或者多个CAZAC序列生成，频域主体序列具有预定序列长度N_ZC。该预定序列长度N_ZC不大于时域主体信号具有的傅里叶变换长度N_FFT。

对频域主体序列进行处理填充步骤，总体来说包括：参照预定序列长度N_ZC将频域主体序列映射成正频率子载波和负频率子载波；参照傅里叶变换长度N_FFT在正频率子载波和负频率子载波外边缘填充预定个数的虚拟子载波和直流子载波；以及将所得子载波进行循环左移，使得零子载波对应于反傅里叶变换的第一个位置。

在此，列举基于一个CAZAC序列生成的例子。首先生成N_ZC长度的频域主体序列(Zadoff-Chu，序列，ZC)，是CAZAC序列的一种，

设序列公式为： $a_q\left(n\right)=e^{-\mathrm{j\&pi;q}\frac{n(n+1)}{N_{\mathrm{root}}}}$

(公式11)

注意N_ZC可以等于或小于N_root，即可由某一根值的完整的Zadoff-Chu序列完整或截短产生，然后可选择对这ZC序列调制一个同样长度的PN序列，得到ZC_M序列，将ZC_M序列分成两部分，左半部分长度为映射到负频率部分，右半部分长度为映射到正频率部分，N_ZC可选择某一自然数，不超过A段FFT长度；此外，在负频率的边缘，补上数目的零，而在正频率的边缘，补上数目的零，为虚拟子载波；因此，该特定序列是由个零，个PN调制的ZC序列，1个直流子载波，个PN调制的ZC序列和个零顺序组成；有效子载波数目为N_ZC+1。

具体地来说频域主体序列的生成过程，比如序列公式可选取若干个不同根值q,对于每个根值q生成的序列,又可再进行不同的循环移位而得到更多序列，通过这2种方式任意之一或之二来传输信令.

比如,取256个根值q,得到256个序列,即可传输8个比特，基于2^8＝256,且移位值设定为1024,则256个中的每个序列又可以进行0-1023的移位,即每个序列通过1024种移位又实现了10比特的信令传输，基于2^10＝1024，，因而共可传输8+10＝18比特信令。

这些信令映射到比特字段，所传输的信令可包含用于指示物理帧的帧格式参数和/或用于指示紧急广播内容，其中，帧格式参数如：帧数目，帧长度，PCC符号的带宽，数据区域的带宽，PCC符号的FFT大小和保护间隔长度，PCC调制和编码参数。

上述预定序列生成规则中的循环移位可放在对ZC序列进行PN序列调制之前进行,也可以放在PN序列调制之后进行，另外，用于对各个所述时域主体信号对应的所述频域主体序列进行所述PN调制的PN序列之间相同或不相同。

其中,若至少一个时域主体信号中第一个时域主体信号采用预先已知的频域主体序列,则该频域主体序列和对应的频偏值不用于传输信令，而后续时域符号中的PFC来传输信令。

最后一个OFDM符号所用的频域主体序列(ZC序列)与第一个OFDM符号所用的频域主体序列(ZC序列)的相位相差180度，这用来指示PFC的最后一个OFDM符号；PFC中的第一个OFDM符号所采用的ZC序列，一般为某长度无循环移位的根序列，而在该长度下，ZC序列有一个集合，因此本发明选用此集合中某一序列，这可以指示某一信息，例如版本号或者指示数据帧中传输的业务类型或模式；此外，利用第一个时域主体信号中对应的所述根值和/或用于进行PN调制的PN序列的初始相位传输信息，PN的初始相位也有一定的信令能力，例如指示版本号。

在此，列举基于多个CAZAC序列生成的例子。每个CAZAC序列分别具有相应子序列长度L_M，对每个CAZAC序列按照上述预定序列生成规则生成具有子序列长度L_M的子序列，将多个子序列拼接为具有预定序列长度N_ZC的频域主体序列。

具体来说，在频域有效子载波的生成上，由M个CAZAC序列组成，设M个CAZAC序列的长度分别为L₁,L₂,...L_M，且满足每个CAZAC序列的生成方法和上述相同，仅增加一步骤，在生成M个CAZAC序列后，拼接成长度为N_ZC的序列，可选择经PN序列调制后形成ZC_M,再进行频域交织后，形成新的ZC_I,再填放在上述相同的子载波位置,左半部分长度为映射到负频率部分，右半部分长度为映射到正频率部分，N_ZC可选择某一自然数，不超过A段FFT长度；此外，在负频率的边缘，补上数目的零，而在正频率的边缘，补上数目的零，为虚拟子载波；因此，该特定序列是由个零，个PN调制的ZC序列，1个直流子载波，个PN调制的ZC序列和个零顺序组成，其中，调制PN这一步骤也可以放在频域交织之后进行。

子载波位置填充也可采取其他处理填充步骤，这里不做限定。

将经过上述处理填充所得子载波进行循环左移，进行前半后半频谱互换后，类似于Matlab中的fftshift，即把零子载波对应于离散反傅里叶变换的第一个位置,得到预定长度N_FFT的频域OFDM符号的预生成子载波。

进一步地，在本实施的频域子载波生成过程中，除了较优选地采用上述预定序列生成规则，还可较优选地采用于对频域主体序列进行处理以生成频域子载波的预定处理规则。本发明不限定采用该预定处理规则和预定序列生成规则中任意一种或两个来形成频域子载波。

预定处理规则包含：对预生成子载波按照频偏值S进行相位调制，其中，该预生成子载波是通过上述对频域主体序列进行处理填充、循环左移等步骤得到的。在该预定处理规则中，同一时域主体信号A所对应的频域子载波利用同一频偏值S对该频域子载波中每个有效子载波进行相位调制，不同时域主体信号A所对应的频域子载波利用的频偏值不同S。

针对预定处理规则具体来说，比如原OFDM符号的子载波表达式为

a₀(k) k＝0,1,2,...N_FFT-1，

(公式12)则按某一频偏值比如s对每个子载波进行相位调制的表达式如下：

$a_s\left(k\right)=a_0\left(k\right)\&CenterDot;e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;sk}}{N_{\mathrm{FFT}}}},k=\mathrm{0,1,2},...N_{\mathrm{FFT}}-1$

(公式13)

其中，零载波相乘的操作实际无需进行，只需对有效子载波操作即可。频偏值s可选择的范围为[-(N_FFT-1),+(N_FFT-1)]的整数，该频偏值s基于时域主体信号具有的傅里叶变换长度N_FFT确定，其不同的取值可以用于传输信令。

应注意的是，上述按频偏值S对每个预生成子载波进行相位调制的实现方法也可在时域上实现。等效于：将原始未调制相位的频域OFDM符号经IFFT变换得到时域ODFM符号，可将时域OFDM符号进行循环移位后生成时域主体信号A,通过不同的循环移位值来传输信令。在本发明中，在频域中按某一频偏值对每个有效子载波进行相位调制来进行描述，其显而易见的时域相等效操作方法也在本发明之内。

综上所述，本实施例在频域子载波的生成过程中，可以基于频域主体序列选择进行上述预定序列生成规则(1a)和预定序列生成规则(1b)以及预定处理规则(2)中的任意一个或者至少两个的自由组合。

举例来说，采用规则(1a)的前导符号的生成方法来传输信令。

比如上例所描述根值q取256种，每个根值q的循环移位值取0-1023,则可传送8+10＝18比特信令。

再比如，举例来说，用规则(1a)和规则(2)的前导符号的生成方法来传输信令。

根值q取2种，时域OFDM符号长度为2048，取1024种移位值，以2为间隔，比如0，2，4，6，….2046等，传输1+10＝11比特信令。

再比如，举例来说，仅用规则(2)的前导符号的生成方法。

根值q固定，对频域子载波按不同频偏值S进行相位调制，比如上述N_FFT为2048，k＝0,1,2,...N_FFT-1的s取值0，8，16，…2032等，等效于未经相位调制的频域OFDM符号进行IFFT后的时域OFDM符号，进行256种不同移位值的循环移位，以8为间隔，比如0，8，16，…2032等，传输8比特信令。这里，本发明不限定循环移位的左移还是右移，当s为正数时，对应时域循环左移，比如取值为8，对应于时域循环左移8；当s为负数时，对应时域循环右移，比如取值为-8，对应于时域循环右移8。

另外，在上述方法中，并不限定频域调制频偏值即时域移位值传输信令的方法，即既包含用当前符号绝对移位值直接传输信令，也包含用前后符号的移位值之差来传输信令，这两种方法的信令解析都可以由其中一种显而易见地推出另外一种。同时也不限定信令和移位值的对应关系，发端可自由设定，接收端按既定规则反向推得即可。利用每个符号的移位值绝对值来传信令举例如下：比如共有4个PFC符号，其中第一个符号不传输信令，而第二到第四个符号的要发送的信令值分别是S1，S2,S3。假设以4倍于信令的值来对应移位值，则第二个符号的移位值为4S1，第二个符号的移位值为4S2，第三个符号的移位值为4S3；利用前后符号的移位值差值来传信令举例如下：比如共有4个PFC符号，其中第一个符号不传输信令，而第二到第四个符号的要发送的信令值分别是S1，S2,S3。假设以4倍于信令的值来对应移位值，则第二个符号的移位值为4S1，第二个符号的移位值为4(S1+S2)，第三个符号的移位值为4(S1+S2+S3)；

以上通过结合图3至图7所做的描述，对本发明的前导符号的接收方法所针对适用的发送端的预定发送规则进行了说明。

本发明分别通过本实施例一和下述的实施例二、实施例三来对前导符号的接收算法进行说明，所有实施例均值得注意的是，在接收端无论是基于不同的序列生成式产生不同序列，还是基于同一序列生成式，再进行循环移位而得到不同序列，在本发明所阐述的接收方法中是不区分这2种情况的，无非都统一称于利用不同频域序列传输信令，本发明的接收方法对此不限制频域调制频偏值即时域移位值传输信令的方法，既包含用当前符号绝对移位值直接传输信令，也包含用前后符号的移位值之差来传输信令。

总体来说，需满足的预定发送规则包含，发送的每个时域符号中时域主体信号对应的频域主体序列进行处理得到生成预生成子载波后，在频域中以预定频偏值S对每个有效子载波进行相位调制或反傅里叶变换后在时域中进行循环移位。

继续针对实施例一说明，将每个PFC符号所对应的时域主体信号A进行FFT运算，得到频域信号，将频域信号取出有效子载波的值，将每个子载波与该符号已知频域信令集的每一频域已知序列对应的子载波进行预定数学运算后，进行IFFT运算，每一个频域已知序列对应一个IFFT结果，每个符号基于一个或多个IFFT的结果，选出每个符号最为可靠的一个IFFT结果，并可进行预定处理，再利用多个符号之间的处理结果，进一步进行符号间的某种运算解出所传输信令信息(包含不同频域序列传送信令和/或频域调制频偏即时域循环移位值所传信令)。

这里的已知频域信令集包含：每个PFC符号对应的主体信号A在频域子载波调制相位前填充至子载波的频域序列的所有可能序列。如发送端有调制PN操作，这里指调制PN后的所有可能的频域序列。

当该符号已知频域信令集仅有一个已知序列，即仅依靠频域调制频偏即时域循环移位值所传信令时，实施例一中的接收方法中解析方法可简化如下：

将每个PFC时域符号所对应的时域主体信号A进行FFT运算，得到频域信号，将频域信号取出有效子载波的值，将每个有效子载波与该符号对应的唯一已知频域序列对应的有效子载波进行某种运算(共轭相乘/除法运算)后，进行IFFT运算，基于该IFFT结果，可选择地进行预定处理，再利用多个符号之间的处理IFFT结果，进一步进行时域符号之间的预定处理操作解出所传输信令(频域调制频偏即时域循环移位值所传信令)。

具体而言，对某个PFC符号，其主体信号A已知发送频域预生成子载波未经相位调制前的表达式为A_k，经相位调制后表达式为

$A{M}_k=A_k\&CenterDot;e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;sk}}{N_{\mathrm{FFT}}}},$ (公式14)

其中，H_k为信道频域响应，经信道后，接收到的频域数据表达式为

$R_k={\mathrm{AM}}_k\&CenterDot;H_k+N_k=A_k\&CenterDot;H_k{\&CenterDot;}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;sk}}{N_{\mathrm{FFT}}}}+N_k,k=\mathrm{0,1},...N_{\mathrm{FFT}}-1$ (公式15)

那么进行本实施中所采用的预定数学运算(共轭相乘/除法运算)，

$E{\left(t\right)}_k=\frac{R_k}{A{\left(t\right)}_k}$ 或 $E_k=R_k\&CenterDot;{\left(A{\left(i\right)}_k\right)}^{*},$ (公式16)

其中，A(t)_k表示该PFC符号已知频域序列集的第t个已知序列，t＝1,...T，设一共有T个序列。

若已知频域序列集仅有一个已知序列，即T＝1，则A(1)_k＝A_k。比如，采用相除的预定数学运算方法，当已知频域序列集仅有一个已知序列时，则推导出 $E{\left(1\right)}_k=\frac{R_k}{A{\left(1\right)}_k}=H_k\&CenterDot;e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;sk}}{N_{\mathrm{FFT}}}}+\frac{N_K}{A_k},$ (公式17)

其物理意义为每个子载波的信道估计值与调制相位值的乘积；而另外一种预定数学运算的公式 $E{\left(1\right)}_k=R_k\&CenterDot;{\left(A{\left(1\right)}_k\right)}^{*}=H_k\&CenterDot;{\left|A_k\right|}^2{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;sk}}{N_{\mathrm{FFT}}}}+N_k\&CenterDot;{A_k}^{*},$ (公式18)

同样包含每个子载波的信道估计值与调制相位值的乘积。

再将E(t)_k，k＝0,1,....N_FFT-1进行IFFT运算，则每一个PFC符号将得到t个IFFT运算的结果，可选择地将结果进行取绝对值或取绝对值平方的操作，然后按照第一预定选定规则选取t＝1,...T的T个结果中最为可靠的那个作为该PFC符号的运算结果,其所对应的t值即可解出由频域不同序列所传送的信令。第一预定选定规则所述的最为可靠的判断方法可是峰值最大或者是峰均比最大等。

若每个PFC符号的已知频域序列集仅有1个已知序列，则选取T个结果中最为可靠的那个作为该符号的运算结果这一步骤可以省略，直接取其每个符号的唯一IFFT结果作为IFFT选定结果即可。

图8是本发明的实施例一中一个时域主体信号的反傅里叶结果在AWGN下的波形图。图中所示，离散反傅立叶变换的最大值出现的序号为1049，值为1.024。

那么假设PFC一共有Q个符号，则将得到Q个符号的下述波形C(q),q＝1,...Q。注意C(q)可以是从T个结果选取后的某个原始IFFT的结果，也可以是求取绝对值或者绝对值平方后的结果。

考虑到噪声和多径的影响，以及各种原因下的干扰径影响，比如在0dB两径时，呈现出2个峰值，其最大峰值不好判断，图9就提供了实施例一中一个时域主体信号的反傅里叶结果在0dB两径的信道下的波形图。

因此，如下图9所示，可进一步地将每个时域符号的反傅里叶运算结果进行滤噪处理，即把大值保留，而小值全部置零，此步骤为可选。得到所有PFC符号所对应的处理结果，这里命名为C'(q),q＝1,...Q。

下面就给出在0dB两径信道下前后2个符号的处理前后的C'(q-1)和C'(q)的示意图。图10(a)、图10(b)分别是实施例一中滤噪处理之前的前一个时域符号、后一个时域符号中时域主体信号的反傅里叶结果在0dB两径的信道下的波形图；图11(a)、图11(b)分别是实施例一中滤噪处理之后的前一个时域符号、后一个时域符号中时域主体信号的反傅里叶结果在0dB两径的信道下的波形图。

再将后一个符号的C'(q)进行循环移位，与前一个符号的C'(q-1)进行相乘或共轭相乘并累加，找出所有移位值中累加值最大的那个，由其对应的移位值便可推算出所传输信令，该传输信令由PFC符号对应的主体信号A的频域序列生成预生成子载波后，按S值对每个有效子载波进行相位调制，即等效于IFFT后对时域OFDM符号进行循环移位的方式来实现。

多个时域符号之间进行预定处理操作的具体描述如下，将C'(q)循环移位V得到C″(q,V)，可选择左移或者右移，本例中选择右移，V∈[0,N_FFT-1]，然后进行例如下公式的共轭相乘并累加运算，

$\mathrm{Accum}\left(V\right)=\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{C}^{\&prime;}(q-1)\&CenterDot;\mathrm{conj}\left(C^{\&prime;\&prime;}(q,V)\right)$ (公式19)

特别说明的是，上述多个时域符号之间进行预定处理操作只是个实例，并不限定一定是共轭相乘，其相乘累加操作也可不必做N_FFT个点，只做几个大值点即可。

最后选取绝对值最大的那个Accum(V)，其对应的V值即可推知频域调制频偏即时域循环移位值所传输信令，这里对推算的方法不做限定。

<实施例二>

图12是本发明的实施例二中前导符号的接收方法中解析信令的流程示意图，该解析信令的流程包含于如图1中与实施例一相对应同样的前导符号的接收方法中，在实施例二中省略前导符号的接收方法的整体概述，图12为图2的另一种实施方式。

如图12所示，在步骤S1-2的确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息中，该信令的解析步骤包含以下具体步骤：

步骤S2-2-1：将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；

步骤S2-2-2：将每个有效子载波与该时域符号的已知频域信令集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算后反傅里叶变换，对应于每一个频域已知序列得到一个反傅里叶结果；以及

步骤S2-2-3：每个时域符号基于以第一预定选定规则从一个或多个反傅里叶结果中所选出的反傅里叶选定结果，用于直接解出信令信息和/或利用多个时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出信令信息。

本实施例二中前导符号的接收方法所针对适用的发送端的预定发送规则，同样适用如图3至图7所作的描述说明，不再赘述。

本实施例二中，将每个PFC符号所对应的时域主体信号A进行FFT运算，得到频域信号，将频域信号取出有效子载波的值，将每个有效子载波与该符号已知频域信令集的每一频域已知序列对应的有效子载波以及信道估计值进行预定数学运算(共轭相乘/除法运算)后，进行IFFT运算，每一个频域已知序列对应一个IFFT结果，每个符号基于一个或多个IFFT的结果，按照预定选定规则选出每个符号最为可靠的一个IFFT选定结果，并可选择地进行预定处理，可基于IFFT选定结果用于直接得到信令传输值，也可进一步地，利用多个符号之间的处理结果，再进行时域符号之间预定处理操作(例如延迟相关)解出所传输信令(包含不同频域序列传送信令和/或频域调制频偏即时域循环移位值所传信令)。

已知频域信令集指每个PFC符号对应的主体信号A在频域子载波调制相位前填充至子载波的频域序列的所有可能序列，如发送端有调制PN操作，这里指调制PN后的所有可能的频域序列。

当该符号已知频域信令集仅有一个已知序列，即仅依靠频域调制频偏即时域循环移位值所传信令时，实施例二可简化如下：

将每个PFC时域符号所对应的时域主体信号A进行FFT运算，得到频域信号，将频域信号取出有效子载波的值，将每个有效子载波与该时域符号对应的唯一已知频域序列对应的子载波以及信道估计值进行预定数学运算(共轭相乘/除法运算)后，进行IFFT运算，基于IFFT的结果，并可选择地进行预定处理，可用于直接得到信令传输值，也可再利用多个符号之间的处理结果，进一步进行符号间的延迟相关解出所传输信令(频域调制频偏即时域循环移位值所传信令)。

具体来说对某个PFC时域符号，其主体时域信号A已知发送频域预生成子载波未经相位调制前的表达式为A_k，经相位调制后表达式为

${\mathrm{AM}}_k=A_k\&CenterDot;e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;sk}}{N_{\mathrm{FFT}}}},$ (公式20)

其中，H_k为信道频域响应，经信道后，接收到的频域数据表达式为

$R_k={\mathrm{AM}}_k\&CenterDot;H_j+N_k=A_k\&CenterDot;H_k\&CenterDot;e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;sk}}{N_{\mathrm{FFT}}}}+N_k,k=\mathrm{0,1},...N_{\mathrm{FFT}}-1$ (公式21)

那么，进行预定数学运算(除法运算/共轭相乘)

或E_k＝R_k·(A(t)_k·H_est,k)^*，(公式22)

其中A(t)_k表示已知频域序列集的第t个已知序列。t＝1,...T，一共有T个序列。若已知频域序列集仅有一个已知序列，即T＝1，则A(1)_k＝A_k，其中H_est为信道估计值。

比如，预定数学运算采用的方法，当已知频域序列集仅有一个已知序列时，且当H_est＝H时，

则 $E{\left(1\right)}_k=\frac{R_k}{A{\left(1\right)}_k\&CenterDot;H_{\mathrm{ext},k}}=e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;sk}}{N_{\mathrm{FFT}}}}+\frac{N_K}{A_k\&CenterDot;H_{\mathrm{est},k}},$ (公式23)

其物理意义为每个子载波的调制相位值。而预定数学运算采用另一种运算公式 $E{\left(1\right)}_k=R_k\&CenterDot;{(A{\left(1\right)}_k\&CenterDot;H_{\mathrm{est},k})}^{*}\&ap;{\left|H_k\right|}^2\&CenterDot;{\left|A_k\right|}^2{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;sk}}{N_{\mathrm{FFT}}}}+N_k\&CenterDot;{A_k}^{*}{H_{\mathrm{est},k}}^{*},$ (公式24)

同样包含每个子载波的调制相位值。

再将E(t)_k，k＝0,1,....N_FFT-1进行IFFT运算，则每一个PFC符号将得到t个IFFT运算的结果，可选择地将结果进行取绝对值或取绝对值平方的操作，然后按照预定选定规则选取t＝1,...T的T个结果中最为可靠的那个作为该PFC符号的运算结果,其所对应的t值即可解出由频域不同序列所传送的信令。预定选定规则中最为可靠的判断方法可以是峰值最大或者是峰均比最大等。

若每个PFC符号的已知频域序列集仅有1个已知序列，则选取T个结果中峰均比最大的那个作为该符号的运算结果这一步骤可以省略，直接取其每个符号的唯一IFFT结果即可。

图13是本发明的实施例二中一个时域主体信号的反傅里叶结果在AWGN下的波形图。图中所示，离散反傅立叶变换的最大值出现的序号为633，值为0.9996.

那么假设PFC一共有Q个时域符号，则将得到Q个时域符号的下述波形C(q),q＝1,...Q。注意C(q)可以是从T个结果选取后的某个原始IFFT的结果，也可以是求取绝对值或者绝对值平方后的结果。

这时，由于频域上的操作包含去除信道的影响，故可以直接利用C(q)中绝对值最大的峰值所在的位置来推出时域循环移位值，由此推出频域调制频偏即时域循环移位值所传输信令，比如上图中最大峰值所对应位置为633。(这里对推算方法不做限定。)

但考虑到噪声和多径的影响，以及各种原因下的干扰径影响，还可以进一步地，可将每个符号的运算结果进行滤噪处理，即把大值保留，而小值全部置零，此步骤为可选。得到所有PFC符号所对应的处理结果，这里命名为C'(q),q＝1,...Q。

再将后一个符号的C'(q)进行循环移位，与前一个符号的C'(q-1)进行相乘或共轭相乘并累加，找出所有移位值中，累加值最大的那个，由其对应的移位值便可推算出所传输信令。该传输信令满足上述发送端的预定发送规则中由PFC符号对应的时域主体信号A的频域序列生成预生成子载波后，按S值对每个有效子载波进行相位调制，即等效于IFFT后对时域OFDM符号进行循环移位的方式来实现。

具体描述如下，将C'(q)循环移位V得到C″(q,V)，可选择左移或者右移，本例中选择右移，V∈[0,N_FFT-1]，

然后进行例如下式共轭相乘累加运算，

$\mathrm{Accum}\left(V\right)=\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{C}^{\&prime;}(q-1)\&CenterDot;\mathrm{conj}\left(C^{\&prime;\&prime;}(q,V)\right)$ (公式25)

特别说明的是，上述只是个实例，并不限定一定是共轭相乘，其相乘累加操作也可不必做N_FFT个点，只做几个大值点即可。

最后选取绝对值最大的那个Accum(V)，其对应的V值即对应所传输信令。

注意，上文介绍中用到的信道估计值H_est,，第一个PFC符号通常已知，由已知序列进行时域/频域估计方法可得，比如在频域上接收频域信号处以已知频域序列既得。而后续符号的信道估计，当PFC的上一个符号译码结束后,假定译码正确,利用上一个的译码信息作为发送信息,在时域/频域再一次进行信道估计,并和先前的信道估计结果进行某种特定运算,得到新的信道估计结果,用于下一个符号的信令解析的信道估计.

特别说明的是，实施例一和实施例二提到的IFFT运算，基于IFFT运算和FFT运算有特定的数学关系，如果用FFT来等效实现，也不脱离本发明的内容。

本实施例一和实施例二都采用了相干解调，且时域消除噪声，在多径信道和低信噪比下都具有非常鲁棒的性能。相比于背景技术中利用前后符号频域直接差分的方法，本发明避免了放大噪声。且进一步利用前后符号的运算结构的相对位移，解决了在信道估计不太准确或者各种原因出现干扰径时的误判问题。

图14是本发明的实施例三中前导符号的接收方法中解析信令的流程示意图。

图14是本发明的实施例三中前导符号的接收方法中解析信令的流程示意图，该解析信令的流程包含于如图1中与实施例一相对应同样的前导符号的接收方法中，在实施例三中省略前导符号的接收方法的整体概述，图14为图2、图12的另一种实施方式。

如图14所示，在步骤S1-2的确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息中，该信令的解析步骤包含以下具体步骤：

步骤S2-3-1：将每个时域符号的已知频域信令集扩展为已知频域信令扩展集；

步骤S2-3-2：将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；

步骤S2-3-3：将每个有效子载波与已知频域信令扩展集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算得到运算值，再进行所有有效子载波上运算值的累加；以及

步骤S2-3-4：以第二预定选定规则从多组累加值选取出一个累加值，利用其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，推得频域调制频偏值即时域循环移位所传输信令，并推得所对应的原始未扩展前的已知频域信令集里的已知频域序列，解出由频域不同序列所传输的信令信息。

具体地，首先将每个时域符号的已知频域信令集扩展为已知频域信令扩展集。然后将每个PFC符号所对应的时域主体信号A进行FFT运算，得到频域信号，将频域信号取出有效子载波的值，将每个有效子载波与已知频域信令扩展集的每一频域已知序列对应的子载波以及信道估计值进行预定数学运算(共轭相乘/除法运算)后，再进行所有子载波上的运算值的累加得到累加值。最后基于该多组累加值，按照第二预定选取规则选取出最为可靠的那个，利用其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，即可推得调制频偏值，从而得到频域调制频偏即时域循环移位所传输信令，同时推得所对应的原始未扩展前的已知频域信令集里的已知频域序列，解出由频域不同序列所传输的信令。

当该符号未扩展的已知频域信令集仅有一个已知序列，即仅依靠频域调制频偏即时域循环移位值所传信令时，实施例三简化如下：

首先将每个符号的唯一已知频域序列扩展为已知频域信令扩展集。然后将每个PFC符号所对应的时域主体信号A进行FFT运算，得到频域信号，将频域信号取出有效子载波的值，将每个有效子载波与已知频域信令扩展集的每一频域已知序列对应的子载波以及信道估计值进行预定数字运算(共轭相乘/除法运算)后，再进行所有子载波上的运算值的累加得到累加值。最后基于该多组累加值，选取出最为可靠的那个，利用其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，即可推得调制频偏值，从而得到频域调制频偏即时域循环移位所传输信令。

这里的已知频域信令集指每个PFC时域符号对应的时域主体信号A在频域子载波调制相位前填充至子载波的频域序列的所有可能序列，如发送端有调制PN操作，这里指调制PN后的所有可能的频域序列。

已知频域信令扩展集通过如下方式得到：将已知频域信令集里的每一个已知频域序列进行对应的按所有可能频偏值调制子载波相位，其所有可能的S个调制频偏值，则将生成S个调制频偏后的已知序列。举例来说，若原始已知频域信令集里有T个已知频域序列L₁，L₂…，L_T,则每个已知频域序列L_t将按S种调制频偏值分别得到L_t，1,L_t，2,…,L_t,S等。举例来说:

k＝0,1,,N_FFT-1,其中，k对应于子载波序号，其中零载波放在序号0。通过调制频偏值个数S与已知频域序列个数T的相乘，这样T个已知频域序列将扩展为T·S个已知频域序列，构成已知频域信令扩展集。

当该符号未扩展的已知频域信令集仅有一个已知序列，即仅依靠频域调制频偏即时域循环移位值所传信令时，即T＝1，则扩展集包含共S个已知频域序列。

具体来说，例如,设K＝0:N_zc-1,N_zc为有效子载波个数,H_est,k为第k个有效子载波对应的信道估计值,R_k为接收到的第k个有效子载波的值,L_k,t,s为已知频域序列扩展集中第t,s个序列的第k个取值。

则

${\mathrm{corr}}_{t,s}=\mathrm{Re}\left(\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{ZC}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_k{H_{\mathrm{est},k}}^{*}{L_{k,t,s}}^{*}\right)t=0:T-1s=0:S-1$ (公式26)

或

${\mathrm{corr}}_{t,s}=\left|\left(\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{ZC}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_k{H_{\mathrm{est},k}}^{*}{L_{k,t,s}}^{*}\right)\right|t=0:T-1s=0:S-1$ (公式27)

其中，||表示取绝对值操作。

取max(corr_t,s)或所对应的t和s，利用s其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，即可推得调制频偏值，从而得到频域调制频偏即时域循环移位所传输的信令；同时利用t推得所对应的原始未扩展前的已知频域信令集里的已知频域序列，解出由频域不同序列所传输的信令。

当该符号未扩展的已知频域信令集仅有一个已知序列，即仅依靠频域调制频偏即时域循环移位值所传信令时，即T＝1，则扩展集包含共S个已知频域序列。利用s其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，即可推得调制频偏值，从而得到频域调制频偏即时域循环移位所传输的信令。

注意，上文介绍中用到的H_est，第一个PFC符号通常已知，由已知序列进行时域/频域估计方法可得，比如在频域上接收频域信号处以已知频域序列既得，而后续符号的信道估计，当PFC的上一个符号译码结束后,假定译码正确,利用上一个的译码信息作为发送信息,在时域/频域再一次进行信道估计,并和先前的信道估计结果进行某种特定运算,得到新的信道估计结果,用于下一个符号的信令解析的信道估计。

图中未显示的，本发明的实施例还提供了一种前导符号的接收装置，用于发送装置满足预定发送规则时，该接收装置包括：处理判断部，用于对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；以及定位解析部，用于确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息。

其中，定位解析部包含：载波提取单元，用于将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；运算处理单元，将每个有效子载波与该时域符号的已知频域信令集中每一频域已知序列对应的已知子载波进行预定数学运算后反傅里叶变换，对应于每一个频域已知序列得到一个反傅里叶结果；以及选定解析单元，每个时域符号基于以第一预定选定规则从一个或多个反傅里叶结果中所选出的反傅里叶选定结果，再将多个时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出信令信息。

图中未显示的，本发明的实施例还提供了一种前导符号的接收装置，用于发送装置满足预定发送规则时，该接收装置包括：处理判断部，用于对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；定位解析部，用于对确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息。

其中，定位解析部包含：载波提取单元，将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；运算处理单元，将每个有效子载波与该时域符号的已知频域信令集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算后反傅里叶变换，对应于每一个频域已知序列得到一个反傅里叶结果；以及选定解析单元，每个时域符号基于以第一预定选定规则从一个或多个反傅里叶结果中所选出的反傅里叶选定结果，用于直接解出信令信息和/或利用多个时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出信令信息。

图中未显示的，本发明的实施例还提供了一种前导符号的接收装置，用于发送装置满足预定发送规则时，该接收装置包括：一种前导符号的接收装置，适用于发送装置满足预定发送规则时，，其特征在于，包括：处理判断部，用于对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；定位解析部，用于确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息。

其中，定位解析部包含：扩展单位，用于将每个时域符号的已知频域信令集扩展为已知频域信令扩展集；载波提取单元，将每个时域符号的时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；运算处理单元，将每个有效子载波与已知频域信令扩展集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算得到运算值，再进行所有有效子载波上运算值的累加；以及选定解析单元，以第二预定选定规则从多组累加值选取出一个累加值，利用其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，推得频域调制频偏值即时域循环移位所传输信令，并推得所对应的原始未扩展前的已知频域信令集里的已知频域序列，解出由频域不同序列所传输的信令信息。

本实施中所提供的前导符号的生成装置和接收装置分别可以与上述实施例中前导符号的生成方法、接收方法所分别相对应，那么装置中所具有的结构和技术要素可由生成方法相应转换形成，在此省略说明不再赘述。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (18)

1.一种前导符号的接收方法，适用于发送端满足预定发送规则时，其特征在于，包括如下步骤：

对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；

确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息，

其中，在该进行确定和解析的步骤中，包含：

将每个所述时域符号的所述时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；

将每个所述有效子载波与该时域符号的已知频域信令集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算后反傅里叶变换，对应于每一个所述频域已知序列得到一个反傅里叶结果；以及

每个所述时域符号基于以第一预定选定规则从一个或多个所述反傅里叶结果中所选出的反傅里叶选定结果，用于直接解出所述信令信息和/或利用多个所述时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出所述信令信息。

2.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，所述预定发送规则：发送的每个时域符号中时域主体信号对应的频域主体序列进行处理得到生成预生成子载波后，在频域中以预定频偏值S对每个有效子载波进行相位调制或反傅里叶变换后在时域中进行循环移位。

3.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，还包括，

对所述反傅里叶选定结果进行取绝对值或取绝对值平方，再来以所述第一预定选定规则选出反傅里叶选定结果。

4.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，所述第一预定选定规则包含以峰值最大进行选定和/或者以峰均比最大进行选定。

5.如权利要1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，还包括，

滤噪处理步骤，包括：

可将每个时域符号的反傅里叶结果进行滤噪处理，将大值保留，小值全部置零。

6.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，所解析出的信令信息包含：不同频域序列传送信令和/或频域调制频偏即时域循环移位值所传信令。

7.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，所述已知频域信令集指每个时域符号对应的主体时域信号在频域子载波调制相位前填充至子载波的频域序列的所有可能序列。

8.如权利要求7所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，当时域符号的已知频域序列集仅有1个已知序列，则所述第一预定选定规则为直接取其每个所述时域符号的唯一所述反傅里叶结果作为所述反傅里叶选定结果，再用于直接解出所述信令信息和/或利用多个所述时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出所述信令信息。

9.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，将多个所述时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出所述信令信息的步骤中，包含：

将后一个时域符号进行循环移位，与前一个时域符号进行相乘或共轭相乘并累加得到累加值，找出对应于所有预定频偏值或循环位移值中累加值最大的移位值，由该移位值推算出所述信令信息。

10.如权利要求1所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，所述预定数学运算包含：共轭相乘或除法运算。

11.一种前导符号的接收方法，适用于发送端满足如权利要求1中所述的预定发送规则时，其特征在于，包括如下步骤：

对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；

确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息，

其中，在该进行确定和解析的步骤中，包含：

将每个时域符号的已知频域信令集扩展为已知频域信令扩展集；

将每个所述时域符号的所述时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；

将每个所述有效子载波与所述已知频域信令扩展集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算得到运算值，再进行所有有效子载波上所述运算值的累加；以及

以第二预定选定规则从多组累加值选取出一个累加值，利用其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，推得频域调制频偏值即时域循环移位所传输信令，并推得所对应的原始未扩展前的已知频域信令集里的已知频域序列，解出由频域不同序列所传输的信令信息。

12.如权利要求11所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，所述第二预定选定规则包含以取绝对值最大值或者是取实部最大值进行选定。

13.如权利要求11所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，所述已知频域信令集指每个时域符号对应的主体时域信号在频域子载波调制相位前填充至子载波的频域序列的所有可能序列。

14.如权利要求13所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，已知频域信令扩展集通过如下方式得到：

将已知频域信令集里的每一个已知频域序列进行对应的按所有可能频偏值调制子载波相位，其所有可能的S个调制频偏值，则将生成S个调制频偏后的已知序列。

15.如权利要求14所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，当该符号未扩展的已知频域信令集仅有一个已知序列，即仅依靠频域调制频偏s即时域循环移位值传输信令信息时，则已知频域信令扩展集包含共S个已知频域序列，利用调制频偏s其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，即可推得调制频偏值，得到频域调制频偏即时域循环移位传输的信令信息。

16.如权利要求11所述的前导符号的接收方法，其特征在于，

其中，所述预定数学运算包含：共轭相乘或除法运算。

17.一种前导符号的接收装置，适用于发送装置满足预定发送规则时，其特征在于，包括：

处理判断部，用于对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；

定位解析部，用于对确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息，

其中，所述定位解析部包含：

载波提取单元，将每个所述时域符号的所述时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；

运算处理单元，将每个所述有效子载波与该时域符号的已知频域信令集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算后反傅里叶变换，对应于每一个所述频域已知序列得到一个反傅里叶结果；以及

选定解析单元，每个所述时域符号基于以第一预定选定规则从一个或多个所述反傅里叶结果中所选出的反傅里叶选定结果，用于直接解出所述信令信息和/或利用多个所述时域符号之间进行预定处理操作，基于所得的符号间处理结果解出所述信令信息。

18.一种前导符号的接收装置，适用于发送装置满足预定发送规则时，其特征在于，包括：

处理判断部，用于对处理得到的基带信号判断是否存在前导符号；

定位解析部，用于确定前导符号在物理帧中位置并解析出该前导符号携带的信令信息，

其中，所述定位解析部包含：

扩展单元，用于将每个时域符号的已知频域信令集扩展为已知频域信令扩展集；

载波提取单元，将每个所述时域符号的所述时域主体信号进行傅里叶变换后提取出有效子载波；

运算处理单元，将每个所述有效子载波与所述已知频域信令扩展集中每一频域已知序列对应的已知子载波以及信道估计值进行预定数学运算得到运算值，再进行所有有效子载波上所述运算值的累加；以及

选定解析单元，以第二预定选定规则从多组累加值选取出一个累加值，利用其对应的已知频域信令扩展集的频域已知序列，推得频域调制频偏值即时域循环移位所传输信令，并推得所对应的原始未扩展前的已知频域信令集里的已知频域序列，解出由频域不同序列所传输的信令信息。