KR102347011B1 - 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치 - Google Patents

프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR102347011B1
KR102347011B1 KR1020207036622A KR20207036622A KR102347011B1 KR 102347011 B1 KR102347011 B1 KR 102347011B1 KR 1020207036622 A KR1020207036622 A KR 1020207036622A KR 20207036622 A KR20207036622 A KR 20207036622A KR 102347011 B1 KR102347011 B1 KR 102347011B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
time domain
main body
symbol
preamble symbol
signal
Prior art date
Application number
KR1020207036622A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20200144590A (ko
Inventor
원준 장
관빈 싱
거 후앙
홍량 수
다즈 허
윈펑 구안
Original Assignee
상하이 내셔널 엔지니어링 리서치 센터 오브 디지털 텔레비전 컴퍼니, 리미티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from CN201410153040.XA external-priority patent/CN105007145B/zh
Priority claimed from CN201410168180.4A external-priority patent/CN105007146B/zh
Priority claimed from CN201410177035.2A external-priority patent/CN105024952B/zh
Priority claimed from CN201410184919.0A external-priority patent/CN105024791B/zh
Priority claimed from CN201410185112.9A external-priority patent/CN105024963A/zh
Priority claimed from CN201410229558.7A external-priority patent/CN105323048B/zh
Priority claimed from CN201410259080.2A external-priority patent/CN105282076B/zh
Priority claimed from CN201410274626.1A external-priority patent/CN105282078B/zh
Priority claimed from CN201410326504.2A external-priority patent/CN105245479B/zh
Priority claimed from CN201410753506.XA external-priority patent/CN105743624B/zh
Priority claimed from CN201510039510.4A external-priority patent/CN105991495B/zh
Priority claimed from CN201510061935.5A external-priority patent/CN105991266B/zh
Priority claimed from CN201510076216.0A external-priority patent/CN105991502B/zh
Priority claimed from CN201510076155.8A external-priority patent/CN105991501B/zh
Priority claimed from CN201510076151.XA external-priority patent/CN105991500B/zh
Application filed by 상하이 내셔널 엔지니어링 리서치 센터 오브 디지털 텔레비전 컴퍼니, 리미티드 filed Critical 상하이 내셔널 엔지니어링 리서치 센터 오브 디지털 텔레비전 컴퍼니, 리미티드
Priority claimed from PCT/CN2015/076808 external-priority patent/WO2015158292A1/zh
Publication of KR20200144590A publication Critical patent/KR20200144590A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102347011B1 publication Critical patent/KR102347011B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H04L27/2607—Cyclic extensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H04L27/26136—Pilot sequence conveying additional information
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2628—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H04L27/2659—Coarse or integer frequency offset determination and synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H04L27/266—Fine or fractional frequency offset determination and synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2663—Coarse synchronisation, e.g. by correlation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2665—Fine synchronisation, e.g. by positioning the FFT window
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2666—Acquisition of further OFDM parameters, e.g. bandwidth, subcarrier spacing, or guard interval length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
    • H04L27/2678—Blind, i.e. without using known symbols using cyclostationarities, e.g. cyclic prefix or postfix
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2692—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with preamble design, i.e. with negotiation of the synchronisation sequence with transmitter or sequence linked to the algorithm used at the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H04L5/001—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT the frequencies being arranged in component carriers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0008—Synchronisation information channels, e.g. clock distribution lines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H04W56/0005—Synchronisation arrangements synchronizing of arrival of multiple uplinks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers

Abstract

본 발명은 일종 프리앰블 심볼의 생성방법, 수신방법 및 관련된 주파수영역 심볼의 생성방법 및 관련 장치를 제공하며, 시간영역 메인바디 신호로부터 절취한 부분적 시간영역 메인바디 신호에 기초하여 순환 프리픽스를 생성하는 절차; 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 부분 또는 전부에 기초하여 변조신호를 생성하는 절차; 및 상기 순환 프리픽스, 상기 시간영역 메인바디 신호 및 상기 변조신호 중 적어도 하나에 기초하여 시간영역 심볼을 생성하며, 상기 프리앰블 심볼은 적어도 하나의 상기 시간영역 심볼을 구비하는 절차를 포함하는 것을 특징으로 하며, 시간영역 메인바디 신호의 전부 또는 일정한 길이의 부분을 프리픽스로 할 때, 코히어런트 검파를 실현할 수 있으며, 비코히어런트 검파성능의 저하 및 복잡한 주파수 선택성 페이딩채널하의 차분 디코딩의 실패문제를 해결하며, 상기 절취한 시간영역 메인바디 신호의 전부 또는 부분에 기초하여 포스트픽스의 변조신호로 하여, 생성한 프리앰블이 양호한 분수배 주파수 오프셋 추정성능 및 타이밍동기 성능을 갖도록 한다.

Description

프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치{METHOD FOR GENERATING PREAMBLE SYMBOL, METHOD FOR RECEIVING PREAMBLE SYMBOL, METHOD FOR GENERATING FREQUENCY DOMAIN SYMBOL, AND APPARATUSES}
본 발명은 통신기술 분야에 관한 것이며, 특히 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치에 관한 것이다.
통상적으로, OFDM 시스템의 수신단으로 송신단이 발송한 데이터를 정확하게 복조하기 위하여, OFDM 시스템은 반드시 송신단과 수신단 사이의 정확하고 신뢰할 수 있는 시간상 동기를 실현해야 한다. 또한, OFDM 시스템이 캐리어의 주파수 오프셋에 많이 민감하므로, OFDM 시스템의 수신단은 정확하고 효율적인 캐리어 주파수 추정방법을 더 제공하는 것을 필요로하며, 이로써 캐리어의 주파수 오프셋을 정확하게 추정하고 수정할 수 있다.
현재, OFDM 시스템의 신호는 물리적 프레임으로 조성되며, 매 물리적 프레임은 모두 통상적으로 동기 프레임 헤드를 가지며, 이를 프리앰블(preamble) 심볼 또는 부트 스트래프(bootstrap)로 지칭하며, 발송단과 수신단의 시간상 및 주파수상 동기화를 실현한다. 프리앰블 심볼은 OFDM 시스템의 수신단과 송신단이 모두 이미 알고있는 심볼 시퀀스이며, 통상적으로 PI 심볼이라고 지칭한다. PI 심볼 또는 bootstrap 심볼은 하기 용도를 포함한다.
1) 송신단이 채널중에서 전송되는 신호가 바라는 수신 신호인지 아닌지를 쾌속으로 검측하여 확정한다.
2) 기본 전송 파라미터(FFT포인트 수, 프레임 유형 정보 등)를 제공하여 수신단이 후속 수신처리를 할 수 있도록 한다.
3) 초기 캐리어 주파수 오프셋 및 타이밍 오차를 검측하여 보상한 후, 주파수와 타이밍 동기를 실현한다.
4) 긴급 경보 또는 방송시스템 웨이크업을 진행한다.
현재, 예를 들면 DVB_T2 기준에서는 이미 존재하는 시간 영역 구조의 PI 심볼 디자인에 기초하여, 상기 기능들을 양호하게 실현하였다. 그러나, 저 복잡도 수신 알고리즘상 역시 일정한 국한성을 갖고 있다. 예를 들면, 1024, 542 또는 482 개 심볼의 긴 멀티 경로 채널에 있어서, 타이밍의 거친 동기화는 비교적 큰 편차를 형성하며, 주파수 영역에서 캐리어 정수(integer) 배 주파수 오프셋을 추정할 때 에러를 발생시킨다. 또한, 복잡한 주파수 선택성 페이딩 채널중, 예를 들면 긴 멀티경로 채널 중, DBPSK 차분디코딩은 실패 가능성이 있다. 게다가, DVB_T2 시간영역 구조중에 순환적 프리픽스가 없으므로, 프리앰블 심볼을 이용하여 채널추정을 할 경우, 주파수 영역 채널 추정 성능이 심하게 저하될 수 있다.
본 발명은 종래의 DVB_T2 기준 및 기타 기준에서, DVB_T2기준의 프리앰블 심볼의 시간 영역 구조가 코히어런트(coherent) 검파에 적합하지 않으며 복잡한 주파수 선택성 페이딩 채널중 프리앰블 심볼의 DBPSK 차분디코딩이 실패하여 수신 알고리즘 검측에 실패확율이 존재하는 과제를 해결하고자 한다.
상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 실시예는 하기와 같은 프리앰블 심볼의 생성방법 및 수신방법 그리고 관련 주파수 영역 심볼의 생성방법과 관련 장치를 제공한다.
<방법 1>
본 발명의 실시예는 일종의 프리앰블 심볼의 생성방법을 제공하며, 상기 방법은, 시간영역 메인바디 신호로부터 절취한 부분적 시간영역 메인바디 신호에 기초하여 순환 프리픽스를 생성하는 절차; 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 부분 또는 전부에 기초하여 변조신호를 생성하는 절차; 및 순환 프리픽스, 시간영역 메인바디신호 및 변조신호중 적어도 하나에 기초하여 시간영역 심볼을 생성하며, 프리앰블 심볼은 적어도 하나의 상기 시간영역 심볼을 구비하는 절차를 포함하는 것을 특징으로 한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 순차적으로 배열된 순환 프리픽스, 시간영역 메인바디 신호 및 변조신호에 기초하여 시간영역 심볼을 생성하며, 프리앰블 심볼은 적어도 하나의 상기 시간영역 심볼을 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 순환 프리픽스, 변조신호의 생성절차는, 프리픽스를 시간영역 메인바디 신호의 뒷부분에서 직접 절취하여 얻는 절차, 순환 프리픽스에 대응하는 부분적 시간영역 메인바디 신호의 전부 또는 부분을 변조하여 변조신호를 얻는 절차를 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 순환프리픽스, 변조신호의 생성절차는, 시간영역 메인바디 신호의 뒷부분으로부터 절취한 부분에 대해 제1소정 처리규칙에 따라 처리하여 순환 프리픽스를 생성하는 절차; 및 시간영역 메인바디 신호의 뒷부분으로부터 절취한 부분에 대해 제2소정 처리규칙에 따라 처리하여 변조신호를 생성하는 절차를 포함하며, 제1소정처리규칙은 직접 카피 또는 하나의 동일한 고정계수 혹은 상이한 계수를 곱하는 것을 포함하며, 제2소정처리 규칙은, 제1소정처리규칙이 직접 카피일 때 변조처리를 진행하기; 또는 제1소정처리규칙이 하나의 동일한 고정계수 또는 소정의 상이한 계수를 곱하는 것일 때 역시 상응한 계수를 곱한 후 변조처리를 진행하는 것이다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기와 같은 특징을 더 포함한다. 그중, 변조신호의 길이는 순환 프리픽스의 길이를 초과하지 않는다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호를 이용하여 변조신호를 생성하는 절차는, 주파수 시프트 시퀀스를 설정하는 절차; 및 부분적 시간영역 메인바디 신호의 부분 또는 전부에 상기 주파수 시프트 시퀀스를 곱하여 상기 시간영역 메인바디 신호의 변조신호를 얻는 절차를 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 주파수영역 시퀀스의 변조 주파수 오프셋 값은 부분적 시간영역 심볼의 부분 또는 전부에 대응하는 주파수영역 서브캐리어 간격 또는 상기 변조신호의 길이로 확정하며, 주파수영역 시퀀스 초기 위상은 임의의 값이다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 프리앰블 심볼은 하기 방식으로 시그널링 정보를 전송하며, 일종의 순환 프리픽스의 길이 및 변조신호의 길이의 조합이 정해진 경우, 변조신호를 생성할 때, 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호에 대해 절취할 필요가 있으며, 절취시의 상이한 시작위치를 이용하여 상이한 시그널링 정보를 전송한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 시간영역 메인바디 신호의 길이는 2048개 샘플링 주기이며, 순환프리픽스의 길이는 520개 샘플링 주기이며, 변조신호의 길이는 504개 샘플링 주기이며, 시간영역 메인바디 신호중 변조신호를 절취하는 시작위치는 제 1544번째 샘플링이다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, P1_A(t)를 시간영역 심볼의 시간영역 표기식으로, NA를 상기 시간영역 메인바디 신호의 길이로, LenC를 상기 순환 프리픽스의 길이로, LenB를 상기 변조신호의 길이로, fSH를 상기 시간영역 메인바디 신호에 대해 변조를 진행하는 변조 주파수 오프셋 값으로, T를 샘플링 주기로 설정하면, 프리앰블 심볼이 순환 프리픽스, 시간영역 메인바디 신호 및 변조신호를 포함하는 시간영역 심볼의 시간영역 표기식은 하기와 같다.
Figure 112020138022248-pat00001
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 시간영역 메인바디 신호의 길이 NA는 2048이고, 순환 프리픽스의 길이 LenC는 520이며, 변조신호의 길이 LenB는 504이면， 프리앰블 심볼의 순환 프리픽스, 시간영역 메인바디 신호 및 변조신호를 포함하는 시간영역 심볼의 시간영역 표기식은 하기와 같다.
Figure 112020138022248-pat00002
Figure 112020138022248-pat00003
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 시간영역 메인바디 신호는 적어도 하나의 비트 시그널링으로 긴급정보를 표기하며, 상이한 시작위치에 따라 상기 시간영역 메인바디 신호로부터 상기 변조신호 길이의 변조신호를 절취할 때, 상기 상이한 시작위치로 긴급정보를 표기한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 시간영역 메인바디 신호는 주파수영역 심볼에 기초하여 처리를 진행하여 얻는다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중 주파수영역 심볼의 생성절차는, 주파수영역에서 각각 생성한 고정시퀀스와 시그널링 시퀀스를 배열한 후 유효 서브캐리어상에 충전하는 절차를 포함한다.
<방법 2>
본 발명의 실시예는 일종의 주파수영역 심볼의 생성방법을 제공하며, 상기 방법은, 주파수영역에서 별도로 생성한 고정시퀀스와 시그널링 시퀀스를 배열한 후 유효 서브캐리어상에 충전하여 소정 길의의 주파수영역 심볼을 형성하는 절차를 포함하는 것을 특징으로 한다.
선택적으로, 상기 제공한 주파수영역 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 고정시퀀스 및 시그널링 시퀀스의 평균파워비를 확정하고, 상기 평균파워비에 따라 각각 고정시퀀스와 시그널링 시퀀스를 생성하는 절차를 더 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 주파수영역 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 고정시퀀스와 시그널링 시퀀스 사이의 상기 평균파위비의 값은 2이다.
선택적으로, 상기 제공한 주파수영역 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 고정시퀀스 및 시그널링 시퀀스는 소정 교차배렬 규칙에 따라 배열하며, 상기 소정 교차배열규칙은 하기 2가지 규칙중의 임의의 한가지를 포함하며, 기우성교차 또는 우기성교차로 배열하기; 또는 일부분 시그널링 시퀀스를 홀수 서브캐리어에 배치하고, 다른 일부분을 짝수 서브캐리어에 배치하며, 일부분 고정시퀀스를 홀수 서브캐리어에 배치하고, 다른 일부분은 짝수 서브캐리어에 배치하기 이다.
선택적으로, 상기 제공한 주파수영역 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 시그널링 시퀀스의 생성절차는, 사전 설정된 시그널링 시퀀스의 길이 및 개수에 기초하여 동일한 시퀀스 생성식을 생성하는 절차; 동일한 시퀀스생성식에 기초하여 상이한 위상 기초값을 선택하여 상이한 고정진폭 제로자기상관 시퀀스를 생성하는 절차; 및 확정한 시그널링 시퀀스의 길이에 근거하여 매 고정진폭 제로자기상관 시퀀스중에서 시그널링 시퀀스를 선택하는 절차를 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 주파수영역 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 시그널링 시퀀스의 생성절차는, 사전 설정된 시그널링 시퀀스의 길이 및 개수에 기초하여 복수의 시퀀스 생성식을 생성하는 절차; 매 시퀀스생성식에 대해 상이한 상 기초값을 선택하여 상응한 고정진폭 제로자기상관 시퀀스를 생성하는 절차; 및 확정한 시그널링 시퀀스의 길이에 근거하여 매 고정진폭 제로자기상관 시퀀스중에서 시그널링 시퀀스를 선택하는 절차를 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 주파수영역 심볼의 생성방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 생성한 고정진폭 제로자기상관 시퀀스에 대해 하기 절차를 더 포함하며, 생성한 고정진폭 제로자기상관 시퀀스에 대해 더 순환시프트를 하는 절차를 더 포함한다.
<방법 3>
본 발명의 실시예는 일종의 프리앰블 심볼의 수신방법을 제공하며, 하기와 같은 절차를 포함하는 것을 특징으로 한다. 상기 방법은, 수신 신호를 처리하는 절차; 처리 후의 신호중에 희망하는 수신의 프리앰블 심볼이 존재하는지를 판단하는 절차; 및 존재한다고 판단되었을 경우, 상기 프리앰블 심볼의 위치를 확정하고 상기 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 절차를 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 수신방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 처리 후의 신호중에 희망하는 수신의 프리앰블 심볼이 존재하는지를 판단하고, 존재한다고 판단하였을 때, 상기 프리앰블 심볼의 위치를 확정하고 상기 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 절차는 하기 임의의 적어도 한가지 절차를 포함하며, 즉 초기타이밍 동기방식, 정수배 주파수 오프셋 추정방식, 정밀한 타이밍 동기방식, 채널 추정방식, 디코딩 결과분석방식 및 분수배 주파수 오프셋 추정방식을 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 수신방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 하기 임의의 적어도 일종의 결과를 이용하여 처리 후의 신호중에 희망하는 수신의 프리앰블 심볼이 존재하는지를 판단하며, 상기 결과는 초기타이밍동기, 정수배 주파수 오프셋추정, 정밀한 타이밍동기, 채널추정, 디코딩분석 및 분수배 주파수오프셋 추정방식을 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 수신방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 신호중에 희망하는 수신의 프리앰블 심볼이 존재하는지를 판단하는 절차는, 초기타이밍 동기방식으로 프리앰블 심볼의 위치를 초보적으로 확정하는 절차; 및 초기타이밍 동기방식의 결과에 기초하여 처리 후의 신호중에 희망하는 수신의 프리앰블 심볼이 존재하는지를 판단하는 절차를 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 수신방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 초기타이밍동기방식은 제1유형 초기타이밍 동기방식 및 제2유형 초기타이밍 동기방식을 포함하며, 제1유형초기타이밍동기방식은, 순환 프리픽스, 시간영역 메인바디신호 및 변조신호 3자중 임의의 2개사이의 관련관계를 이용하여 처리 후의 수신신호에 대해 필요한 역처리를 하거나 및/또는 신호 복조후 지연이동자기상관을 하여 누적상관값을 얻으며; 및 누적 상관값에 기초하여 지연관계 매칭 및/또는 특정 수학계산을 한 후, 얻은 처리값을 초기타이밍 동기에 사용하며 프리앰블 심볼의 위치를 초보적으로 확정하며, 또는, 제2유형초기타이밍동기방식은, 프리앰블 심볼중 임의의 시간영역 메인바디 신호가 기지 신호를 포함할 때, 소정 N개 차분값에 따라서 시간영역 메인바디 신호에 대해 차분계산을 진행하며, 기지 정보에 대응하는 시간영역 신호에도 차분계산을 진행하며, 양자를 상호 상관시켜 상기 N개 차분값에 일일이 대응하는N그룹 차분상관 결과를 얻으며 상기 N그룹 차분상관 결과에 기초하여 초기 동기화를 진행하고, 처리 값을 얻으며, 초보적으로 프리앰블 심볼의 위치를 확정하는데 사용하며, 그중, N≥1이며, 그중, 제1초기 타이밍 동기방식 및 제2초기타이밍 동기방식에 기초하여 완성했을 경우, 각각 얻은 처리 값에 가중계산을 진행하여, 상기 가중계산값으로 초기 타이밍 동기화를 완성한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 수신방법은 하기 특징을 더 포함한다. 그중, 상기 프리앰블 심볼의 위치를 확정하고 상기 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 절차는, 프리앰블 심볼의 전부 또는 부분적 시간영역 신호 및/또는 상기 프리앰블 심볼의 전부 또는 부분적 시간영역 신호가 변환을 한 후 얻은 주파수영역 신호를 이용하여 상기 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 절차를 포함한다.
선택적으로, 상기 제공한 프리앰블 심볼의 수신방법은 하기 특징을 더 포함한다. 수신한 프리앰블 심볼을 생성하기 위한 주파수영역 심볼은 각각 고정시퀀스 및 시그널링 시퀀스를 배열한 후 유효 서브캐리어에 충전하는 절차를 포함하며, 또한 고정시퀀스를 이용하여 정수배 주파수 오프셋 추정 또는 채널 추정을 진행하는 것을 더 포함하며, 상기 고정시퀀스를 이용하여 정수배 주파수 오프셋 추정 또는 채널추정을 진행하는 절차는, 초보적으로 확정된 상기 프리앰블 심볼의 위치에 따라, 전부 또는 부분적 고정 서브캐리어를 포함하는 신호를 절취하는 절차; 상기 전부 또는 부분적 고정 서브캐리어를 포함하는 신호 및 주파수영역 서브캐리어 시퀀스에 대해 계산을 하여 정수배 주파수 오프셋 추정 또는 채널 추정을 하거나 또는 상기 고정 서브캐리어 시퀀스에 대응하는 시간영역 신호에 대해 계산을 하여 정수배 주파수 오프셋 추정 또는 채널 추정을 하는 절차를 포함한다.
<장치 1>
또한, 본 발명의 실시예는 일종의 프리앰블 심볼의 생성장치를 제공하며, 하기와 같은 유닛을 포함하는 것을 특징으로 한다. 시간영역 메인바디 신호로부터 절취한 부분적 시간영역 메인바디 신호에 기초하여 순환 프리픽스를 생성하는 순환 프리픽스생성유닛; 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 부분 또는 전부에 기초하여 변조신호를 생성하는 변조신호 생성유닛; 및 순환 프리픽스, 시간영역 메인바디신호 및 변조신호 중 적어도 하나에 기초하여 시간영역 심볼을 생성하는 프리앰블 심볼 생성유닛을 포함하며, 프리앰블 심볼은 적어도 하나의 상기 시간영역 심볼을 구비한다.
<장치 2>
또한, 본 발명의 실시예는 일종의 주파수영역 심볼의 생성장치를 제공하며, 하기와 같은 유닛을 포함하는 것을 특징으로 한다. 주파수영역상 고정시퀀스와 시그널링 시퀀스를 각각 생성하는 시퀀스생성유닛; 및 고정시퀀스와 상기 시그널링 시퀀스를 배열한 후 유효 서브캐리어상에 충전하여 소정길이의 주파수영역 심볼을 형성하는 주파수영역 심볼생성유닛을 포함한다.
<장치 3>
또한, 본 발명의 실시예는 일종의 프리앰블 심볼의 수신장치를 제공하며, 하기와 같은 유닛을 포함하는 것을 특징으로 한다. 수신신호를 처리하는 수신처리 유닛; 얻은 처리 후의 신호중에 희망하는 수신의 프리앰블 심볼이 존재하는지를 판단하는 판단유닛; 및 존재한다고 판단되었을 경우, 상기 프리앰블 심볼의 위치를 확정하고 상기 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 위치확정분석유닛을 포함한다.
종래 기술과 대비하여, 본 발명의 기술방안은 하기 장점을 가진다.
본 발명의 실시예가 제공한 프리앰블 심볼의 생성방법, 수신방법 및 관련된 주파수영역 심볼의 생성방법 및 관련 장치에 있어서, 시간영역 메인바디 신호가 OFDM심볼일 경우, 시간영역 메인바디 신호의 전부 또는 일정한 길이의 부분을 프리픽스로 하고, 생성한 프리픽스를 이용하여 코히런트(coherent)검파를 진행하며, 비코히런트검파 성능이 저하되고, 복잡한 주파수 선택성 페이딩 채널하에 DBPSK 차분디코딩 실패의 문제를 해결하며, 상기 절취한 프리픽스 길이의 시간영역 메인바디 신호의 전부 또는 부분을 이용하여 변조신호를 생성하며, 생성한 프리앰블 심볼이 양호한 분수배 주파수 오프셋 추정성능 및 타이밍 동기 성능을 갖도록 한다.
더하여, 전송효율과 신뢰성의 요구에 따라 3단구조의 시간영역 심볼을 선택적으로 송신하여 프리앰블 심볼로 하며, 프리앰블 심볼이 3단구조의 심볼을 포함할 때, 동일한 OFDM심볼 메인바디에 기초하면, 상기 제1부분으로부터 절취하여 얻은 상기 제2부분 시간적 상이한 절취시작점으로, 예를 들면 긴급방송, hook정보, 송신기표기정보 또는 기타 전송 파라미터 등 시그널링을 전송한다.
도 1은 본 발명의 실시예중 제1유형 3단구조의 시간영역 심볼의 설명도이다.
도 2는 본 발명의 실시예중 제2유형 3단구조의 시간영역 심볼의 설명도이다.
도 3은 본 발명의 실시예중 제1유형 3단구조의 시간영역 심볼에 기초한 취득처리의 설명도이다.
도 4는 본 발명의 실시예중 제2유형 3단구조의 시간영역 심볼에 기초한 취득처리의 설명도이다.
도 5는 본 발명의 실시예중 주파수영역 구조 1을 제1소정 교차배열규칙에 따라 배열한 설명도이다.
도 6은 본 발명의 실시예중 주파수영역 구조 1을 제2소정 교차배열규칙에 따라 배열한 설명도이다.
도 7은 본 발명의 실시예중 프리앰블 심볼의 수신방법에 있어서의 3단구조CAB에 대응하는 검측하려는 상관결과의 논리적 설명도이다.
도 8은 본 발명의 실시예중 프리앰블 심볼의 수신방법에 있어서의 3단구조CAB에 대응하는 검측하려는 상관결과의 논리적 설명도이다.
{생성방법}
본 실시예는 일종의 프리앰블 심볼의 생성방법을 제공하며, 상기 프리앰블 심볼의 생성방법은,
시간영역 메인바디 신호로부터 절취한 부분적 시간영역 메인바디 신호에 기초하여 순환 프리픽스를 생성하는 절차;
상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 부분 또는 전부에 기초하여 변조신호를 생성하는 절차; 및
순환 프리픽스, 시간영역 메인바디 신호 및 변조신호중 적어도 하나에 기초하여 시간영역 심볼을 생성하며, 프리앰블 심볼은 적어도 하나의 상기 시간영역 심볼을 구비하는 절차를 포함한다.
도 1은 본 발명의 실시예중 제1유형 3단구조의 시간영역 심볼의 표시도이다. 도 2는 본 발명의 실시예중 제2유형 3단구조의 시간영역 심볼의 설명도이다.
생성한 프리앰블 심볼은,
제1유형의 3단구조를 갖는 시간영역 심볼; 또는
제2유형의 3단구조를 갖는 시간영역 심볼을 포함한다.
도 1 및 도 2를 통해 상기 프리앰블 심볼중에 포함된 시간영역 심볼이 가진 시간영역 구조에 대해 설명한다. 상기 시간영역 구조는 3단구조를 포함하며, 상기 3단구조에는 2개 종류, 즉 제1유형 3단구조 및 제2유형 3단구조가 존재한다.
도 1에 나타난 바와 같이, 제1유형의 3단구조는 시간영역 메인 바디 신호(A부분), 시간영역 메인바디 신호로 부터 절취한 부분적 시간영역 메인바디 신호를 이용하여 생성된 프리픽스(C부분) 및 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 부분 또는 전부를 이용하여 생성된 변조신호 즉 포스트픽스(B부분)를 포함한다.
도 2에 나타난 바와 같이, 제2유형의 3단구조는 시간영역 메인 바디 신호(A부분), 시간영역 메인바디 신호로 부터 절취한 부분적 시간영역 메인바디 신호를 이용하여 생성된 프리픽스(C부분) 및 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호를 이용하여 생성된 하이퍼프리픽스(B부분)를 포함한다.
구체적으로, 한단락의 시간영역 메인바디 신호(도면 중 A로 표시)를 제1부분으로 하고, 상기 제1부분의 제일 말단에서 소정취득규칙으로 일부분을 취하며, 제1소정처리규칙에 따라 처리하고 상기 제1부분의 앞부분에 카피하여 제3부분(도면 중 C로 표시)을 생성하여, 프리픽스로 하며, 동시에, 제1부분의 뒷부분으로부터 소정취득규칙에 따라 일부분을 취하며, 제2소정처리규칙에 따라 처리하고 상기 제1부분의 뒷부분에 카피하거나 또는 처리한 후 프리픽스의 앞부분에 카피하여 제2부분(도면 중 B로 표시)을 생성하여 각각 상응하게 포스트픽스 또는 하이퍼 프리픽스로 하며, 따라서, 각각 도 1에 나타내는 B를 포스트픽스로 하는 제1유형 3단구조(CAB구조)를 생성하며 또한 B를 하이퍼 프리픽스로 하는 도 2에 나타난 제2유형의 3단구조(BCA구조)를 생성한다.
제1부분에서 취득한 제3부분, 제2부분에 대해 처리하는 구체적 규칙에 있어서, 제1소정처리규칙은 직접 카피; 또는 취한 부분의 매 샘플링 신호에 하나의 동일한 고정계수 또는 소정의 상이한 계수를 곱하는 것을 포함한다. 제2소정처리규칙은, 제1소정처리규칙이 직접 카피일 때 변조처리를 하기; 또는 제1소정처리규칙이 취한 부분의 매 샘플링 신호에 하나의 동일한 고정계수 또는 소정의 상이한 계수를 곱할 때 상응한 부분에 역시 상응한 계수를 곱한 후 변조처리를 하는 것을 포함한다. 즉, 제3부분은 직접 카피하여 얻은 프리픽스일 때, 제2부분은 상응한 메인바디 부분에 대해 변조처리를 하여 얻은 포스트픽스 또는 하이퍼 프리픽스이며, 제3부분은 상응한 계수를 곱한 것일 때, 제2부분 역시 계수를 곱하고 변조처리를 한 후, 포스트픽스 또는 하이퍼 프리픽스로 한다.
도 3은 본 발명의 실시예중 제1유형 3단구조의 시간영역 심볼에 대해 진행한 취득처리의 설명도이다.
본 실시예중 C단은 A단의 직접 카피이며, B단은 A단의 변조신호단이며, 도 3에 표시된 바와 같이, A의 길이가 1024이고, 절취한 C의 길이가 520이며, B의 길이가 504이며, C및 B에 대해 일정한 처리를 진행할 때, 신호의 매 샘플링에 하나의 고정계수를 곱하거나 또는 매 샘플링에 하나의 상이한 계수를 곱한다.
B의 데이터범위는 C의 데이터범위를 초과하지 않으며, 즉, 변조신호단B에 대해 선택한 그부분 A의 범위가 절취하여 C로 하는 그부분의 A의 범위를 초과하지 않는다. 바람직하게, B의 길이와 C의 길이의 합은 A의 길이이다.
NA를 A의 길이로 하고, LenC를 C의 길이로 하며, LenB를 변조신호단 B의 길이로 한다. A의 샘플링 포인트의 인덱스를 0,1,…NA-1로 하고, A중 변조신호단 부분 B를 생성하기 위한 제1샘플링 포인트 인덱스를 N1로 하며, A중 변조신호단 부분 B를 생성하기 위한 최종 샘플링 포인트 인덱스를 N2로 한다 그중, 제1샘플링 포인트인덱스와 제2샘플링 포인트 인덱스는 하기 소정 구속관계를 만족한다.
Figure 112020138022248-pat00004
통상적으로, 제2부분 B단에 대해 실시한 변조는 주파수 오프셋 변조이며, 즉 하나의 주파수 시프트 시퀀스를 곱하며 M시퀀스 또는 기타 시퀀스 등으로 변조하며, 본 실시예 중 변조 주파수 오프셋을 예로 할 경우, P1_A(t)를 A의 시간영역 표기식으로 하면, 제1유형 C-A-B 3단 구조의 시간영역 표기식은 하기와 같다.
Figure 112020138022248-pat00005
그중, 시간영역 메인바디 신호가 OFDM심볼이고, 변조 주파수 오프셋 값 fSH를 시간영역 OFDM 메인바디 심볼의 대응하는 주파수 영역 서브캐리어 간격 즉 1/NAT로 선택할 수 있으며, 그중 T는 샘플링 주기이고, NA는 시간영역 OFDM 메인바디 심볼의 길이이며, 본예 중, NA는 1024이고, fSH=1/1024T로 한다. 또한 주파수 시프트 시퀀스의 초기 위상은 임의의 값이며 상관 피크값이 예리하도록 fSH를 1/(LenBT)로 선택할 수 있다.
도 3에 표시한 바와 같이, NA=1024; LenC=520, LenB=504, N1=520이다. 이때, CA단의 같은 내용을 포함하는 자기 상관지연을 NA로 하고, CB단의 같은 내용을 포함하는 자기 상관지연을 NA+LenB로 하며, AB단의 같은 내용을 포함하는 자기상관지연을 LenB로 한다.
다른 하나의 실시예중, C단의 길이와 B단의 길이는 완전히 동일하며, 즉 B단을 C단의 완정한 조절 주파수 오프셋 단으로 여길 수 있다.
구체적으로, 순환 프리픽스 C를 상기 시간영역 OFDM심볼 A의 앞부분에 접합하여 보호간격으로 하고, 상기 변조신호단 B를 상기 OFDM심볼의 뒷부분에 접합하여 변조 주파수 오프셋 시퀀스로 하여, 제1유형의 3단구조의 시간영역 심볼을 생성한다. 예를 들면, NA=1024일 때, 구체 표기식은 하기와 같다.
Figure 112020138022248-pat00006
도 4는 본 발명의 실시예중 제2유형 3단구조의 시간영역 심볼에 대해 처리한 설명도이다.
마찬가지로, 제2유형 3단구조의 시간영역 심볼의 시간영역 표기식은 하기와 같으며, 수신단의 처리방법을 될수록 일치시키기 위하여, B-C-A구조중에서의 변조주파수 오프셋값은 C-A-B구조와 정반대이며, 변조주파수 오프셋 시퀀스의 초기 위상은 임의의 값이다.
Figure 112020138022248-pat00007
도 4에 표시한 바와 같이, NA=1024; LenC=520, LenB=504, N1=504이며, 이때, CA단의 같은 내용을 포함하는 자기 상관지연을 NA로 하고, BC단의 같은 내용을 포함하는 자기 상관지연을 LenB로 하며, BA단의 같은 내용을 포함하는 자기상관지연을 NA+LenB로 지연된다.
더하여, 프리앰블 심볼이 하나의 3단구조의 심볼을 포함할 때, 제1유형의 3단구조를 포함하든, 또는 제2유형의 3단구조를 포함하든, 동일한 OFDM심볼 메인바디에 기초하며, 하기 방법으로 시간영역 구조를 통해 시그널링을 전송할 수 있다.
상기 제1부분중에서 상기 제2부분을 선택한 상이한 시적작점을 이용하여 시그널링을 전송하며, 상기 변조신호를 생성할 때, 상이한 시작점위치로 상기 부분적 시간영역 심볼을 절취하는 것을 통해 상이한 시그널링 전송을 실현한다.
예를 들면, 긴급방송, hook정보, 송신기 표기정보 또는 기타 전송파라미터이다.
예를 들면, 제1유형 3단구조에 있어서, 예를 들어, 소정길이는 1024이고, LenC는 512이며, LenB는 256이다.
그중, N1은 512+i*16 0≤i<16을 취할 수 있으며, 이는 16종의 상이한 취득법을 표시하며, 4비트시그널링 파라미터를 전송함을 표시한다. 상이한 송신기는 상이한 N1를 취함으로써 상기 송신기에 대응하는 표기를 전송할 수 있으며, 동일한 송신기는 시간분할 방식으로 N1을 개변하여 파라미터를 전송할 수 있다.
또 예를 들면, 1비트 시그널링을 이용하여 긴급방송 표기 EAS_flag를 전송할 수 있다.
만약, EAS_flag=1이면, N1=512-L을 취하고, 즉 NA는 1024의 OFDM심볼의 대응하는 인덱스가 512-L ~ 1023-2L인 샘플링 포인트이며 주파수 오프셋 시퀀스를 변조한 후 B를 생성하며, A의 뒷부분에 배치한다.
만약, EAS_flag=0이면, N1=512+L을 취하고, 즉 NA가 1024인 OFDM심볼의 대응하는 인덱스 512+L ~ 1023의 샘플링 포인트이며 주파수 오프셋 시퀀스를 변조한 후 B를 생성하며, A의 뒷부분에 배치한다.
L의 값은 8을 취한다.
구체적으로, NA=1024，LenC는 520이고，LenB는 504이며, N1=520일 때, EAS_flag=0을 표시하고，N1=504일 때 EAS_flag=1을 표시하며; 또는 N1=504일 때 EAS_flag=0을 표시하고, N1=520일 때 EAS_flag=1을 표시한다.
또 예를 들면, NA=2048，LenC는 520이고，LeCB는 504이며, N1=1544일 때, EAS_flag=0을 표시하고，N1=1528일 때 EAS_flag=1을 표시하며； 또는 N1= 1528일 때 EAS_flag=0을 표시하고, N1=1544일 때 EAS_flag=1을 표시한다.
구체적인 표기식에 대해,
EAS_flag=0일 때，C-A-B 3단구조의 시간영역 표기식은 하기와 같다.
Figure 112020138022248-pat00008
(NA = 1024)일 때, 및
Figure 112020138022248-pat00009
(NA = 2048)일 때
EAS_flag=1일 때，C-A-B 3단구조의 시간영역 표기식은 하기와 같다.
Figure 112020138022248-pat00010
(NA = 1024)일 때, 및
Figure 112020138022248-pat00011
(NA = 2048)일 때
상기 제1부분중의 상이한 시작점에서 절취한 제2부분으로 긴급방송을 표시하는 것 외에 프리앰블 심볼이 한가지 유형의 3단구조만 포함할 때, 또한 상이한 3단구조로 긴급방송을 표시할 수 있다. 예를 들면, 제1유형의 3단구조 C-A-B를 발송하여 EAS_flag=0를 표시하고, 제2유형의 3단구조 B-C-A를 발송하여 EAS_flag=1을 표시하며; 또는 제1유형 3단구조C-A-B를 발송하여 EAS_flag=1을 표시하고, 제2유형의 3단구조B-C-A를 발송하여 EAS_flag=0을 표시한다.
단일 3단구조 시간영역 심볼의 검측은 CB단, CA단 및 BA단의 지연 자기상관을 이용하여 피크값을 얻으며, 2개 3단구조 시간영역 심볼을 사용하여 접합할 때, 2개3단구조 시간영역 심볼의 자기상관 값을 더할 수 있도록, 더욱 신뢰성이 있는 성능을 얻을 수 있도록, 2개 3단구조 시간영역 심볼 각각의 파라미터는 N1 (즉 N1은 선택하여 변조신호단B에 카피하는 시작점에 대응하는 A의 샘플링 포인트 인덱스이며) 하기 모종 관계를 만족한다. 첫번째 심볼의 N1을 N1_1로 하고, 두번째 심볼의 N1을 N1_2로 하며, N1_1+N1_2=2NA-(LenB+LenC)을 만족해야 한다. 만약 B단에 사용한 변조는 변조 주파수 오프셋일 경우, 주파수 오프셋 값은 정반대이다.
번호1은 C-A-B구조의 심볼을 표시하고, 번호 2는 B-C-A구조의 심볼을 표시한다. P1_A(t)를 A1의 시간영역 표기식으로 하고, P2_A(t)를 A2의 시간영역 표기식으로 하면, 제1유형 3단구조를 갖은 시간영역 심볼의 시간영역 표기식은 하기와 같다.
Figure 112020138022248-pat00012
예를 들면, NA=2048; LenC=520, LenB=504, fSH=1/2048이다.
Figure 112020138022248-pat00013
이때, 제2유형 3단구조를 갖는 시간영역 심볼의 시간영역 표기식은 하기와 같다.
Figure 112020138022248-pat00014
역시 상기 예를 들면, NA=2048; LenC=520, LenB=504, fSH=1/2048이다.
Figure 112020138022248-pat00015
위에서 설명한 프리앰블 (preamble) 또는 bootstrap는 제1유형의 3단구조를 갖는 시간영역 심볼을 포함할 뿐만 아니라, 또는 제2유형의 3단구조를 갖는 시간영역 심볼을 포함한다. 특별히 설명할 바는, 본 발명의 프리앰블 심볼 또는 bootstrap는 C-A-B또는B-C-A구조만 포함하는 것에 한정되지 않으며, 예를 들면 전통 CP구조 등 기타 시간영역 구조를 포함할 수 있다.
또한, 본 발명은 일종의 주파수영역 심볼의 생성방법을 제공하며, 아래에 하기 주파수영역 구조 1을 갖는 주파수영역 OFDM심볼의 생성방법에 대해 설명한다.
또한, 전술한 3단 시간영역 구조를 결합해 볼 때, 시간 및 주파수 영역 사이의 고정 대응관계가 존재하며, 통상적으로, 시간영역 메인바디 신호(A부분)는 주파수영역 OFDM 심볼이 푸리에 역변환 후 형성된 시간영역 OFDM심볼이다. 다만 주의해야 할 점은 본 발명이 제공하는 주파수영역 심볼의 생성방법은 시간영역에서 상기 도 1 내지 도 7에 표시한 3단구조의 심볼만 사용하는 것에 한정되지 않으며, 기타 임의의 시간영역 구조의 심볼에 적용할 수 있다.
P1_X는 대응하는 주파수영역OFDM심볼이며, P1_Xi는 이산 푸리에 변환후 얻은 시간영역OFDM심볼이다.
Figure 112020138022248-pat00016
그중, M은 유효 비제로 서브캐리어의 파워의 합이다.
본 발명중, 2개 종류의 상이한 유형의 P1_X의 주파수영역 구조를 설명한다.
[주파수 영역 구조 1]
먼저, 제1유형의 P1_X의 주파수 영역 구조를 설명하며, 주파수영역 구조 1로 정의한다. 주파수영역 구조 1에 있어서, 주파수영역 심볼의 생성방법은,
주파수영역상 고정시퀀스와 시그널링 시퀀스를 각각 생성하는 절차; 및
상기 고정시퀀스와 상기 시그널링 시퀀스를 배열하여 유효 서브캐리어에 충전하여 주파수영역 심볼을 형성하는 절차를 포함한다.
P1_X의 주파수영역 구조 1에 있어서, 주파수영역OFDM심볼은 각각 가상 서브캐리어, 시그널링 시퀀스(SC로 칭함)서브캐리어 및, 고정 시퀀스(FC로 칭함)서브캐리어 3개 부분을 포함한다.
시그널링 시퀀스 서브캐리어와 고정시퀀스 서브캐리어에 대해 소정 교차배열규칙으로 배열한 후, 가상 서브캐리어를 그 양측에 분포한다. 상기 소정교차배열 규칙은 하기 2개 규칙중의 임의의 일종이다.
제1소정교차배열 규칙은 기우성교차 또는 우기성교차로 배열하는 것이며; 및
제2소정 교차배열 규칙은 일부분 시그널링 시퀀스를 홀수 서브캐리어에 배치하고, 다른 일부분 시그널링 시퀀스를 짝수 서브캐리어에 배치하며, 일부분 고정시퀀스를 홀수 서브캐리어에 배치하고 다른 일부분 고정 시퀀스를 짝수 서브캐리어에 배치하는 것이다.
제1소정교차배열규칙은 SC와 FC의 기우성교차 또는 홀짝순 교차배열이며, 그리하여 FC는 파일럿규칙으로 배치하고, 제2소정 교차배열 규칙은 일부분 SC 시퀀스를 홀수 서브캐리어에 배치하고 나머지 SC 시퀀스를 짝수 서브캐리어에 배치하며, 동시에, 일부분 FC시퀀스를 홀수 서브캐리어에 배치하고 나머지 FC캐리어를 짝수 서브캐리어에 배치하며, 그리하여 FC 또는 SC가 전부 홀수 또는 짝수 서브캐리어에 배치되어, 모종 특수한 멀티 경로 채널하에 전부 페이딩되는 것을 피면하며, 이러한 배치는 채널추정의 복잡도를 높이지 않으며 따라서 더욱 바람직한 선택이다.
고정 시퀀스의 길이를 L(즉 고정 시퀀스를 지닌 유효서브 캐리어의 개수는 L)로 설정하고, 시그널링 시퀀스의 길이를 P(즉 시그널링 시퀀스를 지닌 유효 서브캐리어의 개수는 P)로 설정하며, 본 실시예중, L=P이다. 설명하고자 하는 바는, 고정시퀀스 및 시그널링 시퀀스의 길이가 상이할 때(예를 들면 P>L), 제로 보충 시퀀스 서브캐리어 방식으로 고정시퀀스 및 시그널링 시퀀스가 상기 규칙으로 교차배열 되게 한다.
도 5는 본 발명의 실시예중 시그널링 시퀀스 서브 캐리어, 고정 시퀀스 서브캐리어 및 가상 서브캐리어를 제1소정교차배열규칙으로 배열한 설명도이다.
도 5에 표시한 바와 같이, 본 바람직한 실시방식의 절차는 유효서브캐리어 양측에 각각 일정한 제로 시퀀스 서브캐리어를 충전하여 소정 길이의 주파수영역 OFDM심볼을 형성하는 것을 포함한다.
상기 시간영역 구조중의 시간영역 메인바디 신호A의 길이 NA의1024에 대응하여, 푸리에변환FFT를 한 후 형성한 주파수영역 길이 NFFT는 1024이다.
아래에 계속하여 NFFT의 소정길이가 1024인 예를 이용하며, 제로 시퀀스 서브캐리어의 길이는 G=1024-L-P이며, 양측에 (1024-L-P)/2개의 제로 시퀀스 서브캐리어를 충전한다. 예를 들면, L=P=353이면, G=318이고, 양측에 각각 159개 제로 시퀀스 서브캐리어를 충전한다.
제1소정교차배열 규칙으로 생성한 주파수영역 OFDM심볼은 하기 절차를 포함한다.
제(11)고정 시퀀스 생성절차: 고정시퀀스는 353개 복수개 그룹으로 조성되며, 놈(norm)은 고정적이며, 상기 고정시퀀스 서브캐리어의 제n개 값은 하기와 같으며,
Figure 112020138022248-pat00017
그중, R는 FC와 SC의 파워의 비율값이며, SCi 놈(norm)은 고정적으로 1이다.
Figure 112020138022248-pat00018
고정시퀀스 서브 캐리어의 라디안 값 은 하기 표1중의 제1소정 고정 서브캐리어 라디안값으로 확정할 수 있다.
[표 1] 제1소정 고정서브캐리어 라디안 값 테이블(제1소정 교차배열 규칙)
Figure 112020138022248-pat00019
Figure 112020138022248-pat00020
제(12)시그널링 생성절차에 있어서, 시그널링 생성절차는 2개 종류를 포함하며, 즉 아래의 제1시그널링 생성방식, 제2시그널링 생성방식을 포함한다.본 실시예중, 주파수영역에서 생성한 시그널링 시퀀스는 하기 2개 방식중의 임의의 일종을 사용할 수 있으며, 아래에 시그널링 시퀀스를 생성하는 2개의 구체방식을 상세히 설명한다.
제1시그널링 시퀀스 생성방식:
1.1 시그널링 시퀀스의 길이와 개수를 확정한다;
1.2 상기 시그널링 시퀀스의 길이 및 개수에 기초하여, CAZAC시퀀스 생성식중의 root값을 확정하며, 그중, 시그널링 시퀀스의 길이는 root값과 같거나 작으며, 또한 root값은 시그널링 시퀀스 개수의 2배와 같거나 크다. 바람직하게, root값은 시그널링 시퀀스의 길이로 선택한다.
예를 들면, 시퀀스길이 L 및 시그널링 개수를 확정한다. 예를 들면, N개 비트를 전송하려 할 때, 시그널링 개수 num은 2N이며, CAZAC시퀀스 생성식중
Figure 112020138022248-pat00021
의 root값을 선택한다. 그중, 시퀀스 길이 L은 root 값과 같거나 작으며, 또한, root 값은 2*num과 같거나 크다. 통상적으로, root값은 소수이다.
1.3 상이한 q값을 선택하여 CAZAC시퀀스를 생성하며, 그중, q값의 개수는 시그널링 시퀀스의 개수와 동일하며, 또한 임의의 2개 q값의 합은 root값과 동일하지 않으며, 생성한 CAZAC시퀀스는 순환 시프트가 필요하며, 순환시프트의 자릿수는 상응한 root값과 q값으로 결정한다.
예를 들면, num개 상이한 q0, q1,……, qnum-1을 선택하여 CAZAC시퀀스를 생성한다.
Figure 112020138022248-pat00022
순환 시프트 후의 시퀀스는 하기와 같다.
Figure 112020138022248-pat00023
그중, k는 순환 시프트의 자릿수이다.
설명하고자 하는 바는, 본 실시예 중, 선택한 qi(0≤i≤num-1)가 반드시 하기 조건을 만족해야 한다는 것이다. 임의의 2개 qi, qj(0≤i,j≤num-1)은 qi+qj≠root 를 만족한다.
상기 조건하에, 바람직하게는 전체 주파수영역 OFDM심볼의 PAPR가 낮은 시퀀스를 선택하는 것이다. 만약 L가 2*num보다 크다면, 바람직하게 root=L를 선택하며, 이리하면 시퀀스의 자기상관값이 제로로 된다.
1.4 확정한 시그널링 시퀀스의 개수에 근거하여 모든 CAZAC시퀀스중에서 상기 시그널링 시퀀스를 선택한다.설명하고자 하는 바는, 만약 L=root이면, 절취할 필요가 없고, 얻은 CAZAC시퀀스는 곧바로 시그널링 시퀀스로 할 수 있다.
예를 들면, num개 시퀀스중의 매 시퀀스에서 길이가 L인 연속부분 시퀀스를 절취하거나 또는 전부 시퀀스를 시그널링 시퀀스로 한다.
예를 들면, 시그널링 시퀀스 길이 L=353, 개수 num=128일 때 root를 제일 근접한 소수 353으로 선택할 수 있다. q의 값의 범위는 1~352이며, 매 시퀀스 순환 시프트 자릿수의 범위는 1~353이다. 모든 선택가능한 시그널링 시퀀스 중, 바람직하게 128개 그룹을 석택하며, q값 및 순환 시프트 자릿수는 각각 표 2의 q값 테이블 및 표 3의 순환시프트 자릿수 테이블이 표시한 바와 같다.
[표 2] q값 테이블
Figure 112020138022248-pat00024
[표 3] 순환시프트 자릿수 테이블
Figure 112020138022248-pat00025
제2시그널링 시퀀스 생성방식:
2.1 시그널링 시퀀스의 길이와 개수를 확정한다;
2.2 상기 시그널링 시퀀스의 길이 및 개수에 기초하여, CAZAC시퀀스 생성식중의 복수의 root값을 확정하며, 그중, 시그널링 시퀀스의 길이는 선택한 복수의 root값중의 최소치와 같거나 작으며, 또한 선택한 복수의 root값의 합은 시그널링 시퀀스 개수의 2배와 같거나 크다. 바람직하게, root값은 시그널링 시퀀스의 길이로 선택한다.
예를 들면, 시퀀스길이L 및 시그널링 개수를 확정한다. 예를 들면, N개 비트를 전송하려 할 때, 시그널링 개수num는 2N이며, CAZAC시퀀스 생성식
Figure 112020138022248-pat00026
의 복수의 K개
Figure 112020138022248-pat00027
를 선택한다. 그중, 시그널링 시퀀스 길이 L는 모든 rootk 중의 최소치와 같거나 작으며, 또한 복수의 rootk의 합은 2*num과 같거나 크며, 즉,
Figure 112020138022248-pat00028
이다. 통상적으로, rootk 값은 소수이다.
2.3 매 하나의 root값에 대해, 상이한 q값을 선택하여 CAZAC시퀀스를 생성하며, 그중, q값의 개수는 대응하는 root값의 1/2과 같거나 작으며, 또한 임의의 2개q값의 합은 대응하는 root값과 동일하지 않으며, 생성한 CAZAC시퀀스는 순환 시프트가 필요하며, 순환시프트의 자릿수는 상응한 root값과 q값으로 결정한다.
예를 들면, 매
Figure 112020138022248-pat00029
에 대해, numk개 상이한 q0, q1,
Figure 112020138022248-pat00030
를 선택하여 CAZAC시퀀스
Figure 112020138022248-pat00031
를 생성한다. 그 중,
Figure 112020138022248-pat00032
, 또한
Figure 112020138022248-pat00033
.
본 제2시그널링 시퀀스 생성방식중, 매 하나의 root값에 대해, 상이한 q값을 선택하여 CAZAC시퀀스를 생성하며, 생성한 CAZAC시퀀스가 필요로 하는 순환 시프트방식은 상기 방식1의 설명을 참조로 할 수 있으므로, 재차 설명하지 않는다.
설명하고자 하는 바는, 본 실시예중, 선택한
Figure 112020138022248-pat00034
가 반드시 하기 조건을 만족해야 한다는 것이다. 임의의 2개 qi, qj(0≤i,j≤numk-1)은 qi+qj≠rootk를 만족한다.
상기 조건하에, 바람직하게는 전체 주파수영역 OFDM심볼의 PAPR가 낮은 시퀀스를 선택하는 것이다. 또한, 바람직하게 그중 하나의 root=L를 선택한다. 이리하여, 상기 root로 생성한 시퀀스의 자기상관 값은 제로이다.
2.4 확정한 시그널링 시퀀스의 개수에 근거하여 매 CAZAC시퀀스중에서 상기 시그널링 시퀀스를 선택한다. 강조하는 바는, 그중 어떤 root=L이면, 값이 시그널링 시퀀스 길이인 root값에 따라 생성한 CAZAC시퀀스를 이용하여 상기 시그널링 시퀀스를 확정한다.
예를 들면, num개 시퀀스중의 매 시퀀스에서 길이가 L인 연속부분 시퀀스를 절취하거나 또는 전부 시퀀스를 시그널링 시퀀스로 한다.
예를 들면, L=353이고, num=128이다. 제1시그널링 시퀀스생성식에 따라 바람직하게 root를 353으로 선택한다. 그리고 나서, q=1,2,…128을 선택한다. qi+qj≠353, (0≤i,j≤128-1)를 만족한다. 나중에, 매 시퀀스를 길이가 353이 되도록 절취한다.
또 예를 들면, L=350이며, num=256이다. 제2시그널링 시퀀스 생성식에 따라 root1을 353으로 선택하고, root2=359로 선택하며, 또한, root1=353에 대해, q=1,2,3,…128인 총128개 시퀀스를 선택하며, qi+qj≠353이다. 또한, root2=359에 대해, q=100,101,102,…227인 총128개 시퀀스를 선택하고, 총256개 시퀀스로 된다. 나중에, 매 시퀀스를 길이가 353이 되도록 순환절취한다.
아래의 제(12)시그널링 시퀀스의 생성절차에 있어서, 제2시그널링 시퀀스 생성식을 이용하여 총512개 시그널링 시퀀스를 생성하며, 즉 Seq0，Seq1，… Seq511을 생성하며, 매 시그널링 시퀀스 Seq0 ~ Seq511는 재차 각각 반수를 취하며, 즉 -Seq0 ~ -Seq511을 취하며, 수신단은 상관값의 플러스 마이너스를 이용하여 정(+) 시퀀스인지 아니면 부(-) 시퀀스인지를 구분하며, 즉 총10비트의 시그널링 정보를 전송하며, 512개 시그널링 시퀀스는 더하여 4개 그룹으로 나뉠 수 있으며, 매 그룹에 128개 시그널링 시퀀스를 포함하며, 매 그룹의 128개 시그널링 시퀀스생성의 서브 절차는 하기와 같다.
제1서브절차: 기준 시퀀스 zci(n)를 생성하며, 이는 길이가 N인 Zadoff-Chu시퀀스 zc(n)이다.
Figure 112020138022248-pat00035
제2서브 절차: zci(n)를 2차 카피하여 길이가 2N인 zci *(n)를 생성한다.
Figure 112020138022248-pat00036
제3 서브절차: zci *(n) 중의 모 특정의 시작위치 ki로부터 길이가 353인 시퀀스를 절취하여, SCi(n) 을 생성한다.
Figure 112020138022248-pat00037
매 그룹 시그널링 시퀀스 Seq0 ~ Seq127의 N값, ui 및 시프트 값 ki는 각각 상응한 하기 표 4 내지 표 7의 소정 시그널링 시퀀스 파라미터 테이블로 확정한다.
제1그룹 시퀀스 Seq0 ~ Seq127의 N값, ui 및 시프트값 ki는 하기 표 4에 표시한 바와 같다.
[표 4] 제1그룹 시그널링 시퀀스 파라미터
Figure 112020138022248-pat00038
제2그룹 시퀀스 Seq128 ~ Seq255의 생성절차와 제1그룹 시퀀스의 생성절차는 동일하며, 그의 N값, ui 및 시프트값 ki는 하기 표 5에 표시한 바와 같다.
[표 5] 제2그룹 시그널링 시퀀스 파라미터
Figure 112020138022248-pat00039
제3그룹 시퀀스 Seq256 ~ Seq383의 생성절차와 제1그룹 시퀀스의 생성절차는 동일하며, 그의 N값, ui 및 시프트값 ki는 하기 표 6에 표시한 바와 같다.
[표 6] 제3그룹 시그널링 시퀀스 파라미터
Figure 112020138022248-pat00040
제4그룹 시퀀스 Seq384 ~ Seq511의 생성절차와 제1그룹 시퀀스의 생성절차는 동일하며, 그의 N값, ui 및 시프트값 ki는 하기 표 7에 표시한 바와 같다.
[표 7] 제4그룹 시그널링 시퀀스 파라미터
Figure 112020138022248-pat00041
제(13)배열 충전절차에 있어서, 상기 (11)절차 및 상기 (12)절차에서 얻은 고정 시퀀스와 시그널링 시퀀스를 짝홀순 교차로 배치하여 가상 서브캐리어에 충전한 후, 하기 식에 따라 상기 주파수영역 OFDM심볼을 형성한다.
Figure 112020138022248-pat00042
도 6은 본 발명의 실시예중 시그널링 시퀀스 서브캐리어, 고정 시퀀스 서브캐리어 및 가상 서브캐리어를 제2소정교차배열규칙으로 배열한 설명도이다.
도 6에 표시한 바와 같이, 도면 중 점선 좌측에 위치한 전반부의 시그널링 시퀀스를 홀수 서브캐리어에 배치하고, 도면 중 점선 우측에 위치한 다른 절반부분의 시그널링 시퀀스를 짝수 서브캐리어에 배치하며, 점선 좌측에 위치한 전반부의 고정 시퀀스를 짝수 서브캐리어에 배치하며, 점선 우측에 위치한 후반부의 고정 시퀀스를 홀수 서브캐리어에 배치한다. 즉, P1_X0, P1_X1, ..., P1_X1023은 제2소정 교차배열규칙에 따라 생성되며, 전반 단락의 SC는 홀수 캐리어에 배치하고, FC는 짝수 캐리어에 배치하며, 후반 단락의 SC는 짝수 캐리어에 배치하고, FC는 홀수 캐리어에 배치하며, 전후반부분의 시그널링 시퀀스, 고정시퀀스의 기우성 위치를 서로 교환한다. 이러한 고정 시퀀스 서브캐리어
Figure 112020138022248-pat00043
, 시그널링 시퀀스 서브캐리어
Figure 112020138022248-pat00044
가 위치한 기우성 위치는 상호교환 가능하며, 전송성능에 어떠한 영향도 미치지 않는다.
가상 캐리어 즉 제로시퀀스 서브캐리어를 충전할 때, 좌우양측에 충전한 제로 시퀀스 서브캐리어의 길이는 상이할 수 있으나, 그 차이가 너무 커서는 안된다.
아래에 제2소정교차배열규칙으로 생성한 주파수영역 심볼의 구체적 최적화 실시예를 제시한다. 제2소정교차배열 규칙으로 생성한 주파수영역 OFDM심볼은 하기 절차를 포함한다.
제(21)고정시퀀스 생성 절차: 상기 고정시퀀스 생성절차와 상기 제(11)고정시퀀스 생성절차는 동일하나, 고정시퀀스 서브캐리어 라디안 값 ωn이 취하는 값은 제2소정 고정서브캐리어의 라디안 값테이블을 이용하여 확정하며, 그중, 제2소정 고정서브캐리어 라디안 값 테이블은 하기 표 8에 표시한 바와 같다.
[표 8] 고정서브캐리어 라디안 값 테이블(제2소정 교차배열 규칙에 따름)
Figure 112020138022248-pat00045
제(22)시그널링 시퀀스 생성절차 중 상기 시그널링 생성절차와 상기 (12)시그널링 생성절차는 동일하다.
제(23)배열충전절차중, 제(21)절차와 제(22)절차에서 얻은 시그널링 시퀀스와 고정시퀀스에 대해 기우성 재차 홀짝순 교차배열 후, 좌우양측에 제로 캐리어를 충전하고 나서, 하기 식에 따라 주파수영역 OFDM심볼을 생성한다.
Figure 112020138022248-pat00046
{수신방법}
본 실시예는 프리앰블 심볼의 수신방법을 제공하며, 상기 프리앰블 심볼의 수신방법은 송신단이 소정 생성규칙으로 생성한 프리앰블 심볼에 적용될 수 있다.
소정생성규칙중, 생성한 프리앰블 심볼이 본 실시예중 상기 시간영역 관점으로부터 설명한 예를 들면 제1유형 3단구조 및/또는 상기 제2유형 3단구조와 관련된 모든 기술요소를 포함할 때, 및/또는 본 실시예중 상기 주파수영역 관점으로부터 설명한 예를 들면 주파수영역 구조 1에 관련된 모든 기술요소를 포함할 때, 재차 설명을 늘여놓지 않으며, 간단히 말해서, 적용한 소정 생성처리규칙은 일반성을 잃지 않고 상기 시간영역 관점으로부터 설명한 프리앰블 심볼의 생성방법 및 주파수영역 관점으로부터 설명한 주파수영역 심볼의 생성방법을 포함한다.
소정생성규칙으로 생성한 프리앰블 심볼은 상기 3단구조 및 상기 주파수영역 구조 1을 각각 포함하며, 아래에 프리앰블 심볼의 수신방법에 대해 각각 설명한다.
본 실시예에서 제공한 일종의 프리앰블 심볼의 수신방법은,
절차 S11: 수신 신호를 처리하는 절차;
절차 S12: 처리후의 신호중 희망하는 수신의 상기 3단구조를 포함하는 프리앰블 심볼의 존재여부를 판단하는 절차; 및
절차 S13: 존재한다고 판단되었을 경우 상기 프리앰블 심볼의 위치를 확정하고 상기 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 절차를 포함하며,
그중, 수신한 프리앰블 심볼은 송신단이 예정 생성규칙에 따라 임의의 개수의 제1유형의 3단구조 및/또는 제2유형의 3단구조의 자유조합으로 생성한 프리앰블 심볼을 포함하며, 프리앰블 심볼은 적어도 하나의 시간영역 심볼을 포함한다.
상기 제1유형의 3단구조는, 시간영역 메인바디 신호, 상기 시간영역 메인바디 신호의 전부 또는 부분에 기초하여 생성한 프리픽스 및 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 전부 또는 부분에 기초하여 생성한 포스트픽스를 포함한다.
상기 제2유형 3단구조는, 시간영역 메인바디 신호, 상기 시간영역 메인바디 신호의 전부 또는 부분에 기초하여 생성한 프리픽스 및 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 전부 또는 부분에 기초하여 생성한 하이퍼 프리픽스를 포함한다.
절차 S11에 기재한 바와 같이, 수신한 상기 물리적 프레임 신호를 처리하여 베이스밴드 신호를 얻는다.통상적으로 수신단이 수신한 신호는 아날로그 신호이며, 때문에 그에 대해아날로그디지털변환(AD변환)을 하여 디지털 신호를 얻은 뒤, 필터링, 다운샘플링등 처리를 하여 베이스밴드신호를 얻는다.설명하고자 하는 바는, 수신단이 수신한 것이 중간주파수 신호이면, 그에대해 AD변환 처리를 진행한 후 주파수 스펙트럼 시프트가 필요하며, 그뒤 필터링, 다운 샘플링 등 처리를 진행하여 베이스밴드 신호를 얻는다.
절차 S12에 기재한 바와 같이, 베이스밴드 신호중 희망하는 수신의 상기 3단구조를 포함하는 프리앰블 심볼의 존재여부를 판단한다.
구체적으로, 먼저, 수신단은 수신한 베이스밴드 신호중 희망하는 수신의 프리앰블 심볼의 존재여부를 판단한다. 즉 수신한 신호가 수신 기준에 부합되는 지를 판단하며, 예를 들면 수신단이 DVB_T2기준의 데이터를 수신할 것을 요구하면, 수신한 신호가 DVB_T2기준의 프리앰블 심볼을 포함하는지를 판단한다. 마찬가지로, 여기서 수신한 신호에 C-A-B 및/또는 B-C-A 3단구조의 시간영역 심볼이 포함되었는 지를 판단한다.
얻은 처리 후의 수신신호중에 수신하고자 하는 상기 프리앰블 심볼이 존재한다고 판단되었을 경우, 상기 프리앰블심볼의 위치를 확정하고, 상기 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 절차중 즉 상기 절차 S12와 S13에 있어서, 초기타이밍 동기, 정수배 주파수오프셋 추정, 정밀한 다이밍 동기, 채널 추정, 디코딩 분석 및 분수배 주파수 오프셋 추정중 임의의 적어도 일종의 절차를 포함한다.
하기 임의의 방식 또는 임의의 적어도 2가지 방식의 자유조합을 이용하여 신뢰성 판단을 하며, 즉 처리 후의 신호중 희망하는 수신의 프리앰블심볼의 존재여부를 판단한다. 즉, 초기 타이밍 동기방식, 정수 배 주파수 오프셋 추정방식, 정밀한 타이밍 동기방식, 채널 추정방식, 디코딩결과 분석방식 및 분수배 주파수 오프셋 추정방식 중에서 선택한다.
상기 절차 S12는 S12-1의 초기타이밍동기방식을 포함하며, 프리앰블 심볼이 물리적 프레임중에서의 위치를 초보적으로 확정하고, 또한 S12-2을 포함하며, 이는 초기타이밍 동기방식의 결과에 기초하여 상기 베이스밴드 신호중에 희망하는 수신의 상기 3단구조를 갖는 프리앰블 심볼의 존재여부를 판단한다. 초기타이밍동기방식은 하기 제(①)초기타이밍동기 방식 및 제(②)초기타이밍 동기방식 중의 임의의 일종 또는 2가지의 조합으로 초기타이밍동기를 완성한다.
[제(①)초기타이밍동기방식]
아래에 제(①)초기타이밍 동기방식을 설명한다. 제(①)초기타이밍동기방식은 하기 절차를 포함한다.
상기 순환 프리픽스, 상기 시간영역 메인바디 신호 및 상기 변조신호, 이 3자중 임의의 2개사이의 처리관계를 이용하여 처리 후의 수신신호에 대해 필요한 역처리를 하거나 및/또는 신호 복조후 지연이동자기상관을 하여 누적 상관값을 얻으며; 및
누적 상관값에 기초하여 지연관계 매칭 및/또는 특정 수학계산을 한 후, 얻은 처리값을 초기타이밍 동기에 사용하며 프리앰블 심볼의 위치를 초보적으로 확정한다.
그중, 희망하는 수신의 3단구조 중의 제3부분C, 제1부분A 및 제2부분B 둘둘사이의 처리관계 및/또는 변조관계에 따라, 베이스밴드 신호에 대해 필요한 역처리 및/또는 신호 복조후 지연이동 자기상관을 진행하여, 3단구조의 제3부분C와 제1부분A사이, 제1부분A와 제2부분B, 및 제3부분C와 제2부분B사이의 3개 누적 상관값 즉 Uca '(n), Ucb '(n), Uab '(n) 중 임의의 하나 또는 2개를 얻는다. 적어도 하나의 상기 누적 상관값에 기초하여 검측해야 할 상관값을 얻는다.
예를 들어, 3단구조가 C-A-B구조일 때,
제3부분C와 제1부분A의 지연관계에 기초하여, 수신신호에 대해 지연이동 자기상관을 진행하며, 그 지연상관 표기식 Uca(n) 및 지연상관 누적값 Uca '(n)은 하기와 같다.
[수학식 18-1; 18-2]
Figure 112020138022248-pat00047
Uca '(n)에 대해 파워 정규화를 진행하도록 선택할 수 있다.
즉,
Figure 112020138022248-pat00048
제2부분B와 제3부분C의 처리관계 및 변조 주파수 오프셋 값에 기초하여, 수신신호에 대해 지연이동 자기상관 및 복조 주파수오프셋을 진행하며, 지연상관 표기식 Ucb(n) 및 지연상관 누적값 Ucb '(n)은 하기와 같다.
[수학식 20-1; 20-2]
Figure 112020138022248-pat00049
마찬가지로 Ucb '(n)에 대해 파워 정규화를 진행하도록 선택할 수 있다.
제2부분B와 제1부분A의 처리관계 및 변조 주파수 오프셋 값에 기초하여, 수신신호에 대해 지연이동 자기상관을 진행하며, 지연상관 표기식 Uab(n) 및 지연상관 누적값 Uab '(n)은 하기와 같다.
[수학식 21-1; 21-2]
Figure 112020138022248-pat00050
마찬가지로 Uab '(n)에 대해 파워 정규화를 진행하도록 선택할 수 있다.
그중, corr_len는 1/fSHT를 취하여 연속파 간섭을 피면할 수 있으며, 또는 LenB를 취하여 예리한 피크값을 얻을 수도 있다.
지연상관 누적값 Uca '(n), Ucb '(n), Uab '(n)을 이용하여 필요한 지연매칭 및 수학계산을 진행하며, 수학계산은 곱하기 또는 더하기를 포함하며, 예를 들면,
Figure 112020138022248-pat00051
또는
Figure 112020138022248-pat00052
로써 계산값 즉 검측하려는 상관값 1을 얻는다.
도 7은 본 발명의 실시예중 3단구조CAB에 대응하는 검측하려는 상관결과를 얻는 논리적 설명도이다.
그중, 도면 중의 C, A, B는 각각 C단, A단 및 B단의 길이를 표시하며, 이동평균 필터는 파워 정규화 필터일 수 있다.
그중, A는 NA이며, B는 LenB이며, C는 LenC이다. 예를 들어, 3단구조가 B-C-A구조일 때,
제3부분C와 제1부분A의 지연관계에 기초하여, 수신신호에 대해 지연이동 자기상관을 진행하며, 그 지연상관 표기식 Uca(n)및 지연상관 누적값 Uca '(n)은 하기와 같다.
[수학식 22-1; 22-2]
Figure 112020138022248-pat00053
Uca '(n)에 대해 파워 정규화를 진행하도록 선택할 수 있다.
즉,
Figure 112020138022248-pat00054
제2부분B와 제3부분C의 처리관계 및 변조 주파수 오프셋 값에 기초하여, 수신신호에 대해 지연이동 자기상관 및 복조주파수 오프셋을 진행하며, 지연상관 표기식 Ucb(n) 및 지연상관 누적값 Ucb '(n)은 하기와 같다.
[수학식 24-1; 24-2]
Figure 112020138022248-pat00055
마찬가지로 Ucb '(n)에 대해 파워 정규화를 진행하도록 선택할 수 있다.
제2부분B와 제1부분A의 처리관계 및 변조 주파수 오프셋 값에 기초하여, 수신신호에 대해 지연이동 자기상관을 진행하며, 지연상관 표기식 Uab(n) 및 지연상관 누적값 Uab '(n)은 하기와 같다.
[수학식 25-1; 25-2]
Figure 112020138022248-pat00056
마찬가지로 Uab '(n)에 대해 파워 정규화를 진행하도록 선택할 수 있다.
그중, corr_len는 1/fSHT을 취하여 연속파 간섭을 피면할수 있으며, 또는 LenB를 취하여 예리한 피크값을 얻을 수도 있다.
지연상관 누적값 Uca '(n), Ucb '(n), Uab '(n)을 이용하여 필요한 지연매칭 및 수학계산을 진행하며, 수학계산은 곱하기 또는 더하기를 포함하며, 예를 들면,
Figure 112020138022248-pat00057
또는
Figure 112020138022248-pat00058
로써 계산값 즉 검측하려는 상관값 2를 얻는다.
도 8은 본 발명의 실시예중 3단구조BCA에 대응하는 검측하려하는 상관결과를 얻는 논리적 설명도이다.
도 7 및 도 8 중의 동일한 부분은 한 세트의 수신 소스를 필요로 하며, 도시는 명확하게 표시하기 위해 분리하여 표시한다. 그중, 도면 중의 C, A, B는 각각 C단, A단 및 B단의 길이를 표시하며, 이동평균 필터는 파워 정규화 필터 일 수 있다.그중, A는 NA이며, B는 LenB이며, C는 LenC이다.
검측하려는 상관결과 1 및/또는 검측하려는 상관결과 2에 기초하여 초기타이밍동기의 상관값을 형성한다.
더하여, 프리앰블 심볼을 송신할 때 동시에 하기 2개 상황(a) 및 (b)를 포함할 때, 즉
(a) 상기 시간영역 메인바디 신호중에 기지신호를 포함할 때; 및
(b) 상기 시간영역 심볼이 상기C-A-B 3단구조를 구비함이 검측되었을 때,
상기 제(①)초기타이밍동기 방식 및 하기 제(②)초기타이밍동기방식중의 임의의 1종 또는 2개 종류의 조합으로 초기타이밍 동기를 완성한다. 2개 종류의 동기 방식이 완성되었을 때, 제(①)초기타이밍 동기방식으로 얻은 제1초기타이밍동기 계산값 및 제(②)초기타이밍동기방식으로 얻은 제2초기타이밍동기 계산값에 대해 가중 계산을 하며, 상기 가중계산값에 기초하여 초기타이밍동기를 완성한다.
[제(②)초기타이밍동기방식]
아래에 제(②)초기타이밍 동기방식을 설명한다.
그중, 임의의 C-A-B 및/또는 B-C-A의 메인바디 신호A가 예를 들면 고정 서브캐리어인 기지신호를 포함할 경우, 또는 예를 들면 프리앰블 심볼이 복수의 C-A-B및/또는 B-C-A의 3단 구조의 시간영역 심볼을 포함하며, 그중 모 시간영역 심볼의 메인바디 신호A가 기지 신호일 경우, 즉 상기 프리앰블 심볼중 임의의 시간영역 메인바디 신호가 기지신호를 포함할 때, 제(②)초기타이밍 동기방식에 있어서, 시간영역 메인바디신호A에 대해 소정N개 차분값에 따라 차분계산을 진행하며, 기지신호에 대응하는 시간영역신호도 차분계산을 진행하며, 양자를 상호 상관시켜 N그룹의 상기N개 차분값과 일일이 대응하는 차분상관의 결과를 얻으며, 상기N그룹 차분상관의 결과에 기초하여 초기타이밍동기를 진행하여 처리값을 얻으며, 프리앰블의 위치를 초보적으로 확정하는데 사용한다. 그중, N≥1이다.
아래에 제(②)초기타이밍동기방식중 차분상관의 구체적 과정을 설명하며, 먼저, 단일그룹 차분상관의 과정을 설명한다.
차분값을 확정하고, 수신한 베이스밴드 데이터에 대해 차분값에 따라 차분계산을 진행하며, 기지신호에 대응하는 로컬 시간영역 시퀀스에도 차분값에 따라 차분계산을 진행하며, 그리고 다시 이 2개 차분계산의 결과를 상호 상관시켜 상기 차분값에 대응하는 차분상관의 결과를 얻는다. 이 단일 그룹 차분상관 결과의 계산과정은 종래기술이다. 차분값이 D이고, 수신한 베이스밴드 데이터가 rn이라고 가정할 때, 매 절차의 구체 식은 하기와 같다.
먼저, 수신한 베이스밴드 데이터에 대해 차분값으로 차분계산을 진행한다.
Figure 112020138022248-pat00059
차분계산 후, 캐리어주파수 오프셋이 일으킨 상 회전은 고정된 캐리어 위상
Figure 112020138022248-pat00060
으로 변하며, 여기서, Δf는 캐리어 주파수 오프셋을 표시한다.
동시에, 로컬 시간영역 시퀀스(예를 들면 고정서브캐리어는 상응한 위치로 충전하고 나머지 위치는 0을 충전한 후 IFFT를 진행하여 대응하는 시간영역시퀀스를 얻는다)에 대해서도 차분계산을 진행한다.
Figure 112020138022248-pat00061
이어서, 차분후의 수신데이터 및 로컬 차분 시퀀스를 상호 상관시켜 하기 식을 얻는다.
Figure 112020138022248-pat00062
시스템에 멀티 경로가 없고, 소음도 없는 상황은 하기와 같다.
Figure 112020138022248-pat00063
Figure 112020138022248-pat00064
은 아주 양호하게 상관피크를 제공할 수 있으며, 피크값은 캐리어 오프셋의 영향을 받지 않는다. 프레임동기/타이밍동기위치는 하기식으로 얻는다.
Figure 112020138022248-pat00065
상기 단일그룹 차분계산과정으로 알수 있는 바는, 차분상관계산방법은 임의의 큰 캐리어 주파수 오프셋의 영향에 대치할 수 있으나, 먼저 수신 시퀀스에 대해 차분계산을 하여 신호의 소음을 강화시키며, S/N비가 낮을 때, 소음 강화가 아주 엄중하며, S/N비가 분명하게 악화된다.
상기 문제를 피면하기 위해, 단일그룹의 차분값을 이용하여 상관계산을 할 뿐만 아니라, 복수 그룹의 차분상관계산을 실시할 수 있으며, 예를 들면 N의 값을 64로 취하고, 64그룹의 차분상관을 진행하여,
Figure 112020138022248-pat00066
을 얻는다. 그중, D(0)，D(1)，…, D(N-1)은 선택한 N개의 상이한 차분값이다.
N개 결과에 대해 특정 수학계산을 하여, 최종 상관결과를 얻는다.
본 실시예중, 복수그룹의 차분상관(64그룹)에 대해, 전송시스템의 성능요구에 기초하여 하기 2가지중 임의의 일종 소정차분 선택규칙으로 차분값을 선택한다.
(1)제1소정차분선택규칙: 차분값 D(i)는 임의의 N개 상이한 값을 선택하며 D(i)<L을 만족한다. 그중, L는 기지신호에 대응하는 로컬 시간영역 시퀀스의 길이이다.
(2)제2소정차분선택규칙: 차분값 D(i)는 등차수열의 N개 상이한 값을 선택하며 D(i)<L을 만족하며, 즉 D(i+1)-D(i)=K이며, K는
Figure 112020138022248-pat00067
의 상수 정수를 만족한다. 그중, L는 기지신호에 대응하는 로컬 시간영역 시퀀스의 길이이다.
이 N개 결과(64개)에 대해 소정처리계산을 하여 최종상관 결과를 얻으며, 여기서 소정처리 계산의 바람직한 실시예는 2가지가 있으며 각각 설명한다.
제1소정처리계산:
차분값 D(i)는 N개의 상이한 값을 임의로 선택할 수 있으며, D(i)<L을 만족한다. 임의로 선택한 차분값이 D(i)이므로, 매 그룹 차분상관 후의 위상
Figure 112020138022248-pat00068
은 각각 상이하며, 직접 벡터를 더할 수 없어, 가중 후 절대치 합 또는 평균을 취할 수 밖에 없다. 하기 식을 통해 N개의 상이한 차분상관결과에 대해 소정처리계산을 하여 최종차분결과를 얻는다. 하기식은 절대치를 더하여 얻은 최종 차분결과의 예이다.
Figure 112020138022248-pat00069
제2소정처리계산:
차분값 D(i)는 N개의 상이한 값을 임의의 선택할 수 있으며, D(i)<L을 만족하며, 또한 D(i)가 등차수열임을 만족하며, 즉 D(i+1)-D(i)=K이며, K는
Figure 112020138022248-pat00070
을 만족하는 상수 정수 이다.
상기 규칙에 따라 선택한 차분값으로, 예를 들면
Figure 112020138022248-pat00071
의 차분상관값을 얻은 후, 재차 인접한 2그룹의 차분상관값에 대해 공액곱셈을 진행하고, 하기 식으로 N-1그룹의 공액곱셈후의 값을 얻는다.
Figure 112020138022248-pat00072
상기 공액곱셈을 통해 원래의 매그룹의 상이한 상
Figure 112020138022248-pat00073
을 동일한
Figure 112020138022248-pat00074
로 변화시키며, 얻은 N-1그룹의 RMi,m을 이용하여 가중 벡터 합 또는 평균을 취하여 최종 차분결과를 얻으며, 제1소정처리 계산보다 더 양호한 성능을 얻는다. 하기식은 벡터를 더하여 얻은 최종 차분결과의 예이다.
Figure 112020138022248-pat00075
설명하고자 하는 바는, 상기 제2소정차분선택규칙을 사용하여 차분값 D(i)을 얻을 때, 제2소정처리계산중 공액곱셈 후의 값을 이용하여 가중 벡터 합 또는 평균을 취하는 것을 통해 최종상관결과를 얻을 수 있을 뿐만 아니라, 또한 상기 제1소정처리계산중 적어도 2개 차분상관결과에 대해 직접 가중 절대치 합 또는 평균을 취하여 최종상관결과를 얻을 수 있다.
계산 Rdc,m을 이용하여 초기타이밍 동기의 상관값을 얻는다.
제(①)초기타이밍동기방식을 이용하든 아니면 제(②)초기타이밍동기방식을 이용하든, 수신신호중에 희망하는 프리앰블 심볼이 포함되었다고 가정하면, 모두 초기타이밍동기의 상관값의 최대치위치의 일정한 범위내의 위치를 이용하여 프리앰블심볼이 물리적 프레임중의 위치로 할 수 있다.이 위치에 대응하는 값을 이용하여 더하여 수신신호중에 희망하는 프리앰블심볼을 포함하는지를 판정하며, 또는 상기 위치를 이용하여 후속의 정수배 주파수 오프셋 추정 및/또는 디코딩 등 동작을 할 수 있으며, 이로써 더하여 수신신호중에 희망하는 프리앰블 심볼이 포함되었는 지를 판단한다.
상기 초기타이밍동기의 결과에 기초하여, 상기 처리 후 신호 즉 베이스밴드 신호중에 희망하는 수신의 상기 3단구조를 갖는 프리앰블 심볼이 포함되었는 지를 판단한다.구체적으로, 초기타이밍동기의 결과에 기초하여 검측하는 것을 포함하며, 검측한 결과가 예정된 조건을 만족할 때, 상기 베이스밴드신호중에 희망하는 수신의 3단구조를 갖는 프리앰블 심볼이 포함되었다고 확정한다. 더하여, 여기서 예정조건을 만족한다는 것은 초기타이밍동기의 결과 자체로는 예정조건을 만족하는 지를 확정하는 것을 가리킬 수도 있고 또는 초기타이밍동기의 결과 자체로는 조건을 만족하는 지를 판단하지 못할 경우, 후속의 기타 절차 예를 들면 정수배 주파수오프셋 추정 및/또는 디코딩 결과로 조건을 만족하는지를 확정하는 것을 가리킨다.
초기타이밍동기결과에 따라 직접 판단한다고 가정할 때, 예정조건을 만족하는지를 통해 판단할 수 있으며, 상기 예정조건은 초기타이밍동기결과에 대해 특정계산고나서 계산결과의 최대치가 임계치를 초과하는 지를 판정하는 것을 포함한다.
특히, 상기 제(①)초기타이밍동기방식의 구체적 실시예중, 제1유형 3단구조 및 제2유형 3단구조의 C부분, A부분, 및 B부분의 둘둘사이의 소정취득규칙 및/또는 소정처리규칙에 따라, 2그룹의 지연상관 누적값을 얻으며, 매 그룹은 3개 값이며, 이 2그룹중 매 그룹의 3개 지연상관 누적값중의 적어도 하나를 이용하여 2그룹의 검측하려는 상관결과를 생성하며, 따라서, 검측하려는 결과를 검측하고 프리앰블심볼중에 3단구조를 포함하는지 및 어느 3단구조를 포함하는지를 판단한다.
예를 들면, 만약 제1그룹의 검측하려는 상관결과가 예정조건을 만족하면, 상기 베이스밴드 신호중에 제1유형 3단구조의 프리앰블 심볼이 존재한다고 확정하며, 만약 제2그룹의 검측하려는 상관결과가 예정조건을 만족하면, 상기 베이스밴드 신호중에 제2유형 3단구조의 프리앰블 심볼이 존재한다고 확정하며, 만약 2그룹이 전부 만족하는 경우, 프리앰블심볼중에 2가지 3단구조가 동시에 포함되었음을 표명한다.
송신단이 상기 제1부분(즉 시간영역메인바디 신호)에서 상기 제2부분(즉 포스트픽시/변조신호)을 선택하는 상이한 시작점으로 시그널링을 전송할 때, 초기타이밍동기는 하기 임의의 일종 또는 임의의 2종의 자유조합으로 긴급방송을 분석할 수 있으며, 제3부분과 제2부분중 동일한 내용의 상이한 지연관계, 및 제1부분과 제2부분사이의 동일한 내용의 상이한 지연관계를 이용하여 긴급방송과 일반방송을 구별하여 송신한다.
예를 들면, 수신단은 멀티 경로상에서 상기 절차 S12중 포함된 S12-1의 절차를 실시하며, 즉 초기타이밍동기방식으로 프리앰블 심볼의 위치를 초보적으로 확정하는 절차를 실시하며, 복수의 검측하려는 상관결과에 기초하여 희망하는 수신의 프리앰블 심볼이 존재하는지를 판단하며 전송한 시간영역시그널링을 분석한다.
예를 들면, 프리앰블 심볼이 A의 상이한 시작점위치를 N1을 이용하여 절취하여 B를 얻을 때, 상기 시작점위치는 Q비트 시그널링을 전송하는데 사용할 수 있으며, 상기 모 값의 N1의 지연이동 자기상관을 하나의 브랜치로 정의할 수 있다. 매 브랜치는 상기 3개 지연상관 누적값을 포함한다. 수신단은 동시에 2Q종의 상이한 N1 값의 상기 지연이동 자기상관 브랜치를 진행하며, 그뒤, 2Q개
Figure 112020138022248-pat00076
또는
Figure 112020138022248-pat00077
의 절대치에 의해 희망하는 프리앰블이 존재하는지를 판단한다.
만약 임의의 1개 절대치도 임계치를 초과하지 않는다면 베이스밴드신호중에 희망하는 수신신호가 없음을 표명한다.예를 들면 N1이 504 또는 520으로 1비트 긴급 경보 또는 방송시스템 표기를 전송할 때, 그 중, N1=520은 정상 프리앰블심볼을 표시하며, N1=504는 긴급경보 또는 방송시스템을 표시하며, 2개 브랜치의 상기 S21-1절차를 진행한다.
예를 들면, 긴급경보 방송표기가 0인 브랜치, 즉 N1＝520이면,
수신신호는 1024개 샘플링 포인트를 지연시켜 수신신호와 이동자기상관을 진행하며,
수신신호는 1528개 샘플링 포인트를 지연시켜 복조 주파수 오프셋후의 수신신호와 이동자기상관을 진행하며,
수신신호는 504개 샘플링 포인트를 지연시켜 복조 주파수 오프셋후의 수신신호와 이동자기상관을 진행하며, 및
예를 들면, 긴급경보 방송표기가 1인 브랜치, 즉 N1＝504이면,
수신신호는 1024개 샘플링 포인트를 지연시켜 복조 주파수 오프셋후의 수신신호와 이동자기상관을 진행하며,
수신신호는 1544개 샘플링 포인트를 지연시켜 복조 주파수 오프셋후의 수신신호와 이동자기상관을 진행하며,
수신신호는 520개 샘플링 포인트를 지연시켜 복조 주파수 오프셋후의 수신신호와 이동자기상관을 진행한다.
임계치 방법을 이용하여 예정조건으로 하여 베이스밴드 신호에 희망하는 수신의 프리앰블 심볼이 존재하는 지를 판단할 때,
만약 N1=520의 브랜치의 검측하려는 상관최대값이 임계치를 초과하면, 베이스밴드신호가 희망하는 신호임을 표명하며, 또 프리앰블 심볼이 나타나면 EAS_flag=0이며, 반대로, 만약 N1=504의 검측하려는 상관최대값이 임계치를 초과하면, EAS_flag=1임을 표명하며, 만약 2그룹이 모두 임계치를 초과하지 않으면, 베이스밴드신호가 희망하는 신호가 아님을 표명한다.
프리앰블 심볼이 제1유형 3단구조 및 제2유형 3단구조중의 한가지로 비긴급방송을 표기할 때, 다른 한가지로 긴급방송을 표기하고 하기와 같이 분석한다.
절차S12-1는 제1유형 3단구조 및 제2유형 3단구조의 C단, A단 및 B단의 둘둘사이의 소정취득규칙 및/또는 소정처리규칙에 따라, 2개 브랜치의 상기S12-1절차를 얻으며, 매 브랜치는 3개 값이며, 절차S12-2중에는 이 2개 브랜치중 매 브랜치의 검측하려는 상관값을 검측하는 것을 포함한다. 그중, 만약 첫번째브랜치 검측결과가 예정조건을 만족하면, 상기 베이스밴드신호중에 희망하는 수신의 제1유형의 3단구조가 존재한다고 확정하며, 또한, EAS_flag=0을 표명하며；만약 두번째 브랜치 검측결과가 예정조건을 만족하면, 상기 베이스밴드신호중에 희망하는 수신의 제2유형의 3단구조가 존재한다고 확정하며, 또한 EAS_flag=1을 표명하며；만약 2개 브랜치가 모두 만족하는 경우, 별도로 판단한다. 예를 들면 2그룹의 피크/소음비의 분명함을 이용하여 긴급방송을 판단한다.
더하여, 초보적으로 초기타이밍동기를 완성한 후, 제(①)방식 및/또는 제(②)방식의 초기타이밍동기결과를 이용하여 분수배 주파수오프셋추정을 진행한다.
제(①)초기 타이밍동기방식을 사용할 때, Uca '(n) 중 최대치의 상을 취하며, 제2분수배주파수 오프셋 값을 계산할 수 있으며, 다시 Ucb '(n)과 Uab '(n)을 공액곱셈하여(C-A-B구조에 대응) 또는 Uab '(n)과 Ucb '(n-NA)을 공액곱셈한 (B-C-A구조에 대응)후, 최대치에 대응하는 각도를 취하며, 제3분수배주파수 오프셋을 계산할 수 있다. 상술한 바와 같이, 도 7와 도 8은 논리적 계산블록도중의 각도는 분수배 주파수 오프셋을 구하는 설명부분이며, 제2분수배 주파수 오프셋값, 제3분수배주파수 오프셋값의 임의의 하나 또는 둘로 분수배 주파수 오프셋을 추정한다.
분수배 주파수 오프셋의 추정계산 방법에 대해, 구체적으로 예를 들어 설명하면, 제(②)초기타이밍동기 방식을 사용할 때,
Figure 112020138022248-pat00078
에서, 최대치를 취하며, 대응하는 상은
Figure 112020138022248-pat00079
이며, Δf를 계산해 내어 상응한 제1분수배 주파수 오프셋 값으로 전환할 수 있다.
프리앰블 심볼을 송신함에 있어서, 제(①)초기 타이밍동기 방식 및 제(②)초기타이밍 동기방식을 포함하여 필요한 특징을 실시할 때, 제1, 제2, 제3 분수배 주파수 오프셋의 임의의 하나 또는 임의의 적어도 둘의 조합으로 분수배 주파수 오프셋을 얻는다.
설명하고자 하는 바는, 시스템샘플링 클록의 편차의 영향을 고려하여, 상기 실시예중, 응당한 지연수에 대해 일정한 범위내에서 조절을 진행하며, 예를 들면 일부 지연상관기의 상응한 지연수에 1을 더하거나 덜어, 그 자신 및 1을 더하거나 던 3개 지연수를 얻으며, 얻은 조절후의 복수의 지연수 및 상응한 지연수에 따라 복수의 지연이동자기상관을 진행하며, 예를 들면 이 3개 지연수는 이동지연자기상관을 실시하며, 상관결과가 제일 분명한 값을 선택하는 동시에 상관결과를 이용하여 타이밍오프셋을 추정할 수 있다.
일반성을 잃지 않으면서, 만약 프리앰블 심볼중에 C-A-B 또는 B-C-A구조 뿐만 아니라, 기타 시간영역특성도 포함할 때, 상기 C-A-B 또는 B-C-A 구조특징의 타이밍동기 방법을 이용할 뿐만 아니라, 기타 시간영역구조특점징에 대한 타이밍동기방법도 이용하며, 이는 본 발명의 설명한 범위를 초과하지 않는다.
절차 S12-2는 초기타이밍동기방식을 포함하며, 프리앰블 심볼이 물리적 프레임 중에 있는 위치를 초보적으로 확정할 수 있다. 더하여, 초기동기후, 상기 초기타이밍동기 방식에 기초하여 얻은 결과에 대해 상기 정수배 주파수 오프셋추정을 진행한다.
더하여, 시간영역 메인바디 신호A가 상기 주파수영역 구조와 대응될 때, 수신단은 고정시퀀스를 이용하여 정수배 주파수 오프셋 추정을 할 수도 있으며, 즉 본 발명의 프리앰블심볼은 하기 절차의 정수배 주파수 오프셋 추정에 사용할 수도 있다.
1)확정된 상기 프리앰블 심볼의 위치에 근거하여, 고정 서브캐리어를 포함하는 신호를 절취한다.
2) 상기 고정 서브시퀀스를 포함한 수신신호와 주파수영역 고정 서브캐리어 시퀀스 또는 상기 주파수영역 고정서브캐리어 시퀀스의 대응하는 시간영역 신호에 대해 계산을 하여, 정수배 주파수오프셋 추정을 실현한다.
이어서, 초기타이민동기 결과에 기초한 정수배 주파수 오프셋 추정방식에 대해 설명한다. 정수배 주파수오프셋 추정을 진행하는 절차중, 하기 2가지 구체 방식중의 임의의 한가지 또는 두가지의 조합을 포함한다.
제1정수배 주파수 오프셋 추정 방식에 있어서, 초기타이밍동기의 결과에 따라, 전부 또는 부분적 시간영역 메인바디신호를 포함하는 한단락의 시간영역 신호를 절취하고, 주파수 스위핑 방식을 이용하여 절취한 상기 단락의 시간영역 신호에 대해 상이한 주파수 오프셋으로 변조를 진행한 후, 주파수 오프셋 값과 일일이 대응하는 복수의 N개의 주파수 스위핑 시간영역 신호를 얻으며, 기지 주파수 영역 시퀀스에 대해 푸리에 변환을 진행하여 얻은 기지의 시간영역 신호와 매 주파수 스위핑 시간영역 신호를 이동하여 상호 상관시킨 후, N개 상호상관 결과의 최대 상관 피크 값을 비교하며, 최대의 상호상관 결과에 대응하는 주파수 스위핑 시간영역 신호의를 변조하는 주파수 오프셋 값은 곧바로 정수배 주파수 오프셋 추정 값이다. 및/또는,
제2정수배 주파수 오프셋 추정방식에 있어서,
초기 타이밍 동기의 결과에 따라, 시간영역 메인바디 신호 길이의 시간영역 신호를 절취하여 푸리에변환을 진행하고, 얻은 주파수영역 서브캐리어는 주파수 스위핑범위내에서 상이한 시프트 값으로 순환적 시프트를 진행하고, 유효 서브캐리어에 대응하는 수신 시퀀스를 절취하여, 상기 수신 시퀀스 및 기지 주파수영역 시퀀스에 대해 소정 계산을 하고나서 역변환을 진행하여 시프트값과 일일이 대응하는 복수그룹의 역변환결과중에서 선택을 진행하여, 대응하는 시프트값을 얻으며, 시프트값과 정수배 주파수 오프셋 추정값사이의 대응관계를 이용하여 정수배 주파수 오프셋 추정값을 얻는다.
아래에 예들 들어, 정수배주파수 오프셋 추정방식을 구체적으로 설명하며, 예를 들면 시간영역 메인바디신호A는 대응하게 상기 주파수영역 구조 1을 구비하며, 즉 주파수영역 OFDM심볼은 각각 가상 서브캐리어, 시그널링 시퀀스(SC로 지칭함)서브캐리어 및 고정 시퀀스(FC로 지칭함) 서브캐리어 3개 부분을 포함하며, 아래에 기재한 기지 주파수영역 시퀀스는 곧 고정 서브캐리어이다.
제1정수배 주파수 오프셋 추정방식에 있어서, 초기타이밍동기의 결과에 따라, 부분적 또는 전부의 시간영역 메인바디신호를 포함하는 한단락의 시간영역 파형을 절취하여, 주파수스위핑 방식을 이용하며, 즉 고정된 주파수 변화 증분으로, 예를 들면 정수배주파수오프셋 간격에 대응하여, 상기 부분적 시간영역 파형에 대해 상이한 주파수 오프셋을 변조한 후, 복수의 시간영역 심볼을 얻는다.
Figure 112020138022248-pat00080
그중, T는 샘플링 주기이며, fS는 샘플링주파수이다. 기지 주파수영역 시퀀스에 대해 소정 서브캐리어 충전방식으로 충전한 후 푸리에변환을 진행하여 얻은 시간영역 신호가 A2이며, A2를 기지신호로 하여 매 A1y와 이동상관을 하여, 최대 상관 피크값의 A1y를 선택하면, 대응하는 변조주파수 오프셋 값 y는 곧바로 정수배주파수 오프셋 추정값이다.
그중, 주파수 스위핑 범위는 시스템이 대치해야 할 주파수오프셋 범위이며, 예를 들면 플러스 마이너스500K의 주파수오프셋을 대치해야 하며, 시스템의 샘플링 주파수가 9.14M 이고, 프리앰블심볼의 메인바디가 2K의 길이를 취하면, 주파수스위핑 범위는
Figure 112020138022248-pat00081
, 즉 [-114 ,114]이다.
제2정수배주파서오프셋 추정방식:초기타이밍 동기로 검측한 프리앰블심볼이 나타나는 위치에 따라, 메인바디 시간영역 신호A를 절취하고 FFT를 진행하며, FFT후의 주파수영역 서브캐리어에 대해 주파수 스위핑범위내에서 상이한 시프트값의 순환 시프트를 진행한 후, 유효 서브캐리어에 대응하는 수신 시퀀스를 절취하며, 수신시퀀스와 기지주파수영역 시퀀스를 이용하여 모종 계산(통상적으로 공액곱셈 또는 나눗셈)을 진행하며, 그 결과에 대해 IFFT를 진행하고, IFFT결과에 대해 특정의 계산을 진행한다. 예를 들면 최대경로 파워를 취하거나, 또는 복수의 큰 경로 파워를 누적하는 것이다. 그리하여 복수의 시프트값은 여러번의 IFFT를 통해, 복수 그룹의 계산결과를 얻을 수 있다.이 복수그룹 결과에 기초하여 어느 시프트값이 정수배 주파수오프셋추정에 대응하는지를 판단할 수 있으며, 이로써 정수배주파수 오프셋값을 얻는다.
통상의 판단방법은 복수그룹의 결과에 기초하여 파워가 가장 큰 그룹에 대응하는 시프트값을 선택하며, 이를 정수배 주파수 오프셋 값으로 한다.
시간영역 메인바디 신호 A가 상기 주파수영역 구조 1에 대응할 때, 하기 정수배 주파수 오프셋 추정방법을 사용할 수도 있다.
프리앰블 심볼중 모 심볼의 시간영역 메인바디 신호A를 절취하여 푸리에변환을 하여 주파수영역OFDM심볼을 얻으며, 변환하여 얻은 주파수영역OFDM심볼에 대해 상기 주파수스위핑 범위의 순환 시프트를 진행하며, FC가 서브캐리어 상의 위치 및 전후 2개 고정시퀀스 서브캐리어의 간격에 따라 인터벌 차분 곱셈을 하며, 또한 기지 고정시퀀스 서브캐리어의 인터벌 차분곱셈 값과 상관계산을 하여, 일련의 상관값을 얻으며, 최대상관값에 대응하는 순환적 시프트를 선택하면, 즉 상응하게 정수배주파수 오프셋 추정값을 얻을수 있다.
정수배 주파수 오프셋 추정의 구체적 계산방법은 여러가지이며 설명을 생략한다.
더하여, 상기 정수배주파수 오프셋 추정을 완성한 후, 주파수오프셋을 보상한 뒤, 전송된 시그널링을 분석한다.
더하여, 선택적으로, 정수배주파수 오프셋 추정을 완성한 후, 프리앰블 심볼중의 기지정보를 이용하여 정밀한 타이밍 동기를 진행한다.
주파수영역 구조 1을 사용할 때, 하나 또는 복수의 주파수영역 심볼이 포함하는 고정 서브캐리어 시퀀스 FC를 이용하여 정밀한 타이밍동기를 진행한다.
절차S12-3중의 상기 판단결과가 "예"일 경우, 아래에 상기 프리앰블심볼이 물리적 프레임중에 있는 위치를 확정하고 상기 프리앰블심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 절차를 상세히 설명하며, 그 절차는 하기 절차를 포함한다.
상기 프리앰블 심볼의 위치를 확정하는 절차는, 예정조건을 만족하는 검측결과에 기초하여 상기 프리앰블심볼이 물리적 프레임중에 있는 위치를 확정하는 절차, 및
희망하는 수신의 프리앰블심볼이 존재한다면 비교적 큰 검측하려는 상관값 또는 최대 검측하려는 상관값에 따라 프리앰블심볼의 위치를 확정하는 절차를 포함한다.
전송된 시그널링을 분석하는 절차는 채널추정방식을 더 포함한다.
예를 들면 주파수영역 구조 1을 구비할 때, 수신한, 고정시퀀스 서브캐리어 신호 및 기지주파수영역 고정시퀀스 서브캐리어 및/또는 푸리에변환후 얻은 시간영역신호를 이용하여, 채널추정을 진행하며, 마찬가지로 시간영역 및/또는 주파수영역에서 진행하도록 선택할 수 있으며, 그 설명을 생략한다.
더하여, 프리앰블 심볼중의 프레임 포맷 파라미터 및/또는 긴급방송 내용을 구해낸 후, 파라미터 내용 및 이미 확정한 프리앰블심볼의 위치에 따라 후속 시그널링 심볼의 위치 또는 데이터 심볼의 위치를 얻으며 이로써 후속 시그널링 심볼 또는 데이터 심볼을 분석한다.
계속하여 절차 S12-3중의 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 절차에 대해 설명하며, 상기 시그널링 신호의 분석절차에 있어서, 프리앰블 심볼의 전부 또는 부분적 시간영역 파형 및/또는 상기 프리앰블 심볼의 전부 또는 부분적 시간영역 파형이 푸리에변환을 겪은 후의 주파수영역 신호를 이용하여, 상기 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링을 구해낸다.
아래에 주파수영역구조 1에 관한 시그널링 분석과정을 설명한다.
시그널링 시퀀스 서브 캐리어의 수신신호 및 시그널링 시퀀스 서브캐리어 세트 또는 상기 시그널링 시퀀스 서브 캐리어 세트에 대응하는 시간영역 신호를 이용하여 계산을 진행하여 상기 프리앰블 심볼중 시그널링 시퀀스 서브 캐리어가 지닌 시그널링 정보를 구해낸다.그중, 시그널링 시퀀스 서브캐리어 세트는 기지 시그널링 시퀀스 세트에 기초하여 생성한다.
그중, 시그널링 시퀀스 서브캐리어를 포함하는 신호는, 수신한 프리앰블 심볼의 전부 또는 부분적 시간영역 파형, 또는 프리앰블 심볼로부터 하나 또는 복수의 시간영역 메인바디 OFDM심볼을 절취한 후 푸리에변환을 통해 얻은 하나 또는 복수의 주파수영역 OFDM심볼을 포함한다. 시그널링 시퀀스 서브캐리어 세트는 시그널링 시퀀스 세트중 각 시그널링 시퀀스를 유효서브캐리어상에 충전하여 얻은 세트이다.
구체적으로, 하나 또는 복수의 ODFM심볼의 메인바디에 대응하는 길이가 NA인 시간영역 신호를 절취하여 푸리에변환을 하여 하나 또는 복수의 주파수영역OFDM심볼을 얻으며, 그뒤, 제로캐리어를 제거하여 시그널링 서브캐리어 위치에 근거하여 수신된 하나 또는 복수의 주파수영역 시그널링 서브캐리어를 취한다.이와 상기 채널추정값 및 기지의 시그널링 시퀀스 서브캐리어 세트에 대해 특정 수학계산을 하여 주파수영역 디코딩 기능을 완성한다.
예를 들면, i=0:M-1, M은 시그널링 서브캐리어 개수, j=0:2P-1, P는 주파수영역에서 전송한 시그널링 비트수, 즉 대응하는 시그널링 서브캐리어세트는 총 2P개 원소를 가지며, 매 원소는 길이가 M인 시퀀스에 대응하며, Hi는 매 시그널링 서브캐리어가 대응하는 채널 추정값이며, SC_reci는 수신한 주파수영역 시그널링 서브캐리어 값이며, SCi j는 시그널링 시퀀스서브캐리어세트중 제j번째 원소중의 제i번째 값이라고 설정하면,
Figure 112020138022248-pat00082
이며, max(corrj)에 대응하는 j를 취하면 곧바로 주파수영역에서 전송한 시그널링 정보를 얻는다.
기타 실시예중, 상기 과정은 시간영역에서 진행할 수도 있으며, 기지 시그널링 시퀀스 서브캐리어 세트에 대해 적합한 위치에서 제로를 보충한 후 상응한 길이의 주파수영역 심볼을 생성하며, 그뒤, 푸리에역변환을 하여 시간영역 시그널링 파형세트를 얻으며, 상기 파형세트를 이용하여 직접 정확한 위치를 얻는 시간영역 수신신호와 동기상관을 진행하여, 상관값의 최대절대치를 취하며, 이로써도 주파수영역에서 전송한 시그널링 정보를 구할수 있다. 여기서는 설명을 생략한다.
본 실시예는 상기 발명내용중 기재된 프리앰블 심볼의 생성장치, 주파수영역 심볼의 생성장치 및 프리앰블 심볼의 수신장치를 제공하며, 상기 프리앰블심볼의 생성장치, 주파수영역 심볼의 생성장치와 프리앰블 심볼의 수신장치는 상기 실시예중 프리앰블 심볼의 생성방법, 주파수영역 심볼의 생송방법 및 프리앰블 심볼의 수신 방법과 각각 대응하며, 장치중의 구조 및 기술요소는 생성방법, 수신방법으로부터 상응한 변환을 하여 얻을 수 있으므로 설명을 생략한다.
본 발명은 바람직한 실시예로써 상기와 같이 제시 되었으나, 이는 본 발명을 한정하려는 것이 아니다. 임의의 당업자들은 본 발명의 취지와 범위를 벗어나지 않으면서 상기 제시된 방법과 기술내용에 근거하여 본 발명의 기술방안을 개변하거나 수정 할 수 있다. 따라서, 본 발명의 기술방안을 떠나자 않고 본 발명의 기술 실질에 따라 상기 실시예에 대해 임의의 간단한 수정, 동등한 변화 및 수식을 진행하는 것은 모두 본 발명의 기술방안의 보호범위에 속한다.

Claims (10)

  1. 일종 프리앰블 심볼의 수신방법에 있어서,
    수신 신호를 초보적으로 처리하는 절차;
    초보적인 처리 후의 신호 중에 희망하는 수신의 프리앰블 심볼이 존재하는지를 판단하는 절차; 및
    존재한다고 판단되었을 경우, 상기 프리앰블 심볼의 위치를 확정하고 상기 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 절차를 포함하고,
    상기 프리앰블 심볼은 제1 유형 3단 구조를 포함하는 적어도 하나의 시간영역 심볼 및 제2 유형 3단 구조를 포함하는 적어도 하나의 시간영역 심볼을 구비하며,
    상기 제1 유형 3단 구조의 상기 시간영역 심볼은 순차적으로 배열한 순환 프리픽스, 시간영역 메인바디 신호 및 포스트픽스를 포함하고,
    상기 제2 유형 3단 구조의 상기 시간영역 심볼은 순차적으로 배열한 하이퍼 프리픽스, 순환 프리픽스 및 시간영역 메인바디 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 심볼의 수신방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 순환 프리픽스, 상기 시간영역 메인바디 신호 및 상기 포스트픽스 3자 중 임의의 2개 사이의 관계를 이용하여, 또는 상기 하이퍼 프리픽스, 상기 순환 프리픽스 및 상기 시간영역 메인바디 신호 3자 중 임의의 2개 사이의 관계를 이용하여 계산한 후 상관값을 얻으며, 상기 상관값에 계산을 진행하여 프리앰블 심볼의 위치를 확정하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 심볼의 수신방법.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 순환 프리픽스는 시간영역 메인바디 신호의 뒷부분으로부터 직접 절취한 부분적 시간영역 메인바디 신호에 기초하여 생성하며;
    상기 포스트픽스 또는 하이퍼 프리픽스는 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 부분에 대해 변조 처리하여 생성한 변조신호인 것을 특징으로 하는 프리앰블 심볼의 수신방법.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 시간영역 메인바디 신호의 길이는 2048개 샘플링 주기이고, 상기 순환 프리픽스의 길이는 520개 샘플링 주기이며, 상기 포스트픽스 또는 하이퍼 프리픽스의 길이는 504개 샘플링 주기이며, 상기 시간영역 메인바디 신호 중 상기 포스트픽스를 절취하는 시작위치는 제 1544번째 샘플링이며, 상기 시간영역 메인바디 신호 중 상기 하이퍼 프리픽스를 절취하는 시작위치는 제1528번째 샘플링인 것을 특징으로 하는 프리앰블 심볼의 수신방법.
  5. 청구항 3에 있어서,
    상기 부분적 시간영역 메인바디 신호에 기초하여 변조하여 상기 포스트픽스 또는 하이퍼 프리픽스를 생성하는 절차는,
    주파수 시프트 시퀀스를 설정하는 절차; 및
    상기 순환 프리픽스에 대응하는 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 부분 또는 전부에 상기 주파수 시프트 시퀀스를 곱하여 상기 포스트픽스 또는 하이퍼 프리픽스를 얻는 절차를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 심볼의 수신방법.
  6. 일종 프리앰블 심볼의 수신장치에 있어서,
    수신 신호를 초보적으로 처리하는 수신처리유닛;
    초보적인 처리 후의 신호 중에 희망하는 수신의 프리앰블 심볼이 존재하는지를 판단하는 판단유닛;
    존재한다고 판단되었을 경우, 상기 프리앰블 심볼의 위치를 확정하고 상기 프리앰블 심볼이 지닌 시그널링 정보를 구하는 위치분석유닛을 포함하고,
    상기 프리앰블 심볼은 제1 유형 3단 구조를 포함하는 적어도 하나의 시간영역 심볼 및 제2 유형 3단 구조를 포함하는 적어도 하나의 시간영역 심볼을 구비하며,
    상기 제1 유형 3단 구조의 상기 시간영역 심볼은 순차적으로 배열한 순환 프리픽스, 시간영역 메인바디 신호 및 포스트픽스를 포함하고,
    상기 제2 유형 3단 구조의 상기 시간영역 심볼은 순차적으로 배열한 하이퍼 프리픽스, 순환 프리픽스 및 시간영역 메인바디 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 심볼의 수신장치.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 순환 프리픽스, 상기 시간영역 메인바디 신호 및 상기 포스트픽스 3자 중 임의의 2개 사이의 관계를 이용하여, 또는 상기 하이퍼 프리픽스, 상기 순환 프리픽스 및 상기 시간영역 메인바디 신호 3자 중 임의의 2개 사이의 관계를 이용하여 계산한 후 상관값을 얻으며, 상기 상관값에 계산을 진행하여 프리앰블 심볼의 위치를 확정하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 심볼의 수신장치.
  8. 청구항 6에 있어서,
    상기 순환 프리픽스는 상기 시간영역 메인바디 신호의 뒷부분으로부터 직접 절취한 부분적 시간영역 메인바디 신호를 직접 카피하여 생성하며;
    상기 포스트픽스 또는 하이퍼 프리픽스는 상기 순환 프리픽스에 대응하는 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 부분에 대해 변조 처리하여 생성하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 심볼의 수신장치.
  9. 청구항 6에 있어서,
    상기 시간영역 메인바디 신호의 길이는 2048개 샘플링 주기이고, 상기 순환 프리픽스의 길이는 520개 샘플링 주기이며, 상기 포스트픽스 또는 상기 하이퍼 프리픽스의 길이는 504개 샘플링 주기이며, 상기 시간영역 메인바디 신호 중 상기 포스트픽스를 절취하는 시작위치는 제1544번째 샘플링이며, 상기 시간영역 메인바디 신호 중 상기 하이퍼 프리픽스를 절취하는 시작위치는 제1528번째 샘플링인 것을 특징으로 하는 프리앰블 심볼의 수신장치.
  10. 청구항 8에 있어서,
    상기 부분적 시간영역 메인바디 신호에 기초하여 변조하여 상기 포스트픽스 또는 하이퍼 프리픽스를 생성하는 절차는,
    주파수 시프트 시퀀스를 설정하는 절차; 및
    상기 순환 프리픽스에 대응하는 상기 부분적 시간영역 메인바디 신호의 부분 또는 전부에 상기 주파수 시프트 시퀀스를 곱하여 상기 포스트픽스 또는 하이퍼 프리픽스를 얻는 절차를 포함하는 것을 특징으로 하는 프리앰블 심볼의 수신장치.
KR1020207036622A 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치 KR102347011B1 (ko)

Applications Claiming Priority (40)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410153040.XA CN105007145B (zh) 2014-04-16 2014-04-16 前导符号的生成方法及频域ofdm符号的生成方法
CN201410153040.X 2014-04-16
CN201410168180.4 2014-04-24
CN201410168180.4A CN105007146B (zh) 2014-04-24 2014-04-24 物理帧中前导符号的生成方法
CN201410175323 2014-04-28
CN201410175323.4 2014-04-28
CN201410177035.2 2014-04-29
CN201410177035.2A CN105024952B (zh) 2014-04-29 2014-04-29 频域ofdm符号的生成方法及前导符号的生成方法
CN201410182962 2014-04-30
CN201410182962.3 2014-04-30
CN201410184919.0A CN105024791B (zh) 2014-04-28 2014-05-04 物理帧中前导符号的生成方法
CN201410184919.0 2014-05-04
CN201410185112.9A CN105024963A (zh) 2014-04-30 2014-05-05 频域ofdm符号的生成方法及前导符号的生成方法
CN201410185112.9 2014-05-05
CN201410229558.7 2014-05-28
CN201410229558.7A CN105323048B (zh) 2014-05-28 2014-05-28 物理帧中前导符号的生成方法
CN201410259080.2A CN105282076B (zh) 2014-06-12 2014-06-12 前导符号的生成方法及频域ofdm符号的生成方法
CN201410259080.2 2014-06-12
CN201410274626.1 2014-06-19
CN201410274626.1A CN105282078B (zh) 2014-06-19 2014-06-19 对频域ofdm符号的预处理方法及前导符号的生成方法
CN201410326504.2 2014-07-10
CN201410326504.2A CN105245479B (zh) 2014-07-10 2014-07-10 物理帧中前导符号的接收处理方法
CN201410753506.X 2014-12-10
CN201410753506.XA CN105743624B (zh) 2014-12-10 2014-12-10 前导符号的生成方法及接收方法
CN201510039510.4 2015-01-26
CN201510039510.4A CN105991495B (zh) 2015-01-26 2015-01-26 物理层中的定时同步方法
CN201510052202.5 2015-01-30
CN201510061935.5 2015-01-30
CN201510052202.5 2015-01-30
CN201510061935.5A CN105991266B (zh) 2015-01-30 2015-01-30 前导符号的生成方法、接收方法、生成装置及接收装置
CN201510064118.5A CN105991498B (zh) 2015-01-30 2015-02-06 前导符号的生成方法及接收方法
CN201510064118.5 2015-02-06
CN201510076216.0 2015-02-12
CN201510076216.0A CN105991502B (zh) 2015-02-12 2015-02-12 前导符号的接收方法及装置
CN201510076155.8 2015-02-12
CN201510076155.8A CN105991501B (zh) 2015-02-12 2015-02-12 前导符号的接收方法及装置
CN201510076151.X 2015-02-12
CN201510076151.XA CN105991500B (zh) 2015-02-12 2015-02-12 前导符号的接收方法及装置
KR1020197038044A KR102196222B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
PCT/CN2015/076808 WO2015158292A1 (zh) 2014-04-16 2015-04-16 前导符号的生成、接收方法和频域符号的生成方法及装置

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020197038044A Division KR102196222B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20200144590A KR20200144590A (ko) 2020-12-29
KR102347011B1 true KR102347011B1 (ko) 2022-01-04

Family

ID=57190266

Family Applications (12)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020167032057A KR101975551B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020197018441A KR102114352B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 수신방법 및 장치
KR1020167032059A KR102062221B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020207035510A KR102234307B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020197012400A KR102108291B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020197033488A KR102191859B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020207036622A KR102347011B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020197038044A KR102196222B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020167032058A KR102033742B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 수신방법 및 장치
KR1020167032055A KR102048221B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020167032043A KR101974621B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 수신방법 및 장치
KR1020207014009A KR102223654B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 수신방법 및 장치

Family Applications Before (6)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020167032057A KR101975551B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020197018441A KR102114352B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 수신방법 및 장치
KR1020167032059A KR102062221B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020207035510A KR102234307B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020197012400A KR102108291B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020197033488A KR102191859B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치

Family Applications After (5)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020197038044A KR102196222B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020167032058A KR102033742B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 수신방법 및 장치
KR1020167032055A KR102048221B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
KR1020167032043A KR101974621B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 수신방법 및 장치
KR1020207014009A KR102223654B1 (ko) 2014-04-16 2015-04-16 프리앰블 심볼의 수신방법 및 장치

Country Status (3)

Country Link
US (13) US10574494B2 (ko)
KR (12) KR101975551B1 (ko)
CA (7) CA2945858C (ko)

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015158296A1 (zh) * 2014-04-16 2015-10-22 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 前导符号的接收方法及装置
CA2945858C (en) * 2014-04-16 2023-09-19 Ge HUANG Preamble symbol receiving method and device
BR122018067680B1 (pt) 2014-08-25 2023-10-17 ONE Media, LLC Método para codificar dados, transmissor de uma a estaçãobase ou uma porta de difusão em uma rede de difusão, método para sinalização de término de um controle de quadro de um preâmbulo de um quadro de comunicação de difusão em uma rede de difusão, e transmissor configurado para ser usado em uma rede de difusão
KR102467738B1 (ko) * 2015-03-04 2022-11-17 소니그룹주식회사 송신 장치, 송신 방법, 수신 장치, 및 수신 방법
KR102342727B1 (ko) 2015-03-09 2021-12-24 원 미디어, 엘엘씨 시스템 발견 및 시그널링
KR102407772B1 (ko) * 2015-08-25 2022-06-10 삼성전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치
KR101811221B1 (ko) * 2016-02-17 2017-12-21 주식회사 이노와이어리스 신호 분석기의 ｗｃｄｍａ 신호 타이밍 오프셋 처리 방법
CN107204944B (zh) * 2016-03-18 2020-11-03 富士通株式会社 发送序列产生装置、训练序列同步装置、信道间隔估计装置、方法和系统
CN107204945B (zh) * 2016-03-18 2020-11-03 富士通株式会社 频差估计装置、信道间隔估计装置、方法和系统
US11215688B2 (en) * 2016-09-20 2022-01-04 Deeyook Location Technologies Ltd. Identifying angle of departure of multi-antenna transmitters
US11550024B2 (en) 2016-09-20 2023-01-10 Deeyook Location Technologies Ltd. Interferometric location sensing
BR112019006157A2 (pt) * 2016-09-29 2019-08-20 Huawei Tech Co Ltd método de geração de sequência de preâmbulo random access e equipamento de usuário
CN107920356A (zh) * 2016-10-08 2018-04-17 中兴通讯股份有限公司 干扰源小区定位方法和装置以及对应的基站
US11239972B2 (en) * 2016-11-17 2022-02-01 Qualcomm Incorporated Large cell support for narrowband random access
WO2018207995A1 (ko) 2017-05-08 2018-11-15 엘지전자 주식회사 무선통신 시스템에서 srs 설정 정보를 수신하는 방법 및 이를 위한 단말
KR20190035391A (ko) 2017-09-26 2019-04-03 삼성전자주식회사 프리앰블 심볼의 생성 장치와 방법, 및 프리앰블 심볼의 검출 장치와 방법
CN108449298B (zh) * 2018-05-24 2020-12-15 南京六九零二科技有限公司 一种适应于高速宽带通信的定时同步与频偏估计方法
WO2020124485A1 (zh) * 2018-12-20 2020-06-25 北京小米移动软件有限公司 数据传输方法及装置
US10574503B1 (en) * 2018-12-28 2020-02-25 Hughes Network Systems, Llc Efficient cyclic prefix generation with half tone offset
CN111629448B (zh) * 2019-02-28 2022-05-10 华为技术有限公司 随机接入方法和装置
CN110120925B (zh) * 2019-04-30 2021-03-30 电子科技大学 一种基于短波分集信号的时延估计方法
CN111092703A (zh) * 2019-07-26 2020-05-01 中兴通讯股份有限公司 一种信号发送方法、装置、通讯节点及存储介质
CN113783817A (zh) * 2020-06-09 2021-12-10 Oppo广东移动通信有限公司 序列的生成方法、终端及存储介质
US20210250761A1 (en) * 2020-10-15 2021-08-12 Intel Corporation Reduction of time-domain correlation for 11az secure sounding signal
CN112769723B (zh) * 2021-04-07 2021-07-16 易兆微电子(杭州)股份有限公司 一种信号同步位置确定方法、装置、设备及存储介质
CN113341395B (zh) * 2021-08-09 2022-01-18 长沙莫之比智能科技有限公司 基于神经网络的仿地雷达滤波延迟补偿方法
CN113595955B (zh) * 2021-08-16 2024-01-26 重庆御芯微信息技术有限公司 一种弹性前导序列结构和时域频域同步方法
WO2023158197A1 (ko) * 2022-02-18 2023-08-24 삼성전자 주식회사 무선 통신 시스템의 기지국에서 임의 접속 채널의 프리엠블 신호를 검출하기 위한 방법 및 장치
CN114423092B (zh) * 2022-03-24 2022-07-29 新华三技术有限公司 前导码检测方法及装置
CN114844793B (zh) * 2022-05-16 2023-09-26 重庆邮电大学 一种提高物联网帧结构前导检测成功率的系统及方法
CN115277331B (zh) * 2022-06-17 2023-09-12 哲库科技(北京)有限公司 信号补偿方法及装置、调制解调器、通信设备、存储介质
CN116800395B (zh) * 2023-08-23 2023-10-27 泸州卓远液压有限公司 一种基于5g的液压设备远程控制方法及装置
CN117014278B (zh) * 2023-09-25 2023-12-22 为准（北京）电子科技有限公司 整数倍频偏估计方法、装置及存储介质
CN117411757B (zh) * 2023-12-13 2024-02-23 成都国恒空间技术工程股份有限公司 一种ofdm系统帧头捕获方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080002645A1 (en) 2006-06-28 2008-01-03 Fujitsu Limited Radio transmission apparatus and method of inserting guard interval
US20090225822A1 (en) * 2008-03-07 2009-09-10 Miika Sakari Tupala System and Methods for Receiving OFDM Symbols Having Timing and Frequency Offsets
US20100246719A1 (en) * 2007-12-11 2010-09-30 Woo Suk Ko Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal

Family Cites Families (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6438367B1 (en) * 2000-11-09 2002-08-20 Magis Networks, Inc. Transmission security for wireless communications
US7266146B2 (en) * 2002-06-18 2007-09-04 Ralink Technology, Inc. Symbol-based decision feedback equalizer (DFE) optimal equalization method and apparatus with maximum likelihood sequence estimation for wireless receivers under multipath channels
KR20040011653A (ko) * 2002-07-29 2004-02-11 삼성전자주식회사 채널 특성에 적응적인 직교 주파수 분할 다중 통신 방법및 장치
US7848436B2 (en) * 2004-08-17 2010-12-07 Lg Electronics, Inc. Method for detecting OFDM timing in OFDM system
DE102004059957A1 (de) * 2004-12-13 2006-06-14 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Synchronisationsvorrichtung und Vorrichtung zum Erzeugen eines Synchronisationssignals
KR100761791B1 (ko) * 2006-02-23 2007-09-28 인하대학교 산학협력단 Ｏｆｄｍ-ｆｄｍａ/ｃｄｍａ/ｔｄｍａ 시스템의 타이밍추정 성능 향상을 위한 동기화 장치 및 방법
US20100253565A1 (en) * 2006-04-10 2010-10-07 Piesinger Gregory H Method and apparatus to increase ADS-B squitter reception sensitivity
KR20070103917A (ko) * 2006-04-20 2007-10-25 엘지전자 주식회사 통신 시스템에서의 보호구간 삽입 방법 및 그를 위한 송신장치
US8862160B2 (en) * 2006-07-14 2014-10-14 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for paging terminals in an OFDM system for achieving both fast paging response and low power consumption by utilizing a multi-step paging process
US7876863B2 (en) * 2006-08-10 2011-01-25 Cisco Technology, Inc. Method and system for improving timing position estimation in wireless communications networks
US20080107200A1 (en) * 2006-11-07 2008-05-08 Telecis Wireless, Inc. Preamble detection and synchronization in OFDMA wireless communication systems
US7606139B2 (en) * 2006-12-08 2009-10-20 Intel Corporation Preamble detection using frequency based correlation
US8228782B2 (en) * 2006-12-22 2012-07-24 Lg Electronics Inc. Sequence generation and transmission method based on time and frequency domain transmission unit
US8045636B1 (en) * 2007-03-27 2011-10-25 Marvell International Ltd. Maximum-likelihood frame synchronization algorithms for OFDM systems
TWI334057B (en) 2007-06-29 2010-12-01 Coretronic Corp Lens shifting device
US8218496B2 (en) * 2007-10-26 2012-07-10 Texas Instruments Incorporated Random access cyclic prefix dimensioning in wireless networks
CN101431803A (zh) 2007-11-09 2009-05-13 大唐移动通信设备有限公司 Tdd系统随机接入方法及装置
WO2009075539A2 (en) * 2007-12-12 2009-06-18 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal
US7961593B2 (en) * 2008-01-28 2011-06-14 Wi-Lan, Inc. Downlink acquisition
JPWO2009133742A1 (ja) * 2008-04-30 2011-09-01 日本電気株式会社 無線通信システム、無線通信装置、無線通信方法、プログラム
KR101000794B1 (ko) 2008-08-29 2010-12-13 전자부품연구원 무선 통신 시스템에서 동기화 방법
US9252862B2 (en) * 2008-09-17 2016-02-02 Qualcomm Incorporated MIMO preamble for initial access with an unknown number of transmit antennas
US8730933B2 (en) * 2008-09-18 2014-05-20 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for multiplexing data and reference signal in a wireless communication system
CN101599938B (zh) 2009-04-28 2011-09-21 中国科学院国家授时中心 一种正交频分复用超宽带系统接收机时域联合同步方法
CN101888360A (zh) 2009-05-15 2010-11-17 中兴通讯股份有限公司 一种随机接入信号的发射方法和装置及相关系统
WO2011007987A2 (ko) * 2009-07-13 2011-01-20 엘지전자 주식회사 이동 통신 시스템에서 레인징 신호를 전송하는 방법
WO2011009128A1 (en) * 2009-07-17 2011-01-20 Aware, Inc. Combined data and probe (cdp) frame
CN102075480B (zh) 2009-11-20 2013-05-08 清华大学 数字信息传输的帧同步序列生成方法及系统
US9456234B2 (en) * 2010-02-23 2016-09-27 Lg Electronics Inc. Broadcasting signal transmission device, broadcasting signal reception device, and method for transmitting/receiving broadcasting signal using same
US9143271B2 (en) * 2010-04-01 2015-09-22 Lg Electronics Inc. Broadcasting signal transmitting apparatus, broadcast signal receiving apparatus, and broadcast signal transceiving method in a broadcast signal transceiving apparatus
CA2818110C (en) * 2010-05-10 2016-07-26 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting a broadcast signal, apparatus for receiving a broadcast signal, and method for transmitting/receiving a broadcast signal using an apparatus for transmitting/receiving a broadcast signal
US9438373B2 (en) * 2010-09-14 2016-09-06 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcasting signal, apparatus for receiving broadcasting signal, and method for transmitting/receiving broadcasting signal through apparatus for transmitting/receiving broadcasting signal
CN106027578B (zh) 2010-11-23 2019-09-17 Lg电子株式会社 广播信号发送设备以及发送广播信号的方法
WO2012070837A2 (ko) * 2010-11-23 2012-05-31 엘지전자 주식회사 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
US8837652B2 (en) * 2010-12-31 2014-09-16 Raytheon Company Receiver synchronization in radio communication systems employing transmit diversity
EP2740246A1 (en) * 2011-08-04 2014-06-11 BlackBerry Limited Method and system for formatting cyclic prefix/postfix in a mobile communication system
US8385305B1 (en) 2012-04-16 2013-02-26 CBF Networks, Inc Hybrid band intelligent backhaul radio
US8238318B1 (en) * 2011-08-17 2012-08-07 CBF Networks, Inc. Intelligent backhaul radio
US8467363B2 (en) 2011-08-17 2013-06-18 CBF Networks, Inc. Intelligent backhaul radio and antenna system
EP2571186B1 (en) * 2011-09-16 2018-12-26 Lg Electronics Inc. Broadcast signal transmitter/receiver and broadcast signal transmission/reception method
CN102664850B (zh) 2012-04-13 2014-10-22 豪威科技(上海)有限公司 无线局域网多载波模式的低复杂度信道降噪方法及其装置
US9629114B2 (en) * 2012-09-19 2017-04-18 Siemens Aktiengesellschaft Method and apparatus for wireless transmission of data packets
US9088455B2 (en) * 2012-12-20 2015-07-21 Broadcom Corporation OFDM or OFDMA signaling for ranging and data
US10523475B2 (en) * 2013-02-05 2019-12-31 Idac Holdings, Inc. Pulse-shaped orthogonal frequency division multiplexing
WO2014154294A1 (en) * 2013-03-28 2014-10-02 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A phase reference symbol format for ofdm phase synchronization
US9225492B2 (en) * 2013-04-09 2015-12-29 Nokia Technologies Oy Cyclic prefix based opportunistic transmission/reception scheme for interference cancelation
GB2515801A (en) * 2013-07-04 2015-01-07 Sony Corp Transmitter and receiver and methods of transmitting and receiving
CN103532899B (zh) 2013-07-31 2016-07-06 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 时域ofdm同步符号生成及解调方法、数据帧传输方法
US9621396B2 (en) * 2013-08-05 2017-04-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter, receiver, and controlling methods thereof
US9369329B1 (en) * 2013-11-26 2016-06-14 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Low-complexity non-data-aided estimation of symbol time offset in OFDM systems
US9615386B2 (en) * 2014-01-27 2017-04-04 Texas Instruments Incorporated Random access channel false alarm control
KR102337651B1 (ko) * 2014-02-13 2021-12-10 삼성전자주식회사 송신 장치, 수신 장치 및 그 제어 방법
WO2015158296A1 (zh) * 2014-04-16 2015-10-22 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 前导符号的接收方法及装置
CA2945858C (en) * 2014-04-16 2023-09-19 Ge HUANG Preamble symbol receiving method and device
CN116170264A (zh) * 2016-03-03 2023-05-26 北京三星通信技术研究有限公司 基于滤波的信号发送、接收方法及相应的发射机与接收机
KR20190035391A (ko) * 2017-09-26 2019-04-03 삼성전자주식회사 프리앰블 심볼의 생성 장치와 방법, 및 프리앰블 심볼의 검출 장치와 방법

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080002645A1 (en) 2006-06-28 2008-01-03 Fujitsu Limited Radio transmission apparatus and method of inserting guard interval
US20100246719A1 (en) * 2007-12-11 2010-09-30 Woo Suk Ko Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal
US20090225822A1 (en) * 2008-03-07 2009-09-10 Miika Sakari Tupala System and Methods for Receiving OFDM Symbols Having Timing and Frequency Offsets

Also Published As

Publication number Publication date
KR102234307B1 (ko) 2021-04-02
KR102191859B1 (ko) 2020-12-18
US20200374169A1 (en) 2020-11-26
US20170201405A1 (en) 2017-07-13
KR20160145163A (ko) 2016-12-19
US10411929B2 (en) 2019-09-10
US20210392596A1 (en) 2021-12-16
CA3212005A1 (en) 2015-10-22
US11201770B2 (en) 2021-12-14
CA2945857C (en) 2023-10-24
US20200374168A1 (en) 2020-11-26
CA2945858A1 (en) 2015-10-22
US11128504B2 (en) 2021-09-21
CA2945858C (en) 2023-09-19
KR102108291B1 (ko) 2020-05-13
US10778484B2 (en) 2020-09-15
KR20160146853A (ko) 2016-12-21
US20190068420A1 (en) 2019-02-28
US10148476B2 (en) 2018-12-04
KR20190049917A (ko) 2019-05-09
US20170207943A1 (en) 2017-07-20
KR102114352B1 (ko) 2020-05-25
KR102033742B1 (ko) 2019-11-08
US20170187557A1 (en) 2017-06-29
US20170195155A1 (en) 2017-07-06
US11088885B2 (en) 2021-08-10
US20200136873A1 (en) 2020-04-30
CA3211647A1 (en) 2015-10-22
KR20190130064A (ko) 2019-11-20
KR20200057791A (ko) 2020-05-26
US11025465B2 (en) 2021-06-01
KR101975551B1 (ko) 2019-08-28
CA2945857A1 (en) 2015-10-22
KR20200000471A (ko) 2020-01-02
KR20190079697A (ko) 2019-07-05
US20190068421A1 (en) 2019-02-28
CA2945855A1 (en) 2015-10-22
KR102196222B1 (ko) 2020-12-31
US20200374166A1 (en) 2020-11-26
KR101974621B1 (ko) 2019-05-03
KR20160145738A (ko) 2016-12-20
KR20200144590A (ko) 2020-12-29
US20200374167A1 (en) 2020-11-26
CA2945856A1 (en) 2015-10-22
KR20200141100A (ko) 2020-12-17
US10574494B2 (en) 2020-02-25
US11012275B2 (en) 2021-05-18
KR102223654B1 (ko) 2021-03-08
KR102062221B1 (ko) 2020-02-11
CA2945856C (en) 2023-10-24
KR20160146854A (ko) 2016-12-21
US11088884B2 (en) 2021-08-10
US11082274B2 (en) 2021-08-03
KR102048221B1 (ko) 2020-01-22
US20200145269A1 (en) 2020-05-07
CA2945854A1 (en) 2015-10-22
KR20160146851A (ko) 2016-12-21
US10958494B2 (en) 2021-03-23
US11799706B2 (en) 2023-10-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102347011B1 (ko) 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
WO2015158293A1 (zh) 前导符号的生成、接收方法和频域符号的生成方法及装置

Legal Events

Date Code Title Description
A107 Divisional application of patent
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant