CN101599938B - 一种正交频分复用超宽带系统接收机时域联合同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用超宽带系统接收机时域联合同步方法，根据各类同步方法的需求确定新的信息帧格式；对接收信号依次进行帧定时联合同步运算与符号定时联合同步后，根据窗口间隔判定下一步执行载波小数频偏同步或载波整数频偏同步，然后采用双滑动窗口中的数据进行载波小数频率偏移联合同步；或者，根据符号定时联合同步运算结果进行载波整数频率偏移的联合同步运算，得到载波整数频率偏移量，完成一个联合同步方法的运算周期。本发明具有较高的同步精度与抗干扰性，实现了各种同步方法的高度集成化、相关参数与运算结果的共享性。

Description

一种正交频分复用超宽带系统接收机时域联合同步方法

技术领域

本发明涉及一种时域联合同步方法，尤其是一种正交频分复用超宽带系统接收机的时域联合同步方法。

背景技术

正交频分复用超宽带(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Ultra WideBand，OFDM-UWB)系统接收机同步方法主要包括载波频率偏移(包括整数频率偏移与小数频率偏移)同步、帧定时同步以及符号定时同步。目前，载波频率偏移同步技术主要有基于前导符的时域相关载波同步方法、基于前导符的频域相关载波同步方法、基于循环前缀的最大似然载波同步方法以及基于导频的频域相关载波同步方法；帧定时同步技术主要有基于能量检测的帧定时同步方法以及基于前导符的帧定时同步方法等；符号定时同步技术主要有基于前导符的符号定时同步方法以及基于循环前缀的符号定时同步方法等。

如此纷繁芜杂的众多同步方法主要存在以下问题：

(1)方法的同步精度较低。在-15dB的信噪比条件下，上述同步方法均难以达到几个采样数据的同步精度；而当接收信号信噪比继续降低时，算法性能显著下降；

(2)由于一个接收系统中需要同时具备整数频率偏移同步、小数频率偏移同步、帧定时同步以及符号定时同步技术，而每一种同步技术在接收系统中均是一个独立的模块，从而造成接收系统过于臃肿与复杂；

(3)复杂化的接收系统会造成系统成本的增加以及系统性能的不稳定。

发明内容

为了克服现有技术精度低、系统复杂的不足，本发明提供一种正交频分复用超宽带系统接收机时域联合同步方法，能够将载波整数频率偏移同步估计、载波小数频率偏移同步估计与帧定时同步估计进行集成化联合处理，实现上述三种方法生成模块的同一性、运算数据与参数的共享性；同时，利用帧定时同步得到的粗略估计范围进行符号定时初步同步，然后基于帧定时同步结果与符号初定时同步结果进行符号定时联合同步的方法。这样，本发明提出的接收机时域联合同步方法由帧定时联合同步方法、载波小数频率偏移联合同步方法、符号定时联合同步方法以及载波整数频率偏移联合同步方法四部分组成，这四个组成部分是共同形成了一个有机的，相互关联的整体。

本发明的基本思想是：产生具有良好相关特性的帧同步序列符号数据，运用自相关与互相关原理通过双(单)滑动窗口内数据的相关运算与相关峰值判决的方式进行联合同步方法中各类同步方法的运算。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：

步骤1：信息帧格式的确定

本发明中，一个信息帧包括前导符与有效载荷，前导符又包括帧同步序列与信道估计序列，一个完整的信息帧结构如图1所示。

本发明提出的联合同步方法仅需用帧同步序列进行运算，所以，本发明详细给出帧同步序列的组成与结构，如图2所示。本发明建立的信息帧格式中，帧同步序列包括N_F个符号，每个符号由N_FFT个帧同步序列数据与N_G个保护间隔数据共计N_S＝N_FFT+N_G个数据组成，其中保护间隔数据又包括N_C个循环前缀与N_C个循环后缀共计N_G＝N_C+N_C＝2*N_C个数据组成。帧同步序列数据由N_FFT个具备自相关特性的伪随机数据经相应的IFFT变换后得到；循环前缀数据放在帧同步序列数据第一个数据之前，由帧同步序列数据最后端N_C个数据(数据N_FFT-N_C+1～N_FFT-1)按顺序复制生成；循环后缀数据放在帧同步序列数据最后一个数据之后，由帧同步序列最前端N_C个数据(数据0～N_C-1)按顺序复制生成。因此，保护间隔中的循环前缀数据、循环后缀数据分别与帧同步序列数据中的相应数据构成了交叉复制生成方式。

上述N_F、N_FFT、N_C的取值在具体实施时由用户根据自己的系统参数自行确定。

同一信息帧中前导符的信道估计序列以及有效载荷的每一个符号的结构及生成方式与帧同步序列的符号完全相同，只有组成数据的数值以及信道估计序列和有效载荷包含的符号数量不同，即信道估计序列、有效载荷以及帧同步序列的内容不同。

步骤2：帧定时联合同步

载波频率偏移联合同步方法(含整数频率偏移联合同步方法与小数频率偏移联合同步方法)与帧定时联合同步方法采用双滑动窗口中的数据进行相关运算与相关峰值判决的方式，如图3中“载波频率偏移同步单元”与“帧定时同步单元”所示。在接收数据流中设置两个同向滑动窗口(窗口1、窗口2)，每个窗口内包含的采样数据个数(即窗口长度)用L表示，窗口1的起点数据与窗口2的起点数据之间采样点数(即窗口间隔)用N_d表示，两窗口在接收数据中每次滑动的步进量为一个采样数据，采样间隔为T_S，T_S的取值在具体实施时由用户根据自己的系统参数自行确定。当两窗口内采样数据相关峰值最大时，即为最佳帧定时时刻与最佳载波频率偏移估计时机。这一过程同时适用于载波小数频率偏移同步方法、帧定时同步方法以及载波整数频率偏移同步方法，只不过在不同类别的同步方法中窗口长度L与窗口间隔N_d取值的大小不同。令窗口1中第1个数据为R(n)(n＝0，1，2，......)，与其对应的发射数据为S(n)，当存在载波频率偏移Δf、相位偏移

以及噪声干扰η时，则R(n)与S(n)有如下关系：

定义互相关变量C(n)并结合(1)式得：

$C\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}R(n+k)*R^{*}(n+N_d+k)$

$=e^{j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}*N_d*T_S}*\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}S(n+k)*S^{*}(n+N_d+k)+\mathrm{\η}(n*T_S)$

利用帧同步序列符号间数据的重复性，当S(n+k)与S(n+N_d+k)数据相同时，由(2)式得：

$C\left(n\right)=e^{j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}*N_d*T_S}*\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}S(n+k)*S^{*}(n+N_d+k)+\mathrm{\η}(n*T_S)$ (3)

$=e^{j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}*N_d*T_S}*\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S(n+N_d+k)\right|}^2+\mathrm{\η}(n*T_S)$

令窗口间隔N_d＝(N_F-1)*N_S，令窗口长度L＝N_S，则，当C(n)取最大值C_MAX(n)时即为帧定时的起始时刻；但在工程实现中，由于噪声等因素的影响，尤其是在较低信噪比的条件下，帧定时同步只能确定一个粗略的定时范围，更为精确的定时结果要靠符号定时同步方法得到。

步骤3：符号定时联合同步

符号定时同步方法采用单滑动窗口中数据与接收机本地存储数据进行相关判决的方式，如图3中“符号定时同步单元”所示。在接收数据流中只设置一个单向滑动窗口(窗口1)，窗口长度L＝N_S，窗口1只需在帧定时同步方法得到的粗略定时范围内滑动，且每次滑动的步进量为一个采样数据，同时在本地接收机中存储已知的发射端帧同步序列中一个符号长度L＝N_S的数据，则当窗口1内采样数据与本地存储数据的相关峰值最大时，即为符号定时的初步估计。令窗口1的起始数据仍为R(n)(n＝0，1，2，......)，本地存储数据为T_lcl(n)，则定义符号定时初步估计方法中的相关变量C_S’(n)：

${C_S}^{\′}=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}R(n+k)*{T_{\mathrm{lcl}}}^{*}\left(k\right)+\mathrm{\η}(n*T_S)---\left(4\right)$

将帧定时同步结果与符号定时初步估计相加得到符号定时联合同步估计，定义变量C_S(n)：

C_S(n)＝C_S′(n)+C_MAX(n)+η(n*T_S)                        (5)

步骤4：载波小数频偏同步与载波整数频偏同步的执行判定

承(3)式，再定义归一化变量P(n)并结合(1)式得：

$P\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}R(n+N_d+k)*R^{*}(n+N_d+k)$

$=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S(n+N_d+k)\right|}^2+\mathrm{\η}(n*T_S)$

则由(3)式、(6)式，相关值C(n)的相位arg(C)为：

arg(C)＝2*π*Δf*N_d*T_S+η₄(n*T_S)                       (7)

由(7)式可得载波小数频率偏移量Δf的计算为：

$\mathrm{\Δf}=\frac{\arg \left(C\right)}{2*\mathrm{\π}*N_d*T_S}+\mathrm{\η}(n*T_S)=\frac{\arg \left(C\right)*N_{\mathrm{FFT}}*\mathrm{\ΔF}}{2*\mathrm{\π}*N_d}+\mathrm{\η}(n*T_S)---\left(8\right)$

其中，ΔF＝1/(N_FFT*T_S)为子载波频率间隔。

相关值C(n)的相位arg(C)变化范围为[-π，π]，则由(8)式得可估计的频率偏移范围为：

$\left|\mathrm{\Δf}\right|\≤\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{N_d}*\frac{\mathrm{\ΔF}}{2}---\left(9\right)$

则，(1)当N_d＞(N_FFT/2)时，估计范围小于子载波间隔，此时执行步骤5中的载波小数频率偏移联合同步。特别地，当N_d＝N_FFT时，估计范围为子载波频率间隔的一半。(2)当N_d＜(N_FFT/2)时，估计范围大于子载波间隔，此时执行步骤6中的载波整数频率偏移联合同步。

步骤5：载波小数频率偏移联合同步

承(9)式，令窗口间隔N_d＝m*N_S(m＝1，2，......，N_F-1)，令窗口长度L＝N_S，则，根据(9)式以及m的不同取值可分别对

这N_F-1个不同范围内的载波小数频率偏移量进行检测。

步骤6：载波整数频率偏移联合同步

承(9)式，令窗口间隔N_d＝2*N_C，令窗口长度L＝N_C，则根据符号定时同步方法给出的精确的符号起始时刻可对相应范围内的载波整数频率偏移量进行检测。具体方法为：结合帧同步序列符号结构，根据步骤4中符号定时联合同步方法确定的某一符号的起始时刻可反推得到前一个符号的循环后缀中第一个数据的起始时刻。由图2可知，前一个符号的循环后缀与后一符号中最前端N_C个数据相同，这样两组相同的数据之间间隔了一个循环前缀的长度，则两个滑动窗口的窗口间隔N_d＝2*N_C、窗口长度L＝N_C，由(9)式可进行载波整数倍频率偏移量的估计，且估计范围为

本发明的有益效果是：本发明提出的基于对帧同步序列组成与结构新型设计的正交频分复用超宽带系统接收机时域联合同步方法实现了帧定时同步、载波小数频率偏移同步以及载波整数频率偏移同步在接收机中执行模块的同一性、运算数据与模块参数的共享性，其中载波小数频率偏移同步与载波整数频率偏移同步使用了同一执行模块，且载波频率(含整数与小数)偏移同步中互相关变量的计算与帧定时同步使用了同一执行模块，三者在运算时均使用了一致的参数表示，即窗口长度L与窗口间隔N_d，进而实现了三种同步方法的联合设计；实现了帧定时同步与符号定时同步的联合设计；实现了符号定时同步与载波整数频率偏移同步的联合设计。

本发明提出的联合同步方法具有较高的同步精度与抗干扰性，尤其是帧定时联合同步方法与符号定时联合同步方法。在-15dB的较低信噪比条件下，帧定时同步精度为5·TS～10·TS，符号定时同步精度达到了1·TS～3·TS，而在-15dB的较低信噪比以及同时存在小数或整数频率偏移量的条件下，帧定时同步精度为15·TS～35·TS，符号定时同步精度仍达到了1·TS～3·TS，表明联合同步算法对抗噪声与频率偏移的能力均很强。

本发明产生的有益效果还在于实现了各种同步方法的高度集成化、相关参数与运算结果的共享性，从而实现了硬件资源的充分利用，大量节省了硬件资源，有效地降低了接收机的实现成本。

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

附图说明

图1是本发明一个完整信息帧组成与结构示意图。

图2是本发明帧同步序列组成与结构示意图。

图3是本发明时域联合同步方法的执行示意图。

图4是本发明平衡码生成示意图。

图5是本发明帧定时联合同步方法仿真效果图。

图6是本发明符号定时初步估计方法仿真效果图。

图7是本发明符号定时联合同步方法仿真效果图。

图8是本发明载波小数频率偏移联合同步方法仿真效果图。

图9是本发明载波整数频率偏移联合同步方法仿真效果图。

具体实施方式

实施例中，采用基于正交频分复用超宽带技术的室内精密导航定位系统作为依托平台，说明本发明提出的接收机时域联合同步方法的实施过程，本例中发射信号引入高斯白噪声进行接收信号信噪比的计算。具体实施步骤如下：

步骤1：信息帧格式的确定

本实施例中，一个信息帧包括前导符与有效载荷，前导符又包括帧同步序列与信道估计序列，一个完整的信息帧结构如图1所示。

本实施例中以帧同步序列的组成与结构的实施说明，如图2示意，在具体实施例基于正交频分复用超宽带技术的室内精密导航定位系统中，帧同步序列包括N_F＝6个符号，每个符号由N_FFT＝256个帧同步序列数据、N_C＝37个循环前缀数据以及N_C＝37个循环后缀数据共计N_S＝N_FFT+N_G＝N_FFT+N_C+N_C＝256+37+37＝330个数据组成。帧同步序列数据由N_FFT＝256个具备自相关特性的平衡GOLD码伪随机数据经相应的IFFT变换后得到；循环前缀数据放在帧同步序列数据第一个数据之前，由帧同步序列数据最后端N_C＝37个数据(数据220～255)按顺序复制生成；循环后缀数据放在帧同步序列数据最后一个数据之后，由帧同步序列最前端N_C＝37个数据(数据0～36)按顺序复制生成。循环前缀与循环后缀的生成及在帧同步序列中的位置关系与帧同步序列数据之间构成了交叉复制生成方式。

平衡GOLD码使用两个10级的m序列进行复合得到，如图4所示。X₁的生成多项式为：0x6b5(x¹⁰+x⁹+x⁷+x⁵+x⁴+x²+1)，X₂的生成多项式为：0x77d(x¹⁰+x⁹+x⁸+x⁶+x⁵+x⁴+x³+x²+1)。X₁、X₂是10级优选对，X₁、X₂的初始相位固定为：0x3ff(x¹⁰+x⁹+x⁸+x⁷+x⁶+x⁵+x⁴+x³+x²+x¹)。任意选取X₂的两个位置异或输出，可以得到45个平衡码字。本实施例中选取X₂中位置3与位置5进行异或后再与X₁的输出异或最终生成256个平衡GOLD码伪随机序列，再进行IFFT后生成256个帧同步序列数据(数据0～255)。

同一信息帧中前导符的信道估计序列以及有效载荷的每一个符号的结构及生成方式与帧同步序列的符号完全相同，只有组成数据的数值以及信道估计序列和有效载荷包含的符号数量不同，即信道估计序列、有效载荷以及帧同步序列的内容不同。

步骤2：帧定时联合同步的具体实施

在接收数据流中设置滑动相关窗口1与窗口2，设置窗口长度L＝N_S＝330，窗口间隔N_d＝(N_F-1)*N_S＝5*330＝1650，采样间隔T_S＝1.8939*10^-9s，令窗口1中第1个数据为R(n)(n＝0，1，2，......)，与其对应的发射数据为S(n)，仿真条件设置为载波频率偏移Δf＝2.487*10⁵Hz、相位偏移

接收信号信噪比-15dB，则R(n)与S(n)有如下关系：

$R\left(n\right)=S\left(n\right)*e^{-j*(2*\mathrm{\π}*2.487*{10}^5*n*1.8939*{10}^{-9})}+\mathrm{\η}(n*1.8939*{10}^{-9})---\left(10\right)$

定义相关变量C(n)并结合(10)式得：

$C\left(n\right)=e^{j*2*\mathrm{\π}*2.487*{10}^5*1650*1.8939*{10}^{-9}}*\underset{k=0}{\overset{329}{\mathrm{\Σ}}}S(n+k)*S^{*}(n+1650+k)+\mathrm{\η}(n*1.8939*{10}^{-9})$ (11)

$=e^{j*(2*\mathrm{\π}*2.487*{10}^5*1650*1.8939*{10}^{-9})}*\underset{k=0}{\overset{329}{\mathrm{\Σ}}}S(n+k)*S^{*}(n+1650+k)+\mathrm{\η}(n*1.8939*{10}^{-9})$

利用帧同步序列符号间数据的重复性，当S(n+k)与S(n+1650+k)数据相同时，由(11)式得：

$C\left(n\right)=e^{j*(2*\mathrm{\π}*2.487*{10}^5*1650*1.8939*{10}^{-9})}*\underset{k=0}{\overset{329}{\mathrm{\Σ}}}S(n+k)*S^{*}(n+1650+k)+\mathrm{\η}(n*1.8939*{10}^{-9})$ (12)

$=e^{j*(2*\mathrm{\π}*2.487*{10}^5*1650*1.8939*{10}^{-9})}*\underset{k=0}{\overset{329}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S(n+1650+k)\right|}^2+\mathrm{\η}(n*1.8939*{10}^{-9})$

则在载波频率偏移Δf为2.487*10⁵Hz、接收信号信噪比为-15dB的条件下，帧定时联合同步仿真效果如图5所示，结果表明帧定时联合同步方法在载波频率偏移以及噪声干扰同时存在的条件下同步精度约为35个采样数据。

步骤3：符号定时联合同步的具体实施

在本实施例中，符号定时同步方法中单向滑动窗口(窗口1)长度L＝330，根据本发明提出的符号定时联合同步方法相关内容，窗口1只需在帧定时联合同步方法得到的精度范围内进行滑动即可，但在实施例中为了突出符号定时联合同步方法的性能，对一个帧同步序列长度范围内的数据均进行了检测，在在具体工程实现中可只对帧定时联合同步方法检测精度范围内进行滑动。在本地接收机中存储已知的发射端帧同步序列中一个符号长度L＝N_S＝330的数据，则令窗口1的起始数据仍为R(n)(n＝0，1，2，......)，本地存储数据为T_lcl(n)，则定义符号定时初步估计方法相关变量C_S’(n)：

${C_S}^{\′}\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}R(n+k)*{T_{\mathrm{lcl}}}^{*}\left(k\right)+\mathrm{\η}(n*T_S)$ (13)

$=\underset{k=0}{\overset{329}{\mathrm{\Σ}}}R(n+k)*{T_{\mathrm{lcl}}}^{*}\left(k\right)+\mathrm{\η}(n*1.8939*{10}^{-9})$

则当同时存在载波频率偏移Δf为2.487*10⁵Hz、接收信号信噪比为-15dB的条件下符号定时初步估计方法的仿真效果如图6所示，此时符号定时初步估计方法检测曲线中的最大相关峰值已不在正确位置处，但在真正的符号起始位置处仍有相关峰值的存在，这说明符号定时初步估计算法比较容易受到载波频率偏移量以及噪声干扰的影响，正是鉴于这种情况，本发明设计了符号定时联合同步方法，即将帧定时同步结果与符号定时初步估计相加得到符号定时联合同步估计，定义变量C_S(n)：

C_S(n)＝C_S′(n)+C_MAX(n)+η(n*T_S)

(14)

＝C_S′(n)+C_MAX(n)+η(n*1.8939*10^-9)

则同样的仿真条件设置下，符号定时联合同步方法的仿真效果如图7所示，结果表明符号定时联合同步方法在符号定时初步估计方法性能的基础上，克服了受载波频率偏移量以及噪声干扰的影响，主要原因在于利用图5中帧定时联合同步方法在精度范围内的定时结果抬高了符号定时初步估计较为精确的检测结果的峰值，从而使得真正的符号起始位置的相关峰值远大于图6中的由于噪声以及频偏影响而被抬高的其它峰值。因此，虽然同时受到了噪声干扰以及载波频偏的干扰，符号联合同步定时方法仍能精确地确定符号真正的起始位置，本实例中正确位置为第405个数据处。

步骤4：载波小数频偏同步与载波整数频偏同步的执行判定

定义归一化变量P(n)并结合(10)式得：

$P\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{329}{\mathrm{\Σ}}}R(n+1650+k)*R^{*}(n+1650+k)$

$=\underset{k=0}{\overset{329}{\mathrm{\Σ}}}S(n+1650+k)*e^{-j*[2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}*(n+1650+k)*1.8939*{10}^{-9}]}*---\left(15\right)$

$S^{*}(n+1650+k)*e^{j*[2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}*(n+1650+k)*1.8939*{10}^{-9}]}+\mathrm{\η}(n*1.8939*{10}^{-9})$

$=\underset{k=0}{\overset{329}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S(n+1650+k)\right|}^2+\mathrm{\η}(n*1.8939*{10}^{-9})$

则由(12)式、(15)式，相关值C(n)的相位arg(C)为：

arg(C)＝2*π*Δf*1650*1.8939*10^-9+η(n*1.8939*10^-9)                        (16)

由(16)式可得载波小数频率偏移量Δf的计算为：

$\mathrm{\Δf}=\frac{\arg \left(C\right)}{2*\mathrm{\π}*N_d*T_S}+\mathrm{\η}(n*1.8939*{10}^{-9})=\frac{\arg \left(C\right)*N_{\mathrm{FFT}}*\mathrm{\ΔF}}{2*\mathrm{\π}*N_d}+\mathrm{\η}(n*1.8939*{10}^{-9})---\left(17\right)$

其中，ΔF＝1/(N_FFT*T_S)＝2.0625*10⁶Hz为子载波频率间隔。

相关值C(n)的相位arg(C)变化范围为[-π，π]，则由(17)式得可估计的频率偏移范围为：

$\left|\mathrm{\Δf}\right|\≤\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{N_d}*\frac{\mathrm{\ΔF}}{2}---\left(18\right)$

而

$\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{N_d}*\frac{\mathrm{\ΔF}}{2}=\frac{256}{N_d}*\frac{2.0628*{10}^6}{2}---\left(19\right)$

则

$\left|\mathrm{\Δf}\right|\≤\frac{256}{N_d}*\frac{2.0625*{10}^6}{2}---\left(20\right)$

则，(1)当N_d＞(N_FFT/2)，即N_d＞128时，估计范围小于子载波间隔，此时进行步骤5中的载波小数频率偏移联合同步的具体实施。特别地，当N_d＝N_FFT＝256时，估计范围为子载波频率间隔的一半。(2)当N_d＜(N_FFT/2)，即N_d＜128时，时，估计范围大于子载波间隔，此时进行步骤6中的载波整数频率偏移联合同步的具体实施。

步骤5：载波小数频率偏移联合同步的具体实施

本实施例中，令窗口长度L＝N_S＝330；再由(17)式、(20)式得，窗口间隔N_d共可取N_F-1＝5种不同的值，即N_d＝m*N_S＝m*330＞128，(m＝1，2，3，4，5)，满足步骤4中进行载波小数频率偏移联合同步的判定条件，则可估计出的最大频率偏移依次为8.0002*10⁵Hz、4.0001*10⁵Hz、2.6667*10⁵Hz、2.0000*10⁵Hz以及1.6000*10⁵Hz，则，当m＝1、2、3时对应的载波小数频率偏移算法均能检测出本发明实施例中所设定的2.487*10⁵Hz的频率偏移量。

在载波频率偏移Δf为2.487*10⁵Hz、接收信号信噪比为-5dB的条件下，当N_d分别取值1*N_S＝1*330＝330、2*N_S＝2*330＝660、3*N_S＝3*330＝990时，载波小数频率偏移联合同步仿真效果如图8所示，结果表明载波小数频率偏移联合同步方法-5dB噪声干扰同时最大估计范围m＝1下的载波小数频率偏移方法的性能并不是很理想，而m＝2下的载波小数频率偏移方法估计结果与真实值最为接近且性能也最为稳定，同时也说明载波小数频率偏移较易受噪声的干扰，但在-5dB的噪声干扰下仍具有较优异的频偏检测结果。

步骤6：载波整数频率偏移联合同步的具体实施

在本实施例中，令窗口长度L＝N_C＝37；再由(17)式、(20)式得，窗口间隔N_d＝2*N_C＝2*37＝74＜128，满足步骤4中进行载波整数频率偏移联合同步的判定条件，则载波整数倍频率偏移量的估计范围±(3.5676*10⁶)。根据符号定时同步方法给出的精确符号起始时刻，根据本发明中所设计的符号定时联合同步方法可得在载波频率偏移Δf为2.217*106Hz、接收信号信噪比为5dB的条件下的仿真效果如图9所示，仿真结果表明，载波整数频率偏移方法同样较易受到噪声干扰的影响，但在仿真信噪比条件下仍具有较理想的整数频率偏移检测结果。

有上述实施例可以看出，本发明提出的接收机时域联合同步方法的主要优点在于对符号定时的精确检测上，在2.487*10⁵Hz小数频率偏移以及-15dB的低信噪比条件下，基于帧定时联合同步检测结果的符号定时联合同步方法具有非常优异的符号定时性能，在上述恶劣条件下，本发明提出的符号定时联合同步方法检测精度仍达到了1～3个采样间隔，本方法从根本上克服了符号定时方法易受频偏以及噪声干扰而无法实现精确符号定时同步的缺点。

其次，从具体实施例还可以得到，本发明提出的联合同步方法实现了帧定时同步方法、载波小数频率偏移检测以及载波整数频率偏移检测方法的联合设计，三种方法共用同一相关表达式，具有相同的同步参数表示形式，从而在工程实现中能大量节省硬件资源，同时提高系统的抗干扰能力与同步方法的整体性能，最大程度上节省了实现成本。

Claims (2)

1.一种正交频分复用超宽带系统接收机时域联合同步方法，其特征在于包括下述步骤：

步骤1：信息帧格式的确定

一个信息帧包括前导符与有效载荷，前导符又包括帧同步序列与信道估计序列，帧同步序列包括N_F个符号，每个符号由N_FFT个帧同步序列数据与N_G个保护间隔数据组成，保护间隔数据包括N_C个循环前缀与N_C个循环后缀组成；所述的帧同步序列数据由N_FFT个具备自相关特性的伪随机数据经相应的IFFT变换后得到；同一信息帧中前导符的信道估计序列以及有效载荷的每一个符号的结构及生成方式与帧同步序列的符号完全相同；

步骤2：帧定时联合同步

帧定时联合同步采用双滑动窗口中的数据进行相关运算与相关峰值判决的方式，在接收数据流中设置两个同向滑动窗口：窗口1和窗口2，窗口长度为L，窗口间隔为N_d，两窗口在接收数据中每次滑动的步进量为一个采样数据，采样间隔为T_S；令窗口1中第1个数据为R(n)(n＝0，1，2，......)，与其对应的发射数据为S(n)，当存在载波频率偏移Δf、相位偏移

以及噪声干扰η时，则互相关变量

令窗口间隔N_d＝(N_F-1)*N_S，令窗口长度L＝N_S，则当C(n)取最大值C_MAX(n)时即为帧定时的起始时刻；

步骤3：符号定时联合同步

符号定时同步方法采用单滑动窗口中数据与接收机本地存储数据进行相关判决的方式，在接收数据流中只设置一个单向滑动窗口，即窗口1，窗口长度L＝N_S，窗口1在帧定时同步得到的定时范围内滑动，每次滑动的步进量为一个采样数据，在本地接收机中存储已知的发射端帧同步序列中一个符号长度L＝N_S的数据，则当窗口1内采样数据与本地存储数据的相关峰值最大时，即为符号定时的初步估计；令窗口1的起始数据为R(n)(n＝0，1，2，......)，本地存储数据为T_lcl(n)，则定义符号定时初步估计方法中的相关变量将帧定时同步结果与符号定时初步估计相加得到符号定时联合同步估计，定义采样数据与本地存储数据的相关变量C_S(n)＝C_S′(n)+C_MAX(n)+η(n*T_S)；

步骤4：载波小数频偏同步与载波整数频偏同步的执行判定

定义归一化变量

子载波频率间隔ΔF＝1/(N_FFT*T_S)，则可估计的频率偏移范围为当N_d＞(N_FFT/2)时，估计范围小于子载波间隔，此时执行步骤5中的载波小数频率偏移联合同步；当N_d＜(N_FFT/2)时，估计范围大于子载波间隔，此时执行步骤6中的载波整数频率偏移联合同步；

步骤5：载波小数频率偏移联合同步

载波小数频率偏移联合同步采用双滑动窗口中的数据进行相关运算与相关峰值判决，令窗口间隔N_d＝m*N_S(m＝1，2，......，N_F-1)，窗口长度L＝N_S，则根据以及m的不同取值可分别对

这N_F-1个不同范围内的载波小数频率偏移量进行检测；

步骤6：载波整数频率偏移联合同步

载波整数频率偏移联合同步采用双滑动窗口中的数据进行相关运算与相关峰值判决，令窗口间隔N_d＝2*N_C，窗口长度L＝N_C，根据步骤3中符号定时联合同步方法确定的某一符号的起始时刻可反推得到前一个符号的循环后缀中第一个数据的起始时刻，则两个滑动窗口的窗口间隔N_d＝2*N_C、窗口长度L＝N_C，由可进行载波整数倍频率偏移量的估计，且估计范围为 $\±(\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{N_C}*\frac{\mathrm{\ΔF}}{2}).$

2.根据权利要求1所述的一种正交频分复用超宽带系统接收机时域联合同步方法，其特征在于：所述的循环前缀数据放在帧同步序列数据第一个数据之前，由帧同步序列数据最后端N_C个数据按顺序复制生成；循环后缀数据放在帧同步序列数据最后一个数据之后，由帧同步序列最前端N_C个数据按顺序复制生成，保护间隔中的循环前缀数据、循环后缀数据分别与帧同步序列数据中的相应数据构成了交叉复制生成方式。

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