CN108600142A - 一种fbmc/oqam系统中的同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于正交频分复用技术领域，公开了一种FBMC/OQAM系统中的同步方法，在频域上传输一组伪PN序列，经过发送端的调制技术，在时域上生成真正的PN序列；利用生成的PN序列完成对时偏和频偏的检测。本发明在频域上传输一组伪PN序列，经过发送端的调制技术，在时域上生成真正的PN序列，利用生成的PN序列完成对时偏和频偏的检测。该方法与在时域生成Zadoff‑Chu序列的方案相比，在保证了同步性能的情况下极大地降低了运算复杂度。对于实际的FBMC系统中，同步性能达到系统性能指标的前提下，采用本发明的方法降低复杂度可以降低对芯片的性能要求，使定时同步更容易实现。

Description

一种FBMC/OQAM系统中的同步方法

技术领域

本发明属于正交频分复用技术领域，尤其涉及一种FBMC/OQAM系统中的同步方法。

背景技术

目前，业内常用的现有技术是这样的：滤波器组多载波(FBMC)传输方案于20世纪60年代被首次提出，是一种适于多径衰落信道的高效多载波调制技术(MCM)。相比传统CP-OFDM方案，FBMC的原型滤波器可以根据需要进行设计、载波间不需要完全正交，不需要插入CP、子载波带宽可以设置、可灵活控制各子载波的交叠程度、便于使用一些零散的频谱资源。FBMC系统因其特殊的调制技术，相邻载波间存在干扰，输出符号间存在拖尾叠加，无法应用传统OFDM系统中的同步方案。估计精度高、计算复杂度低的同步方法仍有待研究。FBMC/OQAM系统将FBMC技术与偏移正交幅度调制(OQAM)技术相结合，避免了相邻载波间干扰的问题。针对FBMC/OQAM系统的同步方法，目前已有许多参考文献。盲同步定时估计，不需要额外的训练符号，频谱效率高，在多径下性能很好，但只适用于非弥散信道，需要大量数据符号和较长的锁定时间，不适合突发通信。提出基于FBMC符号结构的同步算法，通过训练序列在FBMC系统的时域上构造延迟冗余，从而实现符号和频率同步，但是该方法定时的不确定性很大，且频偏估计的范围很小。改进了的定时度量函数，提高了定时的精确度。但在构造训练序列延迟间隔上并没有改进，依然没有解决频偏估计范围的问题。提出了在时域生成CAZAC(恒包络零自相关)信号的方法，利用时域上的Zadoff-Chu序列完成同步。但是该方案同步实现复杂度较高。

综上所述，现有技术存在的问题是：利用时域上的Zadoff-Chu序列完成同步实现复杂度较高。

解决上述技术问题的难度和意义：

相比传统的CP-OFDM系统，FBMC/OQAM系统具有更高的频谱效率、更低的带外衰减。然而FBMC/OQAM系统其特殊的调制技术，输出符号间存在拖尾叠加，这使得FBMC/OQAM系统中的同步技术面临着很大挑战。时频同步估计的精度不高将极大削弱系统性能。针对符号间拖尾叠加的问题，现有的时频同步方法存在着计算复杂度高，时频估计精度低等问题。本发明提出的算法在保证同步精度的前提下，极大降低了同步计算复杂度，进而改善系统性能。

发明内容

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种FBMC/OQAM系统中的同步方法。

本发明是这样实现的，一种FBMC/OQAM系统中的同步方法，所述 FBMC/OQAM系统中的同步方法在频域上传输一组伪PN序列，经过发送端的调制技术，在时域上生成真正的PN序列；利用生成的PN序列完成对时偏和频偏的检测。

进一步，所述FBMC/OQAM系统中的同步方法的FBMC/OQAM系统模型

FBMC/OQAM系统第m个符号的第n个子载波的传输信号为复数d_n,m。和分别是d_n,m的实部和虚部，N为子载波个数，h(p)是原型滤波器的脉冲响应，长度为L＝KN，K为重叠因子；p为采样点索引，p∈[0,L-1]；定义：

则：

其中：

A_m(p)是第m个输入数据的IDFT变换，分为偶数载波部分和基数载波部分且满足将和分别用1×N/2的向量来表示：

则A_m(p)表示为：

脉冲响应滤波器h(p)长度为L＝(2K)(N/2)，将h_k表示为1×N/2的向量：

h_k＝[h(Nk/2),h(Nk/2+1),...,h(N(k+1)/2-1)]；

则S_m(p)表示为1×L的向量：

FBMC/OQAM符号表示为2K个块，每个块的长度为N/2；将第m个 FBMC/OQAM符号的第k个块的部分用S(k,m)表示，则：

进一步，计算频域伪PN序列的方法包括：将时域生成的PN序列用Z表示，频域的伪PN序列用C表示，长度为N/2，映射到第m'个符号时间的偶数载波部分，即d_2n,m'＝c_n，n＝0,...,N/2-1，和分别是c_n的实数部分和虚数部分，且则第2m'和第2m'+1个符号分别表示为：

其中，C₁和C₂分别是C₁(p)和C₂(p)的向量表示：

当PN序列落在FBMC/OQAM符号的第2m'个符号的第k'个块时，表示为 (k',2m')，通过(0,2m'+k')，(1,2m'+k'-1)，...，(2K-1,2m'+k'-2K+1)共2K个块叠加得到；则PN序列表示为：

得到序列C和Z的关系为：

其中D⁽¹⁾为第m'符号中奇载波位置符号的求和；D⁽²⁾是在第m'个符号相邻符号的求和：

简化为：

其中，i＝0,1,...,N/2-1，

进一步，频域伪PN序列的求解方法为：

1)求解D⁽¹⁾项，D⁽¹⁾项通过在第m'个符号的奇载波位置传输零而去除；

2)求解D⁽²⁾项，给定位置索引k，将目标符号的能量与相邻符号的能量之比记为BEC，则：

BEC_k取得最大值时的k^*作为PN序列的位置，得到D⁽²⁾：

3)求解C序列，列出C₁(i)和C₂(i)的实数部分和虚数部分方程，因D⁽²⁾是一个全实数，只有实数部分方程包含D⁽²⁾：

C₁和C₂分别为和的傅里叶变换，满足共轭对称性：

其中i＝1,...,N/4-1：

因生成的为PN序列，其虚部为0，Z^I(i)＝0,i＝0,...,N/2，得：

其中，i＝1,...,N/4-1，当 i＝0,i＝N/4时：

则得到C₁(i)和C₂(i)分别为：

求得c_n序列：

进一步，所述FBMC/OQAM系统中的同步方法完成定时和频率同步包括：

1)定时同步，将接收信号与本地预存的PN时域序列直接进行相关运算，其关系式为：

其中y(n)为接收序列，p_time(n)为本地预存的PN序列，当相关值R(d)取得最大值时对应的d即为Z序列起始位置；

2)频率同步

进行频偏估计时，在时域生成两个重复的PN序列，每个PN长度为N/2：

其中d_loc为估计出的定时位置，ε为归一化频偏。

本发明的另一目的在于提供一种应用所述FBMC/OQAM系统中的同步方法的多载波调制系统。

综上所述，本发明的优点及积极效果为：相对于传统正交频分复用 (CP-OFDM)技术，滤波器组多载波技术(FBMC)因其不需要循环前缀(CP)，具有更低的带外干扰和更高的频谱利用率等优点受到广泛关注。但 FBMC/OQAM系统对时偏和频偏敏感，估计精度高、计算复杂度低的同步方法仍有待研究。本发明通过在频域上传输一组同步序列，经过发送端的调制技术，在时域上生成PN序列，利用生成的PN序列完成对时偏和频偏的检测。仿真分析结果表明，与传统算法相比，本发明提出的方法估计精度高，同步复杂度更低。

附图说明

图1是本发明实施例提供的FBMC/OQAM系统中的同步方法流程图。

图2是本发明实施例提供的

图3是本发明实施例提供的在时域生成PN序列时的同步性能示意图；

图中：(a)为在高斯信道下，A、B两方案定时性能差距较小，均能比较准确的确定定时位置；(b)为在高斯信道下，A、B两方案的频偏均方误差。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提出了在时域生成PN序列作为前导码的方法，与生成Zadoff-Chu 序列的方案相比估计精度高，同步复杂度更低。

如图1所示，本发明实施例提供的FBMC/OQAM系统中的同步方法包括以下步骤：

S101：在频域上传输一组伪PN序列，经过发送端的调制技术，在时域上生成真正的PN序列；

S102：利用生成的PN序列完成对时偏和频偏的检测。

下面结合附图对本发明的应用原理作进一步的描述。

1FBMC/OQAM系统模型

假设FBMC/OQAM系统第m个符号的第n个子载波的传输信号为复数d_n,m°和分别是d_n,m的实部和虚部，则FBMC/OQAM系统发送信号的等效基带模型为：

其中N为子载波个数，h(p)是原型滤波器的脉冲响应，长度为L＝KN，K为重叠因子；p为采样点索引，p∈[0,L-1]；定义：

则公式(1)简化为：

其中：

由式(3)可知，FBMC/OQAM信号可通过对S_m(p)叠加求和实现。由式(4)可知A_m(p)是第m个输入数据的IDFT变换，可分为偶数载波部分和基数载波部分且满足将和分别用1×N/2的向量来表示：

则A_m(p)表示为：

脉冲响应滤波器h(p)长度为L＝(2K)(N/2)，将h_k表示为1×N/2的向量：

h_k＝[h(Nk/2),h(Nk/2+1),...,h(N(k+1)/2-1)] (7)

则S_m(p)可以表示为1×L的向量：

由式(8)可知，FBMC/OQAM符号可以表示为2K个块，每个块的长度为N/2。将第m个FBMC/OQAM符号的第k个块的部分用S(k,m)表示，则：

2计算频域伪PN序列

将时域生成的PN序列用Z表示，频域的伪PN序列用C表示，长度为N/2，映射到第m'个符号时间的偶数载波部分，即d_2n,m'＝c_n，n＝0,...,N/2-1，和分别是c_n的实数部分和虚数部分，且则第2m'和第2m'+1个符号分别表示为：

其中，C₁和C₂分别是C₁(p)和C₂(p)的向量表示：

如图2所示，当PN序列落在FBMC/OQAM符号的第2m'个符号的第k'个块时，表示为(k',2m')，可通过(0,2m'+k')，(1,2m'+k'-1)，...，(2K-1,2m'+k'-2K+1)共2K 个块叠加得到。则PN序列可表示为：

将(10a)，(10b)带入(13)得到序列C和Z的关系为：

其中D⁽¹⁾为第m'符号中奇载波位置符号的求和。D⁽²⁾是在第m'个符号相邻符号的求和：

将式(13)简化为：

其中，i＝0,1,...,N/2-1，则求解伪PN序列可分为 3步；

1)求解D⁽¹⁾项

D⁽¹⁾项可通过在第m'个符号的奇载波位置传输零而去除。

2)求解D⁽²⁾项

当PN位置确定后，C序列位置也随之确定。为了增大C序列信号的能量，降低相邻符号的能量，将PN序列的位置定义为与C序列相乘的滤波器幅值最大的位置。假设给定位置索引k，将目标符号的能量与相邻符号的能量之比记为 BEC，因为了消除块能量的不确定性，认为当载波数量很大时，输入数据块的能量是恒定的，即则：

为最小化近似误差，将BEC_k取得最大值时的k^*作为PN序列的位置。将k^*代入式(14b)即可得到D⁽²⁾：

3)求解C序列

根据式(13)，列出C₁(i)和C₂(i)的实数部分和虚数部分方程。因D⁽²⁾是一个全实数，只有实数部分方程包含D⁽²⁾：

C₁和C₂分别为和的傅里叶变换，满足共轭对称性：

其中i＝1,...,N/4-1：

因生成的为PN序列，其虚部为0，Z^I(i)＝0,i＝0,...,N/2。将(19)代入式(18) 得：

其中，i＝1,...,N/4-1，当 i＝0,i＝N/4时：

则得到C₁(i)和C₂(i)分别为：

最后根据式(23)求得c_n序列：

3完成定时和频率同步

1)定时同步，将接收信号与本地预存的PN时域序列直接进行相关运算，其关系式为：

其中y(n)为接收序列，p_time(n)为本地预存的PN序列，当相关值R(d)取得最大值时对应的d即为Z序列起始位置。

2)频率同步

进行频偏估计时，利用本发明提出的方法在时域生成两个重复的PN序列，每个PN长度为N/2：

其中d_loc为估计出的定时位置，ε为归一化频偏。

下面结合仿真对本发明的应用效果作详细的描述。

为了验证提出本发明的性能，本发明采用的FBMC/OQAM系统的仿真参数如表1所示。

表1 FBMC/OQAM系统仿真参数

a)同步性能

仿真结果如下，其中Zadoff-Chu表示在时域生成Zadoff-Chu序列时的同步性能，以下简记为A方案。PN表示本发明提出的在时域生成PN序列时的同步性能，记为B方案。图(3a)所示为在高斯信道下，A、B两方案定时性能差距较小，均能比较准确的确定定时位置。随着信噪比的增加，定时准确度越高，在信噪比为-2dB以后，定时准确率达到1。图(3b)所示为在高斯信道下，A、B 两方案的频偏均方误差。可以看出A、B两方案在频偏估计性能相差不大。

b)计算复杂度

本发明用实现定时同步所需的加法次数和乘法次数来表示该方案的复杂度。接收端每帧长度为146944，生成Zadoff-Chu或PN序列长度为512。A方案所需乘法次数为(146944-512)*512*4＝299892736次，加法次数为(146944-512) *512*3＝224919552次。B方案所需乘法次数为(146944-512)*512*2＝149946368 次，加法次数为(146944-512)*512＝74973184次。即B方案与A方案相比乘法运算量变为原来的一半，加法运算量变为原来的1/3。

综上可知，在相同信道下，A、B两种方案的定时和频偏估计性能基本相同，但在计算复杂度上，本发明提出的B方案具有明显优势。本发明提出了针对FBMC/OQAM系统的同步方法，在频域上传输一组伪PN序列，经过发送端的调制技术，在时域上生成真正的PN序列，利用生成的PN序列完成对时偏和频偏的检测。该方法与在时域生成Zadoff-Chu序列的方案相比，在保证了同步性能的情况下极大地降低了运算复杂度。对于实际的FBMC系统中，同步性能达到系统性能指标的前提下，采用本发明的方法降低复杂度可以降低对芯片的性能要求，使定时同步更容易实现。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种FBMC/OQAM系统中的同步方法，其特征在于，所述FBMC/OQAM系统中的同步方法在频域上传输一组伪PN序列，经过发送端的调制技术，在时域上生成真正的PN序列；利用生成的PN序列完成对时偏和频偏的检测。

2.如权利要求1所述的FBMC/OQAM系统中的同步方法，其特征在于，所述FBMC/OQAM系统中的同步方法的FBMC/OQAM系统模型

FBMC/OQAM系统第m个符号的第n个子载波的传输信号为复数d_n,m；和分别是d_n,m的实部和虚部，N为子载波个数，h(p)是原型滤波器的脉冲响应，长度为L＝KN，K为重叠因子；p为采样点索引，p∈[0,L-1]；定义：

则：

其中：

A_m(p)是第m个输入数据的IDFT变换，分为偶数载波部分和基数载波部分且满足将和分别用1×N/2的向量来表示：

则A_m(p)表示为：

脉冲响应滤波器h(p)长度为L＝(2K)(N/2)，将h_k表示为1×N/2的向量：

h_k＝[h(Nk/2),h(Nk/2+1),...,h(N(k+1)/2-1)]；

则S_m(p)表示为1×L的向量：

FBMC/OQAM符号表示为2K个块，每个块的长度为N/2；将第m个FBMC/OQAM符号的第k个块的部分用S(k,m)表示，则：

3.如权利要求2所述的FBMC/OQAM系统中的同步方法，其特征在于，计算频域伪PN序列的方法包括：将时域生成的PN序列用Z表示，频域的伪PN序列用C表示，长度为N/2，映射到第m'个符号时间的偶数载波部分，即d_2n,m'＝c_n，n＝0,...,N/2-1，和分别是c_n的实数部分和虚数部分，且则第2m'和第2m'+1个符号分别表示为：

其中，C₁和C₂分别是C₁(p)和C₂(p)的向量表示：

当PN序列落在FBMC/OQAM符号的第2m'个符号的第k'个块时，表示为(k',2m')，通过(0,2m'+k')，(1,2m'+k'-1)，...，(2K-1,2m'+k'-2K+1)共2K个块叠加得到；则PN序列表示为：

得到序列C和Z的关系为：

其中D⁽¹⁾为第m'符号中奇载波位置符号的求和；D⁽²⁾是在第m'个符号相邻符号的求和：

简化为：

其中，i＝0,1,...,N/2-1，

4.如权利要求3所述的FBMC/OQAM系统中的同步方法，其特征在于，频域伪PN序列的求解方法为：

1)求解D⁽¹⁾项，D⁽¹⁾项通过在第m'个符号的奇载波位置传输零而去除；

2)求解D⁽²⁾项，给定位置索引k，将目标符号的能量与相邻符号的能量之比记为BEC，则：

BEC_k取得最大值时的k^*作为PN序列的位置，得到D⁽²⁾：

3)求解C序列，列出C₁(i)和C₂(i)的实数部分和虚数部分方程，因D⁽²⁾是一个全实数，只有实数部分方程包含D⁽²⁾：

C₁和C₂分别为和的傅里叶变换，满足共轭对称性：

其中i＝1,...,N/4-1：

因生成的为PN序列，其虚部为0，Z^I(i)＝0,i＝0,...,N/2，得：

其中，i＝1,...,N/4-1，当i＝0,i＝N/4时：

则得到C₁(i)和C₂(i)分别为：

求得c_n序列：

5.如权利要求1所述的FBMC/OQAM系统中的同步方法，其特征在于，所述FBMC/OQAM系统中的同步方法完成定时和频率同步包括：

1)定时同步，将接收信号与本地预存的PN时域序列直接进行相关运算，其关系式为：

其中y(n)为接收序列，p_time(n)为本地预存的PN序列，当相关值R(d)取得最大值时对应的d即为Z序列起始位置；

2)频率同步

进行频偏估计时，在时域生成两个重复的PN序列，每个PN长度为N/2：

其中d_loc为估计出的定时位置，ε为归一化频偏。

6.一种应用权利要求1～5任意一项所述FBMC/OQAM系统中的同步方法的多载波调制系统。