CN105007146B - 物理帧中前导符号的生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种物理帧中前导符号的生成方法，包括如下步骤：对预定长度的频域OFDM符号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号；确定循环前缀长度；从所述时域OFDM符号后部截取所述循环前缀长度的部分时域OFDM符号作为循环前缀；根据该部分时域OFDM符号生成调制信号；基于所述循环前缀、所述时域OFDM符号和所述调制信号生成前导符号。本技术方案解决了频域信道估计性能下降的问题，并且利用该部分时域OFDM符号生成调制信号，使得生成的前导符号具有良好的小频偏和定时同步性能。进一步地，保证了载波频率偏差在‑500kHz至500kHz范围内接收端仍可以处理接收信号。

Description

物理帧中前导符号的生成方法

技术领域

本发明涉及无线广播通信技术领域，特别涉及一种物理帧中前导符号的生成方法。

背景技术

通常为了使OFDM系统的接收端能正确解调出发送端所发送的数据，OFDM系统必须实现发送端和接收端之间准确可靠的时间同步。同时，由于OFDM系统对载波的频偏非常敏感，OFDM系统的接收端还需要提供准确高效的载波频谱估计方法，以对载波频偏进行精确的估计和纠正。

目前，OFDM系统中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是基于前导符号来实现的。前导符号是OFDM系统的发送端和接收端都已知的符号序列，前导符号做为物理帧的开始(命名为P1符号)，P1符号在每个物理帧内只出现一次，它标志了该物理帧的开始。P1符号的用途包括有：

1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；

2)提供基本传输参数(例如FFT点数、帧类型信息等)，以使接收端可以进行后续接收处理；

3)检测出初始载波频偏和定时误差，进行补偿后达到频率和定时同步。

DVB_T2标准中提出了基于CAB时域结构的P1符号设计，较好地实现了上述功能。但是，在低复杂度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1024、542、或者482个符号的长多径信道时，利用CAB结构进行定时粗同步会发生较大偏差，导致频域上估计载波整数倍频偏出现错误。另外，在复杂频率选择性衰落信道时，DBPSK差分解码也可能会失效。而且，由于DVB_T2时域结构中没有循环前缀，若和需要进行信道估计的频域结构组合，将造成其频域信道估计性能严重下降的问题。

发明内容

本发明解决的问题是目前DVB_T2标准及其他标准中，DVB_T2时域结构中没有循环前缀，不能适用于相干检测，而且前导符号在复杂频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。

为解决上述问题，本发明实施例提供了一种物理帧中前导符号的生成方法，包括如下步骤：对预定长度的频域OFDM符号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号；确定循环前缀长度；从所述时域OFDM符号后部截取所述循环前缀长度的部分时域OFDM符号作为循环前缀；根据该部分时域OFDM符号生成调制信号；基于所述循环前缀、所述时域OFDM符号和所述调制信号生成前导符号。

可选的，所述确定循环前缀长度包括：根据无线广播通信系统需要对抗的多径长度来确定循环前缀长度。

可选的，根据该部分时域OFDM符号生成调制信号包括：设置一个频移序列；将该部分时域OFDM符号乘以该频移序列以得到所述调制信号。

可选的，所述基于所述循环前缀、所述时域OFDM符号和所述调制信号生成前导符号包括：将所述循环前缀拼接在所述时域OFDM符号的前部作为保护间隔，并将所述调制信号拼接在所述OFDM符号的后部作为调制频偏序列以生成前导符号。

可选的，在所述对预定长度的频域OFDM符号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号之前还包括如下步骤：在频域上分别生成固定序列和信令序列；将固定序列和信令序列填充至有效子载波上，且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列；在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

可选的，所述固定序列为复数序列，且该复数序列中各个复数的模为1。

可选的，该复数序列中第n个复数为其中，ω_n的取值依顺序从左往右按行排列如下表所示：

可选的，在频域上生成信令序列包括如下步骤：生成基准序列；对该基准序列进行循环移位以生成信令序列。

可选的，所述基准序列表示为：对所述基准序列进行循环移位后生成的信令序列表示为：SC_i＝z(k_i-1),z(k_i),...,z(349),z(0),...,z(k_i-2),i＝0～255，其中k_i为移位值，如下表所示：

可选的，所述固定序列的长度与所述信令序列的长度相等，且该长度小于所述预定长度的1/2。

可选的，在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号包括：在所述有效子载波两侧分别填充等长度的零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

可选的，每侧填充的零序列子载波的长度大于临界长度值，该临界长度值由系统采样率、符号率和预定长度来确定。

可选的，所述预定长度为1024。

可选的，所述循环前缀长度为512。

与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：

根据本发明实施例提供的物理帧中前导符号的生成方法，根据不同的信道环境确定循环前缀长度，并从时域OFDM符号后部截取所述循环前缀长度的部分时域OFDM符号作为循环前缀，从而解决了频域信道估计性能下降的问题。并且利用该部分时域OFDM符号生成调制信号，使得生成的前导符号具有良好的小频偏和定时同步性能。

进一步地，在生成频域OFDM符号的过程中，将固定序列和信令序列以奇偶交错的方式填充至有效子载波上，通过这样特定的频域结构设计，其中固定序列可以作为物理帧中的导频，从而便于接收端对接收到的物理帧中前导符号进行解码解调。

而且，由于固定序列采用复数序列，该复数序列中各个复数的模为1，这样使得后续生成的前导符号具有较低的峰值平均功率比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)，且提高了接收端检测前导符号的成功概率。

更进一步地，利用时域OFDM符号的调制信号与时域OFDM符号的结构(作为前导符号)保证了在接收端利用延迟相关可以得到明显的峰值。并且，在生成该前导符号过程中，设计时域OFDM符号的调制信号可以避免接收端受到连续波干扰或者单频干扰，或者出现与调制信号长度等长的多径信道，或者接收信号中保护间隔长度和调制信号的长度相同时出现误检测峰值。

附图说明

图1是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法的具体实施方式的流程示意图；

图2是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法中频域OFDM符号的生成方法的流程示意图；

图3是利用图2所示的频域OFDM符号的生成方法所生成的频域OFDM符号的频域载波分布示意图。

具体实施方式

发明人发现目前DVB_T2标准及其他标准中，DVB_T2时域结构中没有循环前缀，而且前导符号在频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。

针对上述问题，发明人经过研究，提供了一种物理帧中前导符号的生成方法。解决了频域信道估计性能下降的问题，并且利用该部分时域OFDM符号生成调制信号，使得生成的前导符号具有良好的小频偏和定时同步性能。进一步地，保证了载波频率偏差在-500kHz至500kHz范围内接收端仍可以处理接收信号。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

如图1所示的是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法的具体实施方式的流程示意图。参考图1，物理帧中前导符号的生成方法包括如下步骤：

步骤S14：对预定长度的频域OFDM符号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号；

步骤S15：确定循环前缀长度；

步骤S16：从所述时域OFDM符号后部截取所述循环前缀长度的部分时域OFDM符号作为循环前缀；

步骤S17：根据该部分时域OFDM符号生成调制信号；

步骤S18：基于所述循环前缀、所述时域OFDM符号和所述调制信号生成前导符号。

需要说明的是，在生成前导符号过程中，对于如何生成频域OFDM符号的方式并不做限定。在实践中，本领域技术人员可以采用现有技术生成频域OFDM符号。

在本发明实施例中，发明人经过研究，提供了一种频域OFDM符号的生成方法。如图2所示的是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法中频域OFDM符号的生成方法的流程示意图。参考图2，频域OFDM符号的生成方法包括如下步骤：

步骤S11：在频域上分别生成固定序列和信令序列；

步骤S12：将固定序列和信令序列填充至有效子载波上，且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列；

步骤S13：在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

具体来说，如步骤S11所述，在频域上分别生成固定序列和信令序列。其中，所述固定序列包括接收端可用来做载波频率同步和定时同步的相关信息、所述信令序列包括各个基本传输参数。

本实施例中，所述固定序列为复数序列，且该复数序列中各个复数的模为1。所述信令序列用来传送P个比特的信息(例如各种信令)，共有2^P个可能，每种可能被映射到一个长度为M的信令序列。序列组有2^P个序列，且彼此之间不相关，同时与已知的固定序列也不相关。

如步骤S12所述，将所述固定序列和信令序列填充至有效子载波上，且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列。

在一个优选的实施方式中，所述固定序列的长度与所述信令序列的长度相等，且该长度小于所述预定长度的1/2。其中，所述预定长度为1024，但实际应用中也可以根据系统需求而改变。

以预定长度为1024为例，设固定序列的长度为N(即承载固定序列的有效子载波的个数为N)、信令序列的长度为M(即承载信令序列的有效子载波的个数为M)，在本实施例中，M＝N。在其他实施例中，N也可以略大于M。

所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列，即固定序列填充至偶子载波(或奇子载波)位置上，相应地，信令序列填充至奇子载波(或偶子载波)位置上，从而在频域的有效子载波上呈现固定序列和信令序列奇偶交错排列的分布状态。需要说明的是，当固定序列和信令序列的长度不一致时(例如M>N)，可以通过补零序列子载波的方式来实现固定序列和信令序列奇偶交错排列。

如步骤S13所述，在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

在优选的实施方式中，本步骤包括：在所述有效子载波两侧分别填充等长度的零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

沿用以预定长度为1024的例子，零序列子载波的长度的G＝1024-M-N，两侧填充(1024-M-N)/2个零序列子载波。

进一步地，为了保证在载波频率偏差在-500kHz至500kHz范围内接收端仍可以处理接收信号，(1024-M-N)/2的值通常大于临界长度值(设为TH)，该临界长度值由系统符号率和预定长度来确定。例如，预定长度为1024，7.61M的系统符号率，9.14M的采样率，则例如，M＝N＝350，则G＝324，两侧各填充162个零序列子载波。

因此，预定长度(1024个)的子载波(即频域OFDM符号)由以下方式填充生成：

其中，所处的奇偶位置可以互换。

如图3所示的是利用图2所示的频域OFDM符号的生成方法所生成的频域OFDM符号的频域载波分布示意图。

采用本发明实施例所述的物理帧中前导符号的生成方法中频域OFDM符号的生成方法，针对上述步骤S11，发明人经过研究得到一种在频域上生成固定序列和信令的序列的具体实施方式。

沿用以预定长度为1024、所述固定序列的长度与所述信令序列的长度相等(都为350)的例子。

具体地，所述固定序列为复数序列，该复数序列中各个复数的模为1。例如，该复数序列中第n个复数为其中，ω_n的取值依顺序从左往右按行排列如下表所示：

其中，第一行是n为0～9对应ω_n的取值、第二行是n为10～19对应ω_n的取值、以此类推，第35行是n为340～349对应ω_n的取值。

信令序列，用来传送P个(例如P＝8)比特的信息，共有2⁸个可能，每种可能被映射到一个长度为350的信令序列。

具体地，在频域上生成信令序列包括如下步骤：

1)生成基准序列；

2)对该基准序列进行循环移位以生成信令序列。

其中，所述基准序列为部分Zadoff-Chu序列。例如，该基准序列可以表示为：

对所述基准序列进行循环移位后生成的信令序列表示为：

其中k_i为移位值，如下表所示：

在其他实施例中，可选择传输该256个序列中的8个(对应P为3)，16个(对应P为4)，32个(对应P为5)，64个(对应P为6)，128个(对应P为7)和256个(对应P为8)来传输满足系统需求的P个比特的信令，并且P的值越小，选择出的序列子集的峰值平均功率比(PAPR)将越低。

最后，预定长度(1024个)的子载波(即频域OFDM符号)由以下方式填充生成：

其中所放奇偶位置可以互换。

继续参考图1，如步骤S14所述，对预定长度的频域OFDM符号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号。

本步骤所述的离散傅里叶反变换是常用的将频域信号转换成时域信号的方式，在此不予赘述。

P1_X_i作离散傅里叶反变换后得到时域OFDM符号：

如步骤S15所述，确定循环前缀长度。

与现有技术不同，在本实施例中，需要在时域OFDM符号前添加循环前缀(CP)，无线广播通信系统可以根据不同的信道环境来确定该循环前缀长度(设为N_cp)。例如，可以根据无线广播通信系统需要对抗的多径长度来确定循环前缀长度。也就是说，在生成前导符号时，无线广播通信系统已能确定该前导符号所需要对抗的多径长度，并以此确定循环前缀。

如步骤S16所述，从所述时域OFDM符号后部截取所述循环前缀长度的部分时域OFDM符号作为循环前缀。

在本实施例中，以所述预定长度为1024为例，所述循环前缀长度为512。也就是说，在本步骤中，截取该时域OFDM符号的后半部分(长度为512)作为循环前缀，从而解决了频域信道估计性能下降的问题。

如步骤S17所述，根据该部分时域OFDM符号生成调制信号。

具体地，本步骤包括：

1)设置一个频移序列；

2)将该部分时域OFDM符号乘以该频移序列以得到所述调制信号。

例如，设该频移序列为其中f_SH＝1/(1024T)。M(t)也可以被设计成其他序列，如m序列或一些简化的窗序列等。

该部分时域OFDM符号的调制信号为P1_B(t)，P1_B(t)是通过该部分时域OFDM符号乘以频移序列M(t)得到，即P1_B(t)为：

如步骤S18所述，基于所述循环前缀、所述时域OFDM符号和所述调制信号生成前导符号。

具体地，将所述循环前缀拼接在所述时域OFDM符号的前部作为保护间隔，并将所述调制信号拼接在所述OFDM符号的后部作为调制频偏序列以生成前导符号。

例如，前导符号可以根据采用如下时域表达式：

其中，N_cp为512。

在其他实施例中，若所述预定长度取其他数值(即不是1024)，则上述P1(t)公式中的1024将改成相应的数值(即与预定长度一致)，而N_cp也可以改成其他数值，优选地，N_cp为所述预定长度的一半。

综上所述，本技术方案解决了频域信道估计性能下降的问题，并且利用该部分时域OFDM符号生成调制信号，使得生成的前导符号具有良好的小频偏和定时同步性能。进一步地，保证了载波频率偏差在-500kHz至500kHz范围内接收端仍可以处理接收信号。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (13)

1.一种物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，包括如下步骤：

对预定长度的频域OFDM符号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号；

确定循环前缀长度；

从所述时域OFDM符号后部截取所述循环前缀长度的部分时域OFDM符号作为循环前缀；

根据该部分时域OFDM符号生成调制信号；

基于拼接在所述时域OFDM符号的前部的所述循环前缀、所述时域OFDM符号和拼接在所述时域OFDM符号的后部的所述调制信号生成前导符号。

2.如权利要求1所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，所述确定循环前缀长度包括：根据无线广播通信系统需要对抗的多径长度来确定循环前缀长度。

3.如权利要求1所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，根据该部分时域OFDM符号生成调制信号包括：

设置一个频移序列；

将该部分时域OFDM符号乘以该频移序列以得到所述调制信号。

4.如权利要求1所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，在所述对预定长度的频域OFDM符号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号之前还包括如下步骤：

在频域上分别生成固定序列和信令序列；

将固定序列和信令序列填充至有效子载波上，且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列；

在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

5.如权利要求4所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，所述固定序列为复数序列，且该复数序列中各个复数的模为1。

6.如权利要求5所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，该复数序列中第n个复数为其中，ω_n的取值依顺序从左往右按行排列如下表所示：

7.如权利要求4所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，在频域上生成信令序列包括如下步骤：

生成基准序列；

对该基准序列进行循环移位以生成信令序列。

8.如权利要求7所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，

所述基准序列表示为：

对所述基准序列进行循环移位后生成的信令序列表示为：

SC_i＝z(k_i-1),z(k_i),...,z(349),z(0),...,z(k_i-2),i＝0～255，

其中k_i为移位值，如下表所示：

9.如权利要求4所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，所述固定序列的长度与所述信令序列的长度相等，且该长度小于所述预定长度的1/2。

10.如权利要求4所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号包括：在所述有效子载波两侧分别填充等长度的零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。

11.如权利要求10所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，每侧填充的零序列子载波的长度大于临界长度值，该临界长度值由系统采样率、符号率和预定长度来确定。

12.如权利要求1所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，所述预定长度为1024。

13.如权利要求12所述的物理帧中前导符号的生成方法，其特征在于，所述循环前缀长度为512。